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Die
vorliegende Erfindung betrifft allgemein eine integrierte elektronische
Vorrichtung, einschließlich einer
Schaltung zur Bereitstellung eines geregelten Ausgangsversorgungsspannungspegels
an einem Ausgangsknoten aus einem einstellbaren Strom.
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Kraftfahrzeuganwendungen
wie zum Beispiel Zündpillentreiber
für Airbags
verwenden einstellbare Stromquellen zum Treiben eines einstellbaren
Stroms durch die Zündpille.
Der Grund dafür
sind der veränderliche
Widerstand der Zündpille
und andere anwendungsspezifische Anforderungen. Der durch die Zündpille fließende einstellbare
Strom wird jedoch ebenfalls zur Erzeugung einer Versorgungsspannung
für andere
elektronische Schaltkreise verwendet. Ein vereinfachter Schaltplan
einer typischen Anwendung ist in 1 gezeigt.
In diesem veranschaulichenden Beispiel kann die Stärke des
einstellbaren Stroms Iadj zwischen drei verschiedenen Zielwerten
I1, I2, I3 variiert werden. Die Zielwerte können auf Grund der Prozessstreuung
des Zündpillenwiderstands
Rx und anderer Anforderungen der Anwendung zwischen 10 mA und 100
mA liegen. In dem vorliegenden Beispiel kann der Widerstand Rx zum
Beispiel zwischen 1 Ohm und 6 Ohm schwanken. Die einstellbare Stromquelle
ACS wird typischerweise durch ein digitales Steuersignal Icntl gesteuert.
Nachdem der Strom Iadj durch die Zündpille gelaufen ist, wird
er zur Erzeugung einer im Wesentlichen konstanten Ausgangsversorgungsspannung
Vout an dem Ausgangsknoten Nout verwendet. Vout wird zur Versorgung wichtiger
Diagnoseschaltungen DB zum Beispiel zur Bestimmung des Zustands
der Zündpille
und anderer Bauelemente mit Spannung verwendet. Vout kann ebenfalls
zur Versorgung weiterer Signalverarbeitungsschaltungen SPS mit Spannung
verwendet werden. Um die Ausgangsspannung Vout auf einem recht konstanten
Pegel zu halten, wird eine Zener-Diode Dz verwendet, die dafür sorgen
sollte, dass der Ausgangsspannungspegel Vout durch die Durchbruchspannung
der Zener-Diode begrenzt ist und somit einen Maximalspannungspegel
nicht überschreiten
kann. Ein Hauptproblem mit dem in 1 gezeigten
Schaltkreis besteht darin, dass die Anschlüsse Zx, ZMx mit einem Versorgungsspannungspegel
kurzgeschlossen werden können.
Dies kann dazu führen,
dass massive Ströme
in die Anschlüsse
fließen,
und die integrierte Schaltung kann zerstört werden. Deshalb begrenzt
eine Strombegrenzungsstufe CL die Maximalstärke des Stroms, der durch die
Zener-Diode Dz und in die Vorrichtung fließen kann. In einer typischen
Anwendung ist der Maximalstrom auf den doppelten Zielwert begrenzt,
d. h. für
eine Zielstärke
I1 des einstellbaren Stroms Iadj von 10 mA wird die Stromgrenze
auf 20 mA gesetzt, und für
einen Zielwert von 100 mA wird die Grenze auf 200 mA gesetzt. Eine
auf einem Halbleiterbauelement integrierte Zener-Diode Dz würde jedoch
zu viel Chipfläche
einnehmen, wenn sie Ströme
bis zu mehreren mA aushalten können
soll. Wenn ein Strom über
der Stromgrenze auftritt, würde
der Ausgangsspannungspegel Vout an dem Ausgangsknoten Nout unabhängig von
der Durchbruchspannung der Zener-Diode ansteigen.
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Entsprechend
wird eine integrierte elektronische Vorrichtung bereitgestellt,
die eine einstellbare Stromquelle zur Bereitstellung eines einstellbaren
Stroms und zur Einstellung der Stärke des einstellbaren Stroms
auf einen Zielwert als Reaktion auf ein Konfigurationssignal umfasst.
Die Schaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung umfasst ferner eine einstellbare Hilfsstromquelle, die
einen einstellbaren Hilfsstrom bereitstellt, dessen Stärke dem
Zielwert entspricht. Ebenso gibt es eine Minimalstromauswahlstufe,
die so eingerichtet ist, dass sie den einstellbaren Strom und den
einstellbaren Hilfsstrom empfängt
und einen ausgewählten Strom
bereitstellt, der einem Minimalwert aus einstellbarem Strom und
einstellbarem Hilfsstrom entspricht. Die Schaltung umfasst einen
mit dem Ausgangsknoten gekoppelten Ausgangsversorgungsspannungspegel-Regelkreis.
