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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung nach dem
Oberbegriff des Anspruchs 1, also eine Schaltungsanordnung mit einem rückgekoppelten
und volldifferentiell ausgebildeten Operationsverstärker zur
Verstärkung
eines der Schaltungsanordnung differentiell eingegebenen Eingangssignals
und zur Ausgabe des verstärkten Eingangssignals
als ein differentielles Ausgangssignal.
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Der
Begriff "Operationsverstärker" ist im Sinne der
Erfindung sehr breit zu verstehen als eine zur Verstärkung einer
elektrischen Größe wie einer Spannung
geeignete Anordnung. Insbesondere sind damit z. B. Verstärker gemeint,
bei denen ein am Verstärkereingang
anliegendes Signal mit relativ hoher Spannungsverstärkung am
Verstärkerausgang
bereitgestellt wird. Diese sogenannte offene Verstärkung ("Open Loop Gain") kann z. B. in der
Größenordnung
von etwa 104 bis 105 liegen.
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Ein
wesentliches Charakteristikum der gattungsgemäßen Schaltungsanordnung ist
es, dass die Schaltungsverstärkung,
also das Verhältnis
zwischen Ausgangssignal und Eingangssignal, praktisch (von transienten
Vorgängen
abgesehen) vollkommen unabhängig
von dieser offenen Verstärkung
ist und lediglich durch eine zusätzliche
(externe) Beschattung bzw. ein "Rückkoppelnetzwerk" des Operationsverstärkers vorgegeben
wird. Das Rückkoppelnetzwerk wird
bei der gattungsgemäßen Schaltungsanordnung aus
der Gesamtheit von Einkoppel-, Rückkoppel- und
Auskoppelpfaden gebildet.
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Das
Rückkoppelnetzwerk
bestimmt die sich ergebende Schaltungsverstärkung. Im einfachsten Fall
besteht das Rückkoppelnetzwerk
aus einer Anordnung von (ohmschen) Widerständen. Alternativ oder zusätzlich können andere
Komponenten wie Kapazitäten
und/oder Induktivitäten
zur Bildung des Rückkoppelnetzwerks
vorgesehen sein. Ganz allgemein werden diese zur Bildung des Rückkoppelnetzwerks
vorgesehenen Komponenten daher nachfolgend auch als Impedanzen bezeichnet.
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Die
für viele
Anwendungen vorteilhafte voll-differentielle Ausbildung des Operationsverstärkers bedeutet,
dass die Differenz der an den beiden Verstärkereingängen anliegenden Potentiale
(Verstärkereingangsspannung)
um die offene Verstärkung
verstärkt
an den beiden Verstärkerausgängen als
Verstärkerausgangsspannung
bereitgestellt wird, wobei durch den Operationsverstärker selbst
keine galvanische Kopplung zwischen den Verstärkereingängen und den Verstärkerausgängen erfolgt.
Um an einem solchen Operationsverstärker ausgangsseitig definierte
Potentialverhältnisse
zu schaffen, wird in der Praxis zumeist die sogenannte Ausgangs-Gleichtaktspannung
(engl. "output common mode
voltage") auf einen
vorgegebenen Wert eingestellt. Diese Ausgangs-Gleichtaktspannung,
nachfolgend auch kurz als "Ausgangs-CM" bezeichnet, ist definiert
als der Mittelwert der beiden am Verstärkerausgang bereitgestellten
Spannungen (jeweils auf ein Bezugspotential, z. B. ein Versorgungspotential bezogen).
Voll-differentielle Operationsverstärker besitzen zumeist einen
mit einer Einstellspannung zu beaufschlagenden CM-Einstelleingang
zum Einstellen der Ausgangs-CM auf einen Wert, der genau dieser
am Einstelleingang angelegten Einstellspannung entspricht.
