DE19842305A1 - Linearer OTA-Verstärker - Google Patents

Abstract

Ein Signalzweig eines OTA-Verstärkers, bestehend aus einem Eingangselement (E) und einem Lastelement (L), bei welchem die Ausgänge der beiden Elemente (E, L) zusammengefaßt sind und mit dem invertierenden Eingang (-) des Lastelements (L) verbunden sind, ist mit der Steuerelektrode eines Endstufentransistors (Ts2) verbunden, welcher das Ausgangssignal (A) erzeugt (Figur 1). Zur Erzeugung eines Gleichtaktruhelagepotentials am Ausgang des Lastelements (L) wird am nichtinvertierenden Eingang (+) des Lastelements (L) eine Spannung (U¶K¶) angelegt, die durch einen Transistor (Ts1) erzeugt wird. Der Transistor (Ts1) bildet den eingangsseitigen Teil einer steuerbaren Stromspiegelschaltung, deren ausgangsseitiger gesteuerter Teil durch einen Endstufentransistor (Ts2) gebildet wird. Die geeignete Zusammenschaltung eines positiven und negativen Signalzweigs eines OTA-Verstärkers ergibt einen vollständigen OTA-Verstärker (Figur 3). Bei geeigneter Auslegung der OTA-Verstärker-Komponenten ist ein streng linearer Großsignalzusammenhang zwischen der Spannung am Eingang und dem Strom aus dem Ausgang des OTA-Verstärkers gegeben.

Description

Die Erfindung betrifft einen OTA(-Verstärker) (OTA: technisch gebräuchliche Abkürzung für die englische Bezeichnung "Operational Transconductance Amplifier"), welcher eine erste als Eingangselement und eine zweite als Lastelement wirkende, differenzspannungsgesteuerte Stromquelle aufweist, wobei die gleichartigen Stromausgänge des Eingangselements und des Lastelements jeweils mit einer gemeinsamen Schaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Ausgangsströme verbunden sind, und der Ausgang der Schaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Ausgangsströme mit dem invertierenden Eingang (-) des Lastelements verbunden ist, während der nicht invertierende Eingang (+) des Lastelements mit einer Spannung verbunden ist.

Ein Spannungsverstärker bestehend aus einer ersten als Eingangselement und einem zweiten als Lastelement wirkenden differenzspannungsgesteuerten Stromquelle ist bereits bekannt. So wird zum Beispiel in der DE-PS 43 16 550 eine Schaltungsanordnung für einen Verstärker beschrieben, bei welchem das Lastelement als aktive Widerstandsnachbildung wirkende Stromquelle ausgebildet ist. Durch die Bildung der arithmetischen Differenz der beiden Ausgangsströme der Stromquellen wird der Gleichtaktanteil der Ausgangssignale eliminiert.

Die Aufgabe der Erfindung besteht nun darin, ein neuartiges Grundlagenprinzip für einen OTA-Verstärker der eingangs genannten Art dafür anzugeben, so daß auch noch bei sehr niedrigen Versorgungsspannungen ein linearer Zusammenhang besonders hoher Güte zwischen der Differenzspannung am Eingang des Verstärkers und den Strömen im Ausgang des Verstärkers möglich ist.

Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß am nichtinvertierenden Eingang (+) des Lastelements vorteilsmäßig der eingangsseitige Teil einer vorhandenen Stromspiegelschaltung angeschlossen ist, deren gesteuerter ausgangsseitiger Teil durch einen Endstufentransistor gebildet wird, welcher durch das Signal am Ausgang der Schaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Ausgangsströme bzw. durch das Ausgangssignal des Lastelements steuerbar ist.

Durch die Verwendung einer Stromspiegelschaltung, in welche der Endstufentransistor als steuerbarer ausgangsseitiger Teil eingebunden ist, wird das Gleichtaktruhelagepotential für das Lastelement festgelegt. Das Gleichtaktruhelagepotential für das Lastelement kann alternativ zum Beispiel auch von einem weiteren zur Diode verschalteten Transistor abgegriffen werden, der von einem Strom (I_K) durchflossenen wird.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung wird anhand von mehreren Ausführungsbeispielen näher erläutert, welche in der Zeichnung dargestellt sind. Es zeigt:

Fig. 1 das Blockschaltbild eines Signalzweigs des OTA-Verstärkers,

Fig. 2 die Schaltungsanordnung für einen Signalzweigs des OTA-Verstärkers,

Fig. 3 das Blockschaltbild für einen OTA-Verstärker mit einer Gegentaktendstufe,

Fig. 4a, b eine Darstellung zur Erläuterung der elektrischen Verhältnisse eines Gegentaktverstärkers,

Fig. 5 das Blockschaltbild eines Gegentakt-OTA-Verstärkers,

Fig. 6 eine weitere Ausführungsform eines Gegentakt-OTA-Verstärkers,

Fig. 7 die Schaltungsanordnung eines OTA-Verstärkers mit einer Gegentaktendstufe gemäß Fig. 6 und