Der Ausgangsversorgungsspannungspegel-Regelkreis ist so eingerichtet,
dass er den Ausgangsversorgungsspannungspegel auf einem vorbestimmten
Wert hält.
Des Weiteren gibt es eine Strombegrenzungsstufe zur Begrenzung des
ausgewählten
Stroms auf eine vorbestimmte Maximalstärke. Der Strom aus der einstellbaren
Stromquelle kann zum Beispiel zum Treiben eines einstellbaren Stroms
durch eine Zündpille
verwendet werden. Nachdem der Strom durch die Zündpille geleitet wurde, fließt er zurück in das
integrierte Halbleiterbauelement und wird zur Erzeugung der Versorgungsspannung
verwendet. Innerhalb des integrierten Halbleiterbauelements gemäß der vorliegenden
Erfindung stellt die einstellbare Hilfsstromquelle einen zweiten Strom
bereit, d. h. den einstellbaren Hilfsstrom, der im Grunde dieselbe
Stärke
hat, wie der empfangene einstellbare Strom haben sollte. Die beiden
Ströme
werden durch eine Minimalstromauswahlstufe geleitet, die an ihrem
Ausgang lediglich einen Strom bereitstellt, welcher dem niedrigsten
der beiden Ströme
entspricht, d. h. dem Minimalwert aus einstellbarem Strom und einstellbarem
Hilfsstrom. Der einstellbare Hilfsstrom ist ein interner Strom des
integrierten Halbleiterbauelements, während der einstellbare Strom
nach außerhalb
des integrierten Halbleiterbauelements geleitet wird und somit Kurzschlüssen usw.
ausgesetzt sein kann.
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Folglich überschreitet
der ausgewählte
Strom, der dann zur Erzeugung der Ausgangsspannung verwendet wird,
im Falle eines Kurzschlusses zwischen irgendeinem Anschluss der
sich unter Diagnose befindlichen Vorrichtung niemals einen vorgegebenen
Zielwert. Da die elektronische Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung
keine Zener-Diode benötigt,
kann die entsprechende Chipfläche
für die
Diode eingespart werden. Außerdem
ist die Ausgangsspannung viel stabiler, da der Ausgangsspannungspegel
durch einen speziell dafür
vorgesehenen Regelkreis geregelt wird.
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Es
gibt viele verschiedene Arten zur Implementierung der Minimalstromauswahlstufe.
Allgemein muss die Minimalstromauswahlstufe in der Lage sein, die
Stärke
des ausgewählten
Stroms (d. h. des aus dem Ausgangsknoten ausgegebenen Stroms) auf
einen Wert zu begrenzen, der nicht höher als ein spezifischer vorbestimmter
Wert ist, wenn der tatsächlich
empfangene einstellbare Strom auf Grund irgendeines Fehlers eine
bestimmte Maximalstärke überschreitet.
Eine vorteilhafte Implementierung kann auf einer einstellbaren Hilfsstromquelle
basieren, die mit der Minimalstromauswahlstufe gekoppelt sein kann.
Die einstellbare Hilfsstromquelle wird auf dieselbe Stärke wie
die Stromgrenze gesetzt. Die Minimalstromauswahlstufe kann dann
so eingerichtet sein, dass sie einen Strom als ausgewählten Strom
auswählt,
der die geringste Stärke
aus einstellbarem Strom und einstellbarem Hilfsstrom hat. Zur Einstellung
der einstellbaren Stromquelle können
dieselben Steuersignale wie für
die einstellbare Hilfsstromquelle verwendet werden.
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Die
vorliegende Erfindung betrifft ebenfalls eine spezifische vorteilhafte
Ausführung
einer Minimalstromauswahlstufe.
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Die
Minimalstromauswahlstufe gemäß diesem
Aspekt der vorliegenden Erfindung ist so eingerichtet, dass sie
einen ausgewählten
Strom mit einer Stärke
ausgibt, die der Minimalwert aus einer ersten Stromstärke und
einer zweiten Stromstärke
ist. Die Minimalstromauswahlstufe umfasst einen ersten Stromdifferenzknoten, der
so eingerichtet ist, dass er einen Differenzstrom aus erstem Strom
minus zweitem Strom ausgibt. Es gibt ebenso einen zweiten Stromdifferenzknoten,
der so eingerichtet ist, dass er den ausgewählten Strom durch Bildung der
Differenz aus erstem Strom minus Differenzstrom bereitstellt. Des
Weiteren gibt es einen zwischen den ersten Differenzknoten und den
zweiten Differenzknoten gekoppelten Stromspiegel zur Versorgung
des zweiten Differenzknotens mit dem Differenzstrom. Der Stromspiegel
ist so eingerichtet, dass der aus dem Stromspiegel an den zweiten
Differenzknoten ausgegebene Strom im Wesentlichen Null wird, wenn
der zweite Strom höher
als der erste Strom ist. Dieser vorteilhafte Effekt wird durch den
Stromspiegel bereitgestellt, da es einen als Diode gekoppelten Transistor
in dem Stromspiegel gibt, der verhindert, dass Strom in beide Richtungen
fließt.