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Wenn
das Rückkoppelnetzwerk
resistive Rückkoppelpfade
von den Verstärkerausgängen zu den
Verstärkereingängen vorsieht,
so beeinflussen diese Rückkoppelpfade
nicht nur die resultierende Schaltungsverstärkung sondern beeinflussen
durch die damit mehr oder weniger realisierte galvanische Kopplung
auch die eingangsseitigen Potentialverhältnisse des Operationsverstärkers. Dies
ist in vielen Fällen
ein erwünschter
Effekt (bzw. Nebeneffekt), beispielsweise um die Eingangs-Gleichtaktspannung,
nachfolgend auch kurz als "Eingangs-CM" bezeichnet, auf
den gleichen Wert wie die Ausgangs-CM einzustellen. Dies insbesondere
dann, wenn die Eingangs-CM mittels der eingangsseitigen Beschaltung
des Operationsverstärkers
alleine noch nicht definiert wäre.
In diesem Zusammenhang ist anzumerken, dass für einige Operationsverstärkerschaltungen
sowohl die Eingangs-CM als auch die Ausgangs-CM jeweils zuverlässig in
einem bestimmten Bereich gehalten werden sollten, um eine einwandfreie
Funktion des Operationsverstärkers
zu gewährleisten.
Diese Bereiche liegen zumeist innerhalb des durch zwei Versorgungspotentiale
des Operationsverstärkers
vorgegebenen Bereichs. Für
die Ausgangs-CM ist es im Hinblick auf einen großen Aussteuerbereich des Operationsverstärkers darüber hinaus
günstig,
wenn diese etwa in der Mitte des durch die beiden Versorgungspotentiale
vorgegebenen Bereichs liegt. In diesem Fall ist es jedoch unter
Umständen
nachteilig, wenn die etwa bei der Hälfte der Versorgungsspannung
liegende Ausgangs-CM über resistive
Rückkoppelpfade
eine gleich große
Eingangs-CM bewirkt.
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Es
ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, bei einer Schaltungsanordnung
der eingangs genannten Art die Freiheit bei der Einstellung der
Eingangs-CM zu vergrößern.
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Diese
Aufgabe wird gemäß der Erfindung
gelöst
durch eine den positiven Verstärkerausgang
mit dem invertierenden Verstärkereingang
verbindende Kombination aus einem Koppelwiderstand und einem Pegelschieber
sowie eine den negativen Verstärkerausgang
mit dem nicht-invertierenden Verstärkereingang verbindende Kombination
aus einem Koppelwiderstand und einem Pegelschieber.
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Der
somit zwischen einem Verstärkerausgang
und einem Koppelwiderstand geschaltete Pegelschieber besitzt die
Aufgabe, das am Verstärkerausgang
herrschende Potential um einen vorbestimmten Betrag verschoben am
Koppelwiderstand anzulegen.
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Durch
die erfindungsgemäßen Maßnahmen kann
die Eingangs-CM vorteilhaft verschieden von der Ausgangs-CM vorgegeben
werden. In vielen Anwendungsfällen
stellt dies einen erheblichen Vorteil dar.
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Die
erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
kann insbesondere als Funktionsblock einer integrierten Schaltungsanordnung
vorgesehen sein, insbesondere einer integrierten, in CMOS-Technologie
gefertigten Schaltungsanordnung.
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Die
mit der Erfindung erzielte Beeinflussung der eingangsseitigen Potentialverhältnisse
auf Basis der Ausgangs-CM ist insbesondere dann sehr vorteilhaft,
wenn wenigstens ein Teil der Einkoppelpfade von Impedanzen mit einem
kapazitiven Anteil gebildet ist, insbesondere wenn die Einkoppelpfade
rein kapazitiver Art sind und die eingangsseitigen Potentialverhältnisse,
insbesondere die Eingangs-CM, ohne die erfindungsgemäßen Maßnahmen
eher schlecht oder gar nicht definiert wären.
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Einkoppelpfade
von rein kapazitiver Art können
beispielsweise gebildet sein durch einen ersten Kondensator, der
einen ersten Schaltungseingang mit dem nicht-invertierenden Verstärkereingang
verbindet, und durch einen zweiten Kondensator, der den zweiten
Schaltungseingang mit dem invertierenden Verstärkereingang verbindet.