Gemäß diesem
Aspekt der vorliegenden Erfindung kann die Minimalstromauswahlstufe
ihren Ausgangsstrom (d. h. den ausgewählten Strom) sanft zwischen
dem ersten Strom und dem zweiten Strom umschalten, von denen einer
die geringere Stärke
hat, ohne Spannungsspitzen oder unerwünschtes Rauschen in dem Schaltkreis
zu erzeugen. Es gibt keinen Bedarf für die Verwendung von Komparatoren
oder hochohmigen Knoten in dem Schaltkreis zur Bereitstellung der
notwendigen Schaltsignale zum Umschalten des Ausgangsstroms von
einem Strom (bzw. einer Stärke)
auf einen anderen. Die Schaltung gemäß diesem Aspekt der Erfindung
verwendet ein strombasiertes Vergleichsprinzip. Folglich gibt es
keinen Bedarf zum Umwandeln von Strömen in Spannungen, was typischerweise
Komparatoren, hochohmige Knoten und große Kondensatoren erfordert,
um Transienten bzw. Spitzen auf Grund des Schaltens zu glätten. Des
Weiteren kann Chipfläche
eingespart werden, da keine Kondensatoren benötigt werden. Im Hinblick auf
die vorliegende Erfindung ist der erste Strom der einstellbare Strom,
und der zweite Strom ist der einstellbare Hilfsstrom.
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Gemäß einem
vorteilhaften Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst der Ausgangsversorgungsspannungspegel-Regelkreis
einen Fehlerverstärker
und einen Ausgangstransistor, der mit einem Steuer-Gate mit einem
Ausgang des Fehlerverstärkers
gekoppelt ist. Der Fehlerverstärker
ist dann so eingerichtet, dass er den Ausgangsversorgungsspannungspegel
mit einem Referenzspannungspegel vergleicht. Des Weiteren stellt
der Fehlerverstärker
dem Ausgangstransistor eine Steuerspannung bereit, die auf dem Vergleichsergebnis
basiert. Der Regelkreis gemäß diesem
Aspekt der vorliegenden Erfindung hält die Ausgangsspannung an dem
Ausgangsknoten konstant.
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In
der vorhergehenden Konfiguration des Ausgangsversorgungsspannungspegel-Regelkreises
kann der Ausgangstransistor vorzugsweise so ausgeführt sein,
dass seine physischen Dimensionen (d. h. das Breiten-Längen-Verhältnis bzw.
W/L-Verhältnis)
als Reaktion auf die ausgewählte
Zielstromstärke
einstellbar sind. Dies ermöglicht
es, dass die integrierte elektronische Vorrichtung passender für verschiedene
Zielstärken
des einstellbaren Stroms eingerichtet werden kann.
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Des
Weiteren kann in obiger Konfiguration des Spannungsregelkreises
ein Fehlerverstärker
verwendet werden, der vorteilhafterweise auf einer Miller-Kompensation basieren
kann. Dies ermöglicht
die Kompensation verschiedener Wert einer Lastkapazität, um eine
stabile Ausführung über einen
großen
Bereich an kapazitiven Lasten bereitzustellen. Dieser Aspekt der
Erfindung berücksichtigt
die unterschiedlichen kapazitiven Lasten, die in einer spezifischen
Anwendung mit dem Ausgangsknoten gekoppelt sein können, und
die Stabilität
von geschlossenen Regelkreiskonfigurationen.
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Weitere
Aspekte der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der untenstehenden
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen. Es zeigen:
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1 einen
vereinfachten Schaltplan einer typischen Anwendung gemäß dem Stand
der Technik,
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2 einen
vereinfachten Schaltplan gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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3 einen
vereinfachten Schaltplan einer bevorzugten Ausführungsform des Ausgangsversorgungsspannungspegel-Regelkreises
gemäß der vorliegenden
Erfindung,
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4 ein
veranschaulichendes Bode-Diagramm, das wichtige Kennlinien der Schaltkreise
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt,
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5 ein
simuliertes Bode-Diagramm der in 3 gezeigten
bevorzugten Ausführungsform,
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6 die
Veränderung
des Phasenrands als Funktion der Lastkapazität der in 3 gezeigten
bevorzugten Ausführungsform,
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7 Signalverläufe, die
sich auf eine Transientiensimulation der in 3 gezeigten
bevorzugten Ausführungsform
beziehen,
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8 einen
vereinfachten Schaltplan einer weiteren bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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9 ein
simuliertes Bode-Diagramm, das sich auf die in 8 gezeigte
bevorzugte Ausführungsform
bezieht,
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10 Signalverläufe, die
sich auf eine Transientiensimulation der in 8 gezeigten
bevorzugten Ausführungsform
beziehen,
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11 einen
vereinfachten Schaltplan einer Minimalstromauswahlstufe gemäß der vorliegenden
Erfindung, und
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12 Signalverläufe von
Strömen,
die sich auf die in 11 gezeigte Ausführungsform
beziehen.
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2 zeigt
einen vereinfachten Schaltplan einer bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Die integrierte elektronische Vorrichtung
gemäß der vorliegenden
Erfindung, die in 2 gezeigt ist, kann vorzugsweise
die Bauelemente innerhalb der gestrichelten Linie IC auf einem integrierten
Halbleiterbauelement umfassen. Die einstellbare Stromquelle ACS
kann extern sein (d. h. sie ist nicht auf dem Halbleiterbauelement
integriert), aber vorzugsweise ist sie intern und wird durch die
digitalen Steuersignale Icntl so gesteuert, dass sie durch Schalten
entsprechender Schalter S1, S2 bzw. S3 einen einstellbaren Strom
Iadj mit einem Zielwert I1, I2 bzw. I3 bereitstellt. Der einstellbare
Strom mit ausgewählter
Stärke
fließt
durch die sich unter Diagnose befindliche Vorrichtung DUD, die zwischen
die Anschlüsse
ZMx und Zx gekoppelt ist und einen Widerstand Rx hat. Die sich unter
Diagnose befindliche Vorrichtung DUD kann eine Zündpille eines Airbags sein
und auf Grund von Prozessstreuung einen Widerstandswert zwischen
1 Ohm und 6 Ohm haben. Der einstellbare Strom Iadj kann zur Kompensation
des unterschiedlichen Widerstands der Zündpille und für andere anwendungsspezifische,
sich auf die Diagnose beziehende Zwecke zwischen 10 mA und 100 mA
verändert werden.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung ist zwischen den Anschluss Zx und den Ausgangsknoten Nout eine
Minimalstromauswahlstufe MCSS gekoppelt. Der Ausgangsspannungspegel
Vout ist an dem Ausgangsknoten Nout unter Verwendung des einstellbaren
Stroms Iadj zu erzeugen. Des Weiteren ist eine einstellbare Hilfsstromquelle
AACS mit der Minimalstromauswahlstufe MCSS gekoppelt. Der von der
einstellbaren Hilfsstromquelle AACS ausgegebene einstellbare Hilfsstrom
Iaux wird ebenfalls durch die digitalen Steuersignale Icntl gesteuert,
die auf den für
die Bestimmung des einstellbaren Stroms Iadj (d. h. der Zielstärke des
einstellbaren Stroms) verwendeten Steuersignalen basieren oder diesen
gleichen können.
Die Minimalstromauswahlstufe empfängt den tatsächlichen
einstellbaren Strom Iadj und stellt einen wählbaren Strom Isel bereit,
welcher der Minimalwert aus empfangenem einstellbarem Strom Iadj
und einstellbarem Hilfsstrom Iaux ist. Anders ausgedrückt wird
der niedrigste der Ströme
Iadj und Iaux als ausgewählter
Strom Isel bereitgestellt. In einer Kraftfahrzeuganwendung kann
jeder beliebige externe Anschluss der integrierten elektronischen
Vorrichtung (zum Beispiel der Anschluss Zx) mit anderen elektronischen
Schaltungen (z. B. einer Autobatterie) kurzgeschlossen werden, wodurch
ein massiver Stromfluss in die integrierte elektronische Vorrichtung
verursacht wird. Der der integrierten elektronischen Vorrichtung
zugeführte
Strom wäre
dann die Summe aus einstellbarem Strom (d. h. der Zielstärke des
Stroms) und zusätzlichem
Strom auf Grund des Kurzschlusses. Diese Situation wird durch Verwendung
der Minimalstromauswahlstufe MCSS vermieden. Die Minimalstromauswahlstufe
MCSS stellt immer einen ausgewählten
Strom Isel bereit, dessen Stärke
dem Minimalwert aus einstellbarem Hilfsstrom Iaux und empfangenem
einstellbarem Strom Iadj entspricht. Folglich kann die Stärke des
ausgewählten Stroms
Isel einen durch die einstellbare Hilfsstromquelle AACS festgesetzten
Maximalpegel, der vorzugsweise die durch die digitalen Steuersignale
Icntl bestimmte Zielstärke
des einstellbaren Stroms Iadj sein kann, nicht übersteigen. Die Ausgangsspannung
Vout wird dazu verwendet, die Diagnoseschaltung DB mit Spannung
zu versorgen, die zur Bestimmung des Zustands der sich unter Diagnose
befindlichen Vorrichtung DUD wie zum Beispiel einer Zündpille
verwendet wird. Der Kondensator CL stellt die kapazitive Last dar,
die mit dem Ausgangsknoten Nout gekoppelt ist. Diese kapazitive
Last variiert typischerweise über
einen weiten Bereich.