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Ferner
kann wenigstens ein Teil der Rückkoppelpfade
von Impedanzen mit einem kapazitiven Anteil gebildet sein, insbesondere
können
auch hier Rückkoppelpfade
vorgesehen sein, die einen ersten Kondensator und einen zweiten
Kondensator umfassen, wobei der erste Kondensator den negativen
Verstärkerausgang
mit dem nicht-invertierenden Verstärkereingang verbindet und der
zweite Kondensator den positiven Verstärkerausgang mit dem invertierenden
Verstärkereingang
verbindet.
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Den
vorstehend erläuterten
Einkoppelpfaden und/oder Auskoppelpfaden können jeweils weitere Einkoppelpfade
bzw. Auskoppelpfade parallelgeschaltet sein. Solche weiteren Koppelpfade
können permanent
oder über
ein Schaltelement wie z. B. einen Transistor dem Rückkoppelnetzwerk
wahlweise zuschaltbar und abschaltbar sein. Die wahlweise Zuschaltbarkeit
und Abschaltbarkeit kann vorteilhaft zur betriebsmäßigen Veränderung
der Schaltungsverstärkung
benutzt werden. Die gemäß der Erfindung vorgesehene
Kombination, die jeweils aus einem Koppelwiderstand und einem Pegelschieber
gebildet sind, können
erhebliche Vorteile im Zusammenhang mit der Zuschaltung und Abschaltung
von zusätzlichen
Koppelpfaden mit sich bringen, wie es aus dem unten noch beschriebenen
Ausführungsbeispiel
ersichtlich wird.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
sind die Koppelwiderstände
jeweils als ohmscher Widerstand mit einem Widerstandswert von mehr
als 1 MΩ ausgebildet.
Mit einem derartigen, vergleichsweise großen Widerstandswert kann der
Einfluss dieses Koppelwiderstands auf die Rückkopplung bzw. die davon bestimmte
Schaltungsverstärkung
gering gehalten werden. Dies ist insbesondere dann von Vorteil,
wenn die Rückkoppelpfade
im Wesentlichen kapazitiv ausgebildet sein sollen.
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In
einer Ausführungsform
ist vorgesehen, dass sowohl die Einkoppelpfade als auch die Rückkoppelpfade
im Wesentlichen kapazitiv ausgebildet sind. Beispielsweise können sowohl
zwei Einkoppelpfade, die einen ersten Schaltungseingang mit dem nichtinvertierenden
Verstärkereingang
und einen zweiten Schaltungseingang mit dem invertierenden Verstärkereingang
verbinden, als auch zwei Rückkoppelpfade,
die den negativen Verstärkerausgang mit
dem nicht-invertierenden Verstärkereingang
und den positiven Verstärkerausgang
mit dem invertierenden Verstärkereingang
verbinden, jeweils von einem Koppelkondensator gebildet sein, wobei
den beiden Rückkoppelpfaden
jeweils noch eine der gemäß der Erfindung
vorgesehenen Kombinationen aus einem Koppelwiderstand und einem
Pegelschieber parallel geschaltet sind.
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Für einen
bestimmten Betriebsfrequenzbereich (Frequenzbereich des zu verstärkenden
Eingangssignals) kann durch geeignete Wahl des Widerstandswerts
des Koppelwiderstands bzw. der Kapazitäten der Koppelwiderstände der
Einfluss des Koppelwiderstands auf die Schaltungsverstärkung vernachlässigbar
klein gehalten werden.