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Ein
durch das gestrichelte Rechteck angezeigter Versorgungsspannungsregelkreis
VREGL ist mit dem Ausgangsknoten Nout gekoppelt, um den Ausgangsspannungspegel
Vout zu regeln und zu stabilisieren. Der Versorgungsspannungsregelkreis
VREGL umfasst einen Fehlerverstärker
AMP, der ein Operationsverstärker
und insbesondere ein Operationstranskonduktanzverstärker (OTA)
sein kann. Ferner gibt es einen Ausgangstransistor M0, dessen Gate
mit dem Ausgang des Fehlerverstärkers
AMP gekoppelt ist. Der Fehlerverstärker vergleicht den Ausgangsspannungspegel
Vout mit einem vorgegebenen Referenzspannungspegel Vref und stellt
dem Ausgangstransistor M0 ein Steuersignal bereit, damit der Kanal
des Ausgangstransistors M0 als Reaktion auf das Vergleichsergebnis,
d. h. die Differenz zwischen dem Referenzspannungspegel und dem
tatsächlichen
Ausgangsspannungspegel Vout, durchgeschaltet bzw. gesperrt wird.
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Eine
Strombegrenzungsstufe CLS ist mit dem Drain von M0 gekoppelt, um
den Strom durch M0 auf einen Maximalstrom zu begrenzen. 2 zeigt
eine mögliche
Ausführung
einer Strombegrenzungsstufe CLS, die auf einem die Transistoren
M2 und M3 umfassenden Stromspiegel basiert. M2 ist als Diode gekoppelt
konfiguriert und empfängt
den Referenzstrom Iref, der den zulässigen Maximalstrom durch M3
und somit durch M0 bestimmt. Da der Strom durch M0 bereits durch
die Minimalstromauswahlstufe auf die Stärke des ausgewählten Stroms
Isel begrenzt ist, ist die Strombegrenzungsstufe CLS eine zusätzliche Vorsichtsmaßnahme zur Verhinderung
des Eintritts von starken Strömen
beispielsweise durch den Anschluss Nout.
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Die
einstellbare Stromquelle ACS und die einstellbare Hilfsstromquelle
AACS können
durch Verwendung mehrerer Stromquellen bzw. -senken I1, I2, I3 bzw.
I1L, I2L und I3L implementiert sein. Die Stromquellen werden durch
entsprechende Schalter geschaltet.
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3 zeigt
eine bevorzugte Ausführungsform
eines Ausgangsspannungsregelkreises ausführlicher. Der gezeigte Fehlerverstärker AMP
ist als zweistufiger Transkonduktanz-Operationsverstärker ausgeführt. In 3 sind
die niedrigen Signalparameter gezeigt. Die erste Stufe hat eine
Verstärkungsstufe
gm1 und einen niedrigen Ausgangswiderstand r01. Die zweite Stufe
hat eine Verstärkung
gm2 und eine hohe Ausgangsimpedanz r02. Die Ausgangs- bzw. Eingangskapazität sind durch
C1 bzw. C2 dargestellt. 02 stellt im Grunde die Gate-Source-Kapazität des Ausgangstransistors
M0 dar. M0 hat ein recht großes
Seitenverhältnis
(Breiten-Längen-Verhältnis),
um hohe Ströme
auszuhalten. Folglich hat M0 eine recht hohe Gate-Source-Kapazität. Von Nout
zu dem Gate von M0 wird eine Rückkopplungsverbindung
bereitgestellt, um eine Miller-Kompensation bereitzustellen. Die
Miller-Kapazität
Cc ist so dimensioniert, dass sie verschiedene Lastkapazitätswerte CL
kompensieren kann. Die Miller-Kompensation
verschiebt den Pol auf höhere
Frequenzen jenseits des Verstärkungs-Bandbreite-Produkts
UGB (bzw. Transitfrequenz fτ,
die gleich ist wie die UGB). Dies wird ausführlicher in Bezug auf 4 erläutert. Die
Lastkapazität
kann von im Wesentlichen Null bis Hunderte von nF schwanken. Der
Rückkopplungspfad
besteht aus einer Transkonduktanzstufe gm3, deren Eingangsimpedanz r03
und gleich 1/gm3 ist.
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4 zeigt
ein veranschaulichendes Beispiel eines Bode-Diagramms, um die Miller-Kompensation, die
in der in
3 gezeigten Ausführungsform
verwendet wird, zu erläutern.
Die Stabilitätsanalyse
basiert auf dem offenen Regelkreis. Unter Bezugnahme auf
3 wird
der Regelkreis zwischen dem positiven Eingang des Fehlerverstärkers AMP
und dem Ausgangsknoten Nout geöffnet
(davon getrennt). Die Stabilitätskoeffizienten
erhält
man durch die folgenden Gleichungen:
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Der
Parameter fpa bezieht sich auf die Frequenz des ersten Pols, und
fpo bezieht sich auf die Frequenz des zweiten Pols. Die Transitfrequenz
fτ (bzw.
das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt
UGB) hängt
von der Steilheit gm1 der ersten Stufe und dem Wert der Miller-Kompensations-Kapazität Cc ab.
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5 zeigt
ein simuliertes Bode-Diagramm (Wechselstromverhalten) der in 3 gezeigten
Ausführungsform
für einen
einstellbaren Strom Iadj = 20 mA, der gleich ist wie der ausgewählte Strom
Isel = 20 mA, und einen Lastkondensator CL = 330 nF. Wie aus 5 ersichtlich
ist, ist der Phasenrand bei fτ noch
immer ausreichend, d. h. größer als
40 Grad. Es ist das Ziel, einen ausreichenden Phasenrand für einen
großen
Bereich von Lastkapazitätswerten
bereitzustellen, was durch die vorliegende Erfindung erreicht wird.
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6 zeigt
die Veränderung
des Phasenrands als Funktion des Werts der Lastkapazität CL. Die
in 3 gezeigte bevorzugte Ausführungsform mit den oben dargelegten
Parametern stellt einen ausreichenden Phasenrand für eine Lastkapazität zwischen
Null und mehreren Zehntel μF
bereit.
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7 zeigt
das Transientenverhalten des in 3 gezeigten
Schaltkreises. Wenn der einstellbare Strom Iadj auf einen höheren Wert,
z. B. von ungefähr
20 mA auf 40 mA umgeschaltet wird, ändert sich der ausgewählte Strom
Isel ebenfalls. Die Ausgangsspannung Vout hat ein leichtes Überschwingen
von ungefähr 0,1
V und schwingt sich schnell innerhalb von ungefähr 10 μs bis 20 μs auf den Zielspannungspegel
von 8 V ein.
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8 zeigt
eine weitere Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, bei der das Einschwingverhalten und
die Stabilität
weiter verbessert werden, wenn der Schaltkreis von einer Zielstärke des
einstellbaren Stroms auf eine andere umgeschaltet wird. Die einstellbare
Stromquelle ACS ist nun durch Verwendung von drei Stromquellen realisiert,
die jeweils einen bestimmten Strom bereitstellen, der einem Zielwert
für den
einstellbaren Strom Iadj entspricht. Der benötigte Zielstrom I1, I2 bzw.
I3 wird durch Schalten eines oder mehrerer der Schalter S1, S2 bzw.
S3 durch die digitalen Steuersignale Icntl1 ausgewählt. Der
so ausgewählte
Strom wird dann durch die sich unter Diagnose befindliche Vorrichtung
DUD geleitet, die eine Zündpille
für eine
Airbaganwendung sein kann. In dem vorliegenden Beispiel kann die
DUD einen Widerstand Rx zwischen 1 Ohm und 6 Ohm haben. Wenn kein
Kurzschluss bzw. Fehler auftritt, wird der Strom Iadj der Minimalstromauswahlstufe
MCSS zugeführt.
Die Minimalstromauswahlstufe empfängt ebenfalls einen einstellbaren
Hilfsstrom IL1, IL2 bzw. IL3, dessen Stärke der ausgewählten Stärke I1,
I2 bzw. I3 des einstellbaren Stroms Iadj entspricht. Die Nebenströme IL1,
IL2 bzw. IL3 werden erzeugt, indem einer der Transistoren M8, M9
bzw. M10 unter Verwendung der Schalter S13, S23, S33 und des digitalen
Steuersignals Icntl geschaltet wird. Die Transistoren M8 bis M10
sind in einer Stromspiegelkonfiguration mit dem Transistor M4 gekoppelt,
um den Hilfsstrom IL1, IL2 bzw. IL3 bereitzustellen.
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Des
Weiteren wird die Referenzspannung Vref flexibel und präzise erzeugt,
indem eine Bandabstandsspannung Vbg (eine durch eine Bandabstandsspannungsquelle
erzeugte Spannung) verwendet wird, die mit einem Operationsverstärker OP
gekoppelt ist, der mit einem Ausgang mit dem Transistor M11 und
einem die Widerstände
R1, R2 und den programmierbaren Widerstand RP umfassenden Widerstandsteiler
gekoppelt ist. Dies ermöglicht
eine extrem präzise
und variable Bestimmung der Referenzspannung Vref durch den digital
programmierbaren Widerstand RP.
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Ein
Hauptaspekt der in 8 gezeigten Ausführungsform
liegt in der Ausführung
des Ausgangstransistors M0. Das Seitenverhältnis (W/L-Verhältnis) von
MO sollte variabel sein, um den Ausgangstransistor M0 auf verschiedene
Stärken
von Isel zu skalieren. Das Seitenverhältnis kann zum Beispiel durch
Verwendung von drei Ausgangstransistoren M01, M02, M03 an Stelle
eines Einzeltransistors skaliert werden. Gemäß dem ausgewählten Zielwert
I1, I2 bzw. I3 wird ein entsprechender Ausgangspfad durch einen
der Transistoren M01, M02 bzw. M03 ausgewählt, indem einer der Schalter
S12, S22 bzw. S32 mit dem digitalen Steuersignal Icntl2 geschaltet
wird.