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Mit
einem sowohl eingangsseitig als auch im Hinblick auf die Rückkopplung
im Wesentlichen kapazitiv gekoppelten Verstärker können insbesondere Signale enthaltend
Signalkomponenten mit hohen Frequenzen (bei gleichzeitiger Unterdrückung von niederfrequenten
Komponenten) verstärkt
werden. In einer Ausführungsform
ist vorgesehen, dass die Schaltungsanordnung zur Verstärkung von
Eingangssignalen mit einer Frequenz bzw. mit Frequenzkomponenten
verwendet wird, die größer als
1 MHz sind (z. B. einige 10 bis 100 MHz). Die Auskoppelpfade der
Schaltungsanordnung können
im einfachsten Fall von direkten Leitungsverbindungen zwischen dem
Verstärkerausgang
und dem Schaltungsausgang gebildet sein, welche einerseits den negativen
Verstärkerausgang
mit einem ersten Schaltungsausgang und andererseits den positiven
Verstärkerausgang
mit einem zweiten Schaltungsausgang verbinden.
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Der
Operationsverstärker
kann als ein insgesamt im Wesentlichen kapazitiv gekoppelter, invertierender
Verstärker
konfiguriert sein. Die Erfindung bringt insbesondere dann besondere
Vorteile mit sich, wenn der Operationsverstärker eine Differenzeingangsstufe
von an sich bekannter Art (Eingangsdifferenzpaar, bevorzugt PMOS)
aufweist, da in diesem Fall zwar eine Ausgangs-CM, welche der halben Versorgungsspannung
entspricht, vorteilhaft ist, jedoch eine gleich große Eingangs-CM
oftmals ungünstig
wäre. Dies
gilt insbesondere für
Schaltungsanordnungen bzw. Fertigungstechnologien für integrierte
Schaltungen, bei denen sehr niedrige Versorgungsspannungen vorgesehen
sind (z. B. 1,5 V oder weniger).
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
umfassen die Pegelschieber jeweils ein stromdurchflossenes Widerstandselement
bzw. einen stromdurchflossenen Transistor.
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Der
Stromfluss wird dann bevorzugt mittels einer Konstantstromquelle
bereitgestellt. Das Widerstandselement kann beispielsweise von einem
bestromten Kanal eines Feldeffekttransistors (FET) gebildet sein,
insbesondere von einem mittels einer Konstantstromquelle bestromten
FET-Kanal. Ein solcher FET (z. B. MOS-FET) kann beispielsweise als sogenannter
Source-Folger derart in die Schaltungsanordnung einbezogen sein,
dass dessen Gate mit dem betreffenden Verstärkerausgang verbunden ist, dessen
Source einerseits mit dem Koppelwiderstand und andererseits mit
einer Stromquelle (z. B. Konstantstromquelle) verbunden ist und
dessen Drain mit einem vorgegebenen Bezugspotential (z. B. einem
Versorgungspotential der Schaltungsanordnung bzw. des Operationsverstärkers) verbunden
ist.
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Bevorzugt
sind die beiden Pegelschieber identisch aufgebaut, so dass in einfacher
Weise identische Potentialverschiebungsbeträge für die beiden Rückkoppelpfade
sichergestellt werden.
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In
einer Ausführungsform
ist vorgesehen, dass der Operationsverstärker einen Einstelleingang zum
Einstellen der Ausgangs-CM aufweist.
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Hinsichtlich
der Einstellung der Ausgangs-CM ist gemäß einer ersten Variante vorgesehen,
dass der Operationsverstärker
zu dessen Versorgung mit einem ersten Versorgungspotential und einem
zweiten Versorgungspotential verbunden ist und die Ausgangs-CM als
ein vorbestimmter Bruchteil der Versorgungsspannung eingestellt
wird. Hierbei ist es zumeist günstig,
wenn der Bruchteil im Bereich von 40% bis 60% liegt, insbesondere
wenigstens annähernd
50% beträgt.
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Gemäß einer
anderen Variante ist vorgesehen, dass der Operationsverstärker zu
dessen Versorgung mit einem ersten Versorgungspotential und einem
zweiten Versorgungspotential verbunden ist und die Ausgangs-CM als
die um eine vorbestimmte Reduzierspannung reduzierte Versorgungsspannung
eingestellt wird. Hierbei ist es zumeist günstig, wenn die Reduzierspannung
im Bereich von 40% bis 60% einer Nenn-Versorgungsspannung des Operationsverstärkers liegt,
insbesondere wenigstens annähernd
50% der Nenn-Versorgungsspannung beträgt.
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In
einer Ausführungsform
ist vorgesehen, dass die Einkoppelpfade zur Veränderung einer Schaltungsverstärkung über jeweils
einen Transistor zuschaltbare und abschaltbare Impedanzen umfassen.
In diesem Fall kann sich ein besonderer Vorteil der Erfindung daraus
ergeben, dass durch die Pegelverschiebung der Eingangs-CM gegenüber der
Ausgangs-CM an einem mit dem betreffenden Verstärkereingang verbundenen Transistoranschluss
ein Potential herrscht, welches ein problemloses Einschalten (Transistor
leitet) und Ausschalten (Transistor sperrt) ermöglicht. Wenn es sich bei dem
Transistor beispielsweise um einen FET handelt, dessen Source (oder
Drain) mit dem betreffenden Verstärkereingang verbunden ist und
welcher durch eine Variation des Gatepotentials leitend und nicht-leitend
geschaltet wird, so kann ein ungünstig
liegendes Sourcepotential (bzw. Drainpotential) dazu führen, dass
dieser FET selbst dann nicht in den vollkommen leitenden und/oder
sperrenden Zustand gebracht werden kann, wenn das Gatepotential über den
gesamten Versorgungsspannungsbereich variiert wird. Diese Problematik
ist insbesondere für
vergleichsweise kleine Versorgungsspannungen der betreffenden Schaltungsanordnung
von Bedeutung. Hier kann die Erfindung dadurch Abhilfe schaffen,
dass die Eingangs-CM und somit letztlich die beiden eingangsseitigen
Potentiale am Operationsverstärker
in eine gewünschte
Richtung verschoben werden.
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Die
Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen mit Bezug
auf die beigefügten
Zeichnungen weiter beschrieben. Es stellen dar:
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1 ist
ein Schaltbild zur Veranschaulichung eines kapazitiv gekoppelten
invertierenden Verstärkers
gemäß einer
herkömmlichen
Ausführung,
und
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2 ist
ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Verstärkers.
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1 zeigt
eine als Teil einer mikroelektronisch integrierten Schaltung ausgebildete
Schaltungsanordnung zur Verstärkung
eines hochfrequenten Eingangssignals und zur Ausgabe des verstärkten Eingangssignals
als ein Ausgangssignal.
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Das
Eingangssignal wird als differentielles Spannungssignal an einem
ersten Schaltungseingang inp und einem zweiten Schaltungseingang
inn eingegeben und über
einen ersten Einkoppelpfad bestehend aus einem Kondensator C1a und
einen zweiten Einkoppelpfad bestehend aus einem Kondensator C1b
an einem nicht-invertierenden Verstärkereingang bzw. einem invertierenden
Verstärkereingang
eines Operationsverstärkers
AMP eingekoppelt.
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Der
Operationsverstärker
AMP ist voll-differentiell ausgebildet und besitzt dementsprechend zwei
Verstärkerausgänge, nämlich einen
negativen Verstärkerausgang,
der direkt mit einem ersten Schaltungsausgang outn verbunden ist,
und einem positiven Verstärkerausgang,
der direkt mit einem zweiten Schaltungsausgang outp verbunden ist.
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Zwischen
einem Schaltungsknoten y2, der direkt mit dem negativen Verstärkerausgang
verbunden ist, und einem Schaltungsknoten x1, der direkt mit dem
nicht-invertierenden Verstärkereingang
verbunden ist, ist ein Rückkoppelpfad
bestehend aus einem Kondensator C2a geschaltet. Zwischen einem Schaltungsknoten
y1, der direkt mit dem positiven Verstärkerausgang verbunden ist,
und einem Schaltungsknoten x2, der direkt mit dem invertierenden Verstärkereingang
verbunden ist, ist ein Rückkoppelpfad
bestehend aus einem Kondensator C2b geschaltet.