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Die
optimalen Dimensionen für
die Transistoren M01 bis M03 für
verschiedene Ströme
Isel bzw. Iadj können
aus den folgenden Überlegungen
abgeleitet werden. Die Verstärkung
bei geöffnetem
Regelkreis wird in Gleichung (1) gegeben. In Gleichung (1) sind
die Glieder gm1·r01
und gm2·r02
unabhängig
von der Stärke des
ausgewählten
Stroms Isel, d. h. lediglich GM0 und RM0 in Gleichung (1) hängen von
dem Drain-Source-Strom durch den Ausgangstransistor M0 ab. Ersetzt
man GM0 und RM0 durch die vereinfachten Standardgleichungen für gesättigte MOSFETs
ergibt dies das folgende Ergebnis:
wobei λ, μ und Cox
Technologieparameter und Ids der Drain-Source-Strom des MOSFET-Transistors
M0 mit einer Gate-Breite W und einer Länge L sind. Wenn der einstellbare
Strom Iadj verändert
wird, werden der Strom Isel und dadurch der Drain-Source-Strom Ids
durch M0 ebenfalls angepasst oder skaliert. Um den sich ändernden
Strom Isel zu berücksichtigen,
kann der Skalierungsfaktor 1/k eingeführt werden, so dass
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Der
Faktor k in Gleichung (6) kann durch Verringerung der Breite W von
M0 ebenfalls um einen Faktor k kompensiert werden, wie aus der folgenden
Gleichung ersichtlich ist:
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Folglich
kann die Verstärkung
(„Gain”) unabhängig von
dem Drain-Source-Strom
Ids werden, wenn der Transistor entsprechend skaliert wird.
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Dasselbe
Skalierungsprinzip gilt automatisch in Bezug auf den ersten Pol
der offenen Regelkreisübertragung,
dessen Frequenz, wie in Gleichung (2) angegeben, fpa ist. Da Gleichung
(2) ebenfalls den Faktor GM0·RM0
enthält,
bleibt fpa so lange unverändert,
wie W um denselben Faktor k wie der durch den Transistor M0 laufende
Drain-Source-Strom Ids verringert wird.
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Schließlich ist
die Frequenz des zweiten Pols fpo ebenfalls von einem skalierten
Drain-Source-Strom durch M0 nicht betroffen, wie aus Gleichung (3)
ersichtlich ist. Gleichung (3) enthält den Faktor GM0/C2, wobei C2
die Gate-Source-Kapazität des MOSFET
M0 ist. Die Gate-Source-Kapazität
wird um den Faktor k skaliert, wenn die Breite W um k verringert
wird, wie durch die folgende Gleichung gezeigt wird:
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Das
Ergebnis obiger Überlegungen
ist, dass man die Transistoren M01 is M03 entsprechend dimensionieren
kann, um einen sich ändernden
Drain-Source-Strom
Isel in den Ausgangstransistoren M0 zu kompensieren. Es ist möglich, Verstärkungs-
und Stabilitätseigenschaften
aufrechtzuerhalten, obwohl der Schaltkreis von einem Strom auf einen
anderen umgeschaltet wird. Unter der Annahme, dass sich die Gleichungen (1)
bis (4) auf Iadj = I2 beziehen, kann Iadj von einer Zielstärke I2 auf
I1 geändert
werden, indem die Schalter S1, S12 und S13 aktiviert werden, während die
anderen Schalter deaktiviert werden. Der Transistor M01 wird durchgeschaltet,
und die Transistoren M02, M03 werden gesperrt. Obwohl die Stärke des
ausgewählten Stroms
Isel geändert
wird, sind die Verstärkung
und Stabilität
des Regelkreises nicht betroffen, da M01 gemäß obigen Gleichungen skaliert
wird.
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Das
Ergebnis ist durch die in 9 gezeigten
Simulationsergebnisse dargestellt. Die gezeigten Bode-Diagramme
beziehen sich auf verschiedene Zielwerte des Stroms Iadj und somit
auf verschiedene Ströme des
ausgewählten
Stroms Isel. Die Signalverläufe
der Stärken
und Phasen der offenen Regelkreissimulation sind im Grunde jedoch
für alle
unterschiedlichen Ströme
gleich.
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10 zeigt
ein entsprechendes Transientenverhalten für einen sich ändernden
einstellbaren Strom Iadj und einen entsprechenden ausgewählten Strom
Isel. Die Ausgangsspannung Vout bleibt unverändert, obwohl die Stärke des
durch die Ausgangstransistoren geleiteten Stroms erheblich geändert wird.