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Die
mit gleicher Kapazität
bemessenen Kondensatoren C1a und C1b sowie die ebenfalls mit gleicher
Kapazität
bemessenen Kondensoren C2a du C2b bilden eine symmetrische externe
Beschaltung (Rückkoppelnetzwerk)
des Operationsverstärkers AMP,
welches die sich ergebende Schaltungsverstärkung, also das Verhältnis der
Ausgangsspannung am Schaltungsausgang outn, outp zur Eingangsspannung
am Schaltungseingang inp, inn unabhängig von der offenen Verstärkung des
Verstärkers
AMP definiert. Ein so genanntes Eingangs-Differenzpaar des Verstärkers AMP
ist bevorzugt in PMOS ausgeführt.
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Im
dargestellten Ausgangsbeispiel kann die Schaltungsverstärkung durch
simultanes Zuschalten und Abschalten von zwei weiteren Einkoppelpfaden verändert werden,
die jeweils von einer Reihenschaltung aus einem Kondensator und
einem Feldeffekttransistor bestehen. Dem vom Eingang inp zum Schaltungsknoten
x1 verlaufenden Einkoppelpfad kann über einen Transistor Nsa ein
Kondensator C3a zugeschaltet werden, und dem vom Eingang inn zum Schaltungsknoten
x2 verlaufenden Einkoppelpfad kann über einen Transistor Nsb ein
Kondensator C3b zugeschaltet werden. Das in der Figur verwendete Bezugszeichen
Vs symbolisiert hierbei die für
diese Zuschaltung und Abschaltung den Gateanschlüssen der Transistoren Nsa und
Nsb zugeführte
Schaltspannung, bezogen auf ein erstes (hier negatives) Versorgungspotential
GND der Schaltungsanordnung. Der Einfachheit der Darstellung halber
ist die Versorgung des Operationsverstärkers AMP mit diesem ersten
Versorgungspotential GND und einem zweiten Versorgungspotential
vdd in der Figur nicht dargestellt.
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Ebenfalls
auf das erste Versorgungspotential GND bezogen wird in einem Schaltungsteil
eine Einstellspannung Vcm zur Einstellung der Ausgangs-Gleichtaktspannung
(Ausgangs-CM) des Operationsverstärkers AMP bereitgestellt und
dem Operationsverstärker
AMP an einem hierfür
vorgesehenen Einstelleingang zugeführt. In an sich bekannter Weise
wird dadurch die Ausgangs-CM des Operationsverstärkers AMP auf den Wert Vcm
eingestellt.
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Die
Ausgangs-CM wird zweckmäßigerweise auf
den Mittelwert der beiden Versorgungspotentiale GND und vdd eingestellt,
um einen möglichst
großen Aussteuerbereich
(Variation der Ausgangsspannung) zu erzielen.
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Die
Eingangs-CM, die bei üblicherweise
sehr großer
offener Verstärkung
des Operationsverstärkers
AMP praktisch den (nahezu identischen) Potentialen an den Schaltungsknoten
x1 und x2 entspricht, sollte für
eine einwandfreie Funktion des Verstärkers AMP ebenfalls festgelegt
werden. Dies wird bei der dargestellten Schaltungsanordnung durch
Widerstände
R1a und R1b erreicht, die den Rückkoppelpfaden
C2a und C2b jeweils parallelgeschaltet sind. Diese Widerstände koppeln
den Verstärkerausgang (y1,
y2) galvanisch mit dem Verstärkereingang
(x1, x2), so dass die Eingangs-CM gleich der Ausgangs-CM ist. Diese
Widerstände
sind mit einem vergleichsweise hohen Widerstandswert gewählt (z.
B. einige MΩ),
so dass deren Einfluss auf die Rückkoppelcharakteristik
praktisch vernachlässigbar
ist.
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Die
Widerstände
R1a und R1b dienen lediglich der Einstellung der Eingangs-CM auf
den Wert der Ausgangs-CM. Diese Art der CM-Einstellung besitzt bei
der dargestellten Schaltungsanordnung jedoch zwei Nachteile.
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Zum
einen ist die bei 50% vdd liegende Eingangs-CM für die typischerweise bei einem
Operationsverstärker
vorgesehene Differenzeingangsstufe ungünstig.
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Zum
anderen kann für
die MOS-FET-Schalter Nsa, Nsb unter Umständen keine ausreichend große Gate-Source-Spannung
erreicht werden, um diese Transistoren in den einwandfrei leitenden
Zustand zu bringen. Diese Problematik ergibt sich insbesondere für vergleichsweise
kleine Versorgungsspannungen (= vdd – GND) und kann dazu führen, dass
diese Schalttransistoren einen mehr oder weniger großen Ein-Widerstand (im leitenden
Zustand) besitzen. Außerdem
variiert dieser unerwünschte
Widerstand der Source-Drain-Strecke der Schalttransistoren Nsa,
Nsb mit einer im Betrieb der Schaltungsanordnung möglicherweise
auftretenden Variation von vdd und mit einer fertigungsbedingten
Variation (Toleranz) der Einsatzspannung der Transistoren Nsa, Nsb.
Die Transistoren Nsa und Nsb üben
also einen unerwünschten
und darüber
hinaus schwer vorhersehbaren Einfluss auf die Einkoppelcharakteristik
und somit die sich ergebende Schaltungsverstärkung aus.
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Die
vorstehend erwähnten
Probleme der Schaltungsanordnung gemäß 1 können durch eine
Modifikation beseitigt werden, die nachfolgend mit Bezug auf 2 beschrieben
wird.
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Bei
der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels der Erfindung
werden für gleichwirkende
Komponenten die gleichen Bezugszeichen verwendet. Es wird im Wesentlichen
nur auf die Unterschiede zu der oben beschriebenen Ausführung eingegangen
und im übrigen
hiermit ausdrücklich
auf die vorangegangene Beschreibung verwiesen.
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2 zeigt
eine Schaltungsanordnung, deren Funktion im Wesentlichen der Funktion
der mit Bezug auf 1 beschriebenen Verstärkeranordnung
entspricht. Insbesondere wird das über Einkoppelpfade zum Eingang
eines Verstärkers
AMP geführte
Eingangssignal wieder mit einer Schaltungsverstärkung verstärkt als Ausgangssignal bereitgestellt,
wobei die Schaltungsverstärkung
praktisch ausschließlich
durch die Kapazitäten
von Kondensatoren C1a, C1b, C2a, C2b (und gegebenenfalls C3a, C3b)
definiert wird.
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Die
Modifikation gegenüber
der Ausführung gemäß 1 besteht
darin, dass eine den positiven Verstärkerausgang bzw. den Schaltungsknoten
y1 mit dem invertierenden Verstärkereingang
bzw. Schaltungsknoten x2 verbindende Kombination aus einem Koppelwiderstand
R1b und einem als Pegelschieber wirkenden Transistor Nsfb angeordnet
ist und dass zwischen dem negativen Verstärkerausgang bzw. dem Knoten
y2 und dem nicht-invertierenden Verstärkereingang x1 eine Kombination
aus einem Koppelwiderstand R1a und einem als Pegelschieber wirkenden
Transistor Nsfa angeordnet ist.
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Die
Drain-Anschlüsse
dieser Pegelschieber-Transistoren Nsfa, Nsfb sind im dargestellten Ausführungsbeispiel
mit dem zweiten Versorgungspotential vdd verbunden, die Gateanschlüsse dieser Transistoren
sind jeweils mit einem der Schaltungsknoten y1, y2 verbunden und
die Sourceanschlüsse sind
außer
mit dem jeweiligen Koppelwiderstand mit jeweils einer von zwei Konstantstromquellen
I1a, I1b verbunden. Die Konstantstromquellen I1a, I1b prägen den
Transistoren Nsfa, Nsfb einen konstanten, über den Kanal der Transistoren
fließenden
Strom ein. Abhängig
von den konkreten Eigenschaften der Transistoren Nsfa, Nsfb führen die
eingeprägten Ströme zu entsprechenden
Gate-Source-Spannungen an diesen Transistoren, die wiederrum eine
entsprechende Pegelverschiebung der Eingangs-CM bezogen auf die
Ausgangs-CM hervorrufen.