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11 zeigt
einen vereinfachten Schaltplan einer Minimalstromauswahlstufe MCSS,
die in den diversen Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann. Die Minimalstromauswahlstufe MCSS
stellt einen Ausgangsstrom Isel bereit, welcher der niedrigste zweier
unabhängiger
Ströme
ist. Der in 11 gezeigte Schaltkreis basiert
im Wesentlichen auf mehreren Stromspiegeln, einem ersten Differenzknoten
DN1 und einem zweiten Differenzknoten DN2. Ein erster Strom, d.
h. der einstellbare Strom Iadj wird durch die einstellbare Stromquelle
ACS bereitgestellt, die durch die Steuersignale Icntl1 auf eine
spezifische Zielstärke
(z. B. I1, I2 bzw. I3, wie in Bezug auf 8 erläutert) eingestellt
werden kann. Der einstellbare Strom Iadj wird dann durch den Stromspiegel
NM1, NM2 in den ersten Differenzknoten DN1 gespiegelt. Ein zweiter Strom,
d. h. der einstellbare Hilfsstrom Iaux, wird durch die durch das
Steuersignal Icntl2 gesteuerte, einstellbare Hilfsstromquelle AACS
bereitgestellt. Der Grundaufbau der einstellbaren Stromquelle ACS
und der einstellbaren Hilfsstromquelle AACS können dieselben Signale sein.
Ebenso können
die Steuersignale Icntl1 und Icntl2 gleich sein. Der einstellbare
Hilfsstrom wird dem ersten Differenzknoten DN1 durch den Stromspiegel PM3,
PM4 zugeführt.
Da PM5 als Diode gekoppelt ist, kann der Strom durch PM5 lediglich
von der Source zu dem Drain von PM5 fließen, was bedeutet, dass Idiff
nur so lange fließen
kann, wie Iadj höher
als Iaux ist (d. h. Iadj > Iaux).
Wenn Iaux höher
als Iadj ist, wird Idiff Null. Der Differenzstrom Idiff = Iadj – Iaux wird
dem zweiten Differenzknoten DN2 durch die Stromspiegel PM5, PM6
bzw. NM7, NM8 zugeführt.
Der zweite Differenzknoten erzeugt die Differenz aus Iadj und dem
Differenzstrom Idiff. Der von dem zweiten Knoten ausgegebene Differenzstrom
ist Isel = Iadj – Idiff.
Iadj wird dem zweiten Differenzknoten durch den Stromspiegel PM10,
PM11 zugeführt.
Der erste Differenzknoten DN1 ist so angeordnet, dass er einen Differenzstrom
Idiff = Iadj – Iaux bereitstellt,
und der zweite Knoten ist so angeordnet, dass er den ausgewählten Strom
Isel = Iadj – Idiff
bildet. Der Differenzstrom Idiff wird dem zweiten Differenzknoten
lediglich dann zugeführt,
wenn Iadj höher
als Iaux ist, andernfalls ist Idiff = 0. Dies ist der Fall, da es
ein negativer Idiff erfordern würde,
dass der Strom in entgegengesetzter Richtung fließt, was
durch den als Diode gekoppelten Transistor PM5 verhindert wird.
Es ist vorteilhaft, Stromspiegel für die vorliegende Anwendung
zu verwenden, da die Ströme
durch die unterschiedlichen Zweige im Grunde unabhängig voneinander
sind. In einer vereinfachten Konfiguration kann es jedoch möglich sein,
Diodenelemente in den Strompfaden zu verwenden, um zu verhindern,
dass Ströme
in entgegengesetzter Richtung fließen, wodurch der gleiche Effekt
wie durch die vorliegende Erfindung erzielt wird.
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Der
Strom Isel hat die folgende Stärke:
Isel = Iaux, wenn Iadj > Iaux,
aber Isel = Iadj, wenn Iadj < Iaux, d.
h. Isel ist der Minimalwert von Iaux und Iadj, d. h. Isel = min
(Iaux, Iadj). Isel wird durch die Stromspiegel NM12, NM13 bzw. PM14,
PM15 an den Ausgangsanschluss OUT gespiegelt. Ein wichtiger Vorteil
des in 11 gezeigten Schaltkreises ist,
dass keine Komparatoren und keine hochohmigen Knoten benötigt werden,
um die entsprechenden Bedingungen zum Umschalten von einem Strom
(z. B. Iadj) auf einen anderen (z. B. Iaux) und umgekehrt zu bestimmen.
Das Schalten auf den entsprechenden Minimalstrom geschieht automatisch
und sanft, ohne dass weitere hochentwickelte und Fläche einnehmende
Bauelemente benötigt
werden.
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12 zeigt
Signalverläufe
der Eingangsströme
Iadj, Iaux und des Ausgangsstroms Isel der in 11 gezeigten
Ausführungsform.
Der aus der Minimalstromauswahlstufe MCSS ausgegebene, ausgewählte Strom Isel
ist immer der Minimalwert aus einstellbarem Strom Iadj und einstellbarem
Hilfsstrom Iaux, welcher der Minimalstromauswahlstufe MCSS zugeführt werden.