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Möglichkeiten
zur Realisierung der dargestellten Stromquellen I1a, I1b sind dem
Fachmann wohlbekannt und bedürfen
daher hier keiner näheren Erläuterung.
Im einfachsten Fall kann eine Stromquelle z. B. von einem in Sättigung
betriebenen FET gebildet sein.
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Die
zwischen Source und Gate der Transistoren Nsfa, Nsfb unweigerlich
bestehende Kapazität ist
wesentlich kleiner (z. B. um einen Faktor größer 100 oder sogar größer als
1000) als die eigentliche Rückkoppelkapazität (C2a bzw.
C2d) und kann somit im Hinblick auf die Rückkoppelcharakteristik vernachlässigt werden.
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Im
dargestellten Ausführungsbeispiel
liegt die Eingangs-CM etwas näher
am ersten Versorgungspotential GND als die Ausgangs-CM. Bei der dargestellten
Schaltungsanordnung werden damit zwei Vorteile erreicht.
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Zum
einen herrschen an den eingangsseitigen Schaltungsknoten x1, x2
Potentiale, die für
den einwandfreien Betrieb des Operationsverstärkers AMP besonders günstig sin.
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Zum
anderen sind die an den Sourceanschlüssen der Schalttransistoren
Nsa, Nsb herrschenden Potentiale (bezogen auf GND) so gering, dass
diese Transistoren problemlos eingeschaltet werden können, d.h.
im eingeschalteten Zustand einen sehr geringen Widerstand aufweisen.
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Die
Schalttransistoren Nsa, Nsb können
vorteilhaft z. B. als MOS-Schalter mit Dickoxid-Varianten realisiert werden, die vergleichsweise
hohe Spannungen zur Versorgung der MOS-Gates benötigen. Ohne die bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
vorgesehene Pegelverschiebung der Eingangs-CM gegenüber der
Ausgangs-CM müssten
für solche
Schalttransistoren separate (größere) Versorgungspotentiale
vorgesehen werden oder ein vorgegebenes Versorgungspotential vervielfacht
werden, was einen erheblichen Aufwand entweder innerhalb oder außerhalb
(z. B. Leiterplattenebene) der integrierten Schaltung darstellen
würde.
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Bemerkenswert
ist, dass etwaige fertigungsbedingte Toleranzen bzw. Variationen
der Gate-Source-Spannung an den Pegelschieber-Transistoren Nsfa,
Nsfb und somit des Ausmaßes
der Pegelverschiebung durch eine (im gleichen Fertigungsprozess
hervorgerufene) Variation der Charakteristik der Schalttransistoren
Nsa, Nsb weitgehend kompensiert wird. Somit führen fertigungsbedingte Toleranzen nicht
zu einer Variation des Ein-Widerstands der Schalttransistoren Nsa,
Nsb.
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In
einer Weiterbildung der beschriebenen Schaltungsanordnung wird die
zur Einstellung der Ausgangs-CM dem Operationsverstärker AMP
eingegebene Einstellspannung Vcm nicht als Bruchteil der Versorgungsspannung
sondern als eine konstante Spannung mit Bezug zu vdd (oder GND)
erzeugt. Anders ausgedrückt
wird bei dieser Weiterbildung die Spannung Vcm als die um eine vorbestimmte
Reduzierspannung reduzierte Versorgungsspannung bereitgestellt.
Die Reduzierspannung ist hierbei so gewählt, dass Vcm der halben Versorgungsspannung (gemäß Spezifikation)
entspricht. Mit dieser Weiterbildung wird der Einfluss einer im
Betrieb der Schaltungsanordnung sich etwaig ergebenden Variation der
Versorgungsspannung bzw. des Versorgungspotentials vdd auf die Variation
der Gate-Source-Spannung der Transistoren Nsa, Nsb und damit auf
die Variation des Ein-Widerstands drastisch reduziert.