Fig. 8 das Blockschaltbild für einen OTA-Verstärker mit einem symmetrischen Gegentakt-Differenzstromausgang

Fig. 9 eine Schaltungsanordnung für ein symmetrisches Lastelement mit externer Gleichtaktlagenvorgabe der Differenz-Eingänge und internem Gleichtaktreferenzpunkt

Allgemein gilt, daß die nachstehend erklärten Schaltbilder auch im komplementärer Schaltungstechnik ausgeführt werden können. So sind zum Beispiel Differenzeingangsstufen sowohl mit N-Kanal-MOS-Transistoren als auch mit P-Kanal-MOS-Transistoren bzw. mit NPN- oder PNP-Bipolar-Transistoren realisierbar. Weiterhin kann zum Beispiel die Funktion einer Stromspiegelschaltung in einfacher oder in aufwendiger Schaltungstechnik (zum Beispiel mit Kaskoden) ausgeführt werden. Alternative Ausführungen hier angegebener Schaltungsstrukturen sind lediglich als äquivalente Mittel anzusehen.

Fig. 1

Das Eingangselement E und das Lastelement L sind jeweils als differenzspannungsgesteuerte Stromquelle mit nachgeschalteter im allgemeinen gemeinsamer Schaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Ausgangsströme ausgebildet; beide Elemente weisen einen invertierenden (-) und einen nichtinvertierenden Eingang (+) auf. Am Eingang EI des Eingangselementes E wird das Eingangssignal des OTA-Verstärkerzweigs angelegt. Der Ausgang des Eingangselementes E ist mit dem Ausgang des Lastelementes L und mit dem invertierenden Eingang (-) des Lastelementes L verbunden. An diesem gemeinsamen Verbindungspunkt entsteht auch das Ausgangssignal, welches dem Gate-Anschluß des Endstufentransistors Ts2 zugeführt wird. (Eine indirekte Zuführung des Ausgangssignals auf den Gate-Anschluß des Endstufentransistors Ts2 über einen nicht gezeigten Buffer-Verstärker zum Treiben der Eingangskapazität des Endstufentransistors Ts2 ist ebenfalls möglich - siehe zum Beispiel DE-PS 43 16 550. Dabei sollte die Gleichtaktlage des Gate-Anschlusses von Ts2 weiterhin in einer festen Beziehung mit der vom Knoten K stehen. Im allgemeinen sollte die Gleichtaktruhelage vom Knoten K identisch mit der vom Gate-Anschluß des Endstufentransistors Ts2 bleiben, so daß die Gleichung (1) ihre Gültigkeit behält.) Der Endstufentransistor Ts2 ist mit seinem Source-Anschluß an der negativen Versorgungsspannung (GND) und mit seinem Drain-Anschluß an einem Widerstand R angeschlossen, an dessen anderen Anschluß die positive Versorgungsspannung (V_DD) anliegt. Mit A ist der Ausgang des OTA-Verstärkerzweigs bezeichnet; an diesem Punkt liegt in einem Endbereich die negative Versorgungsspannung GND (wenn der Endstufentransistor Ts2 voll durchgesteuert ist), und im anderen Endbereich die positive Betriebsspannung V_DD (wenn der Endstufentransistor Ts2 voll gesperrt ist). Je nach Eingangssignal am Eingang EI fließt ein Strom I_X vom Ausgang in einen nicht gezeigten Verbraucher, beispielsweise in einen Lautsprecher. Dabei fällt vom Ausgang A über den Verbraucher eine Ausgangsspannung U_X ab.

Am nichtinvertierenden Eingang (+) des Lastelements L ist zum Beispiel vorteilsmäßig der eingangsseitige Teil einer Stromspiegelschaltung in Form eines Transistors Ts1 angeschlossen, welcher mit seinem Source-Anschluß an der negativen Versorgungsspannung GND liegt und dessen Gate- und Drain-Anschluß mit dem nichtinvertierenden Eingang (+) des Lastelements verbunden ist. (Für das Prinzip ist es nicht zwingend, daß Ts1 der Eingang einer hier nicht gezeigten Stromspiegelschaltung ist.) Durch den Strom I_K in den eingangsseitigen Teil der Stromspiegelschaltung wird die Spannung U_K erzeugt. Hat die Spannung am Eingang des Eingangselementes E den Wert 0, wirkt das Lastelement als idealer Spannungsfolger und überträgt die Spannung U_K auf das Gate des Endstufentransistors Ts2. Die Transistoren Ts1 und Ts2 wirken in Verbindung mit der idealen Spannungsfolger-Funktion des Lastelements L als linearer Stromspiegel, so daß der Ruhestrom I_Ruhe im Endstufentransistor Ts2 über die W/L-Geometrieverhältnisse der Transistoren Ts1 und Ts2 mit dem Strom I_K in einem festen Stromverhältnis steht. Es gilt:

Fig. 2

Während bei der Darstellung in Fig. 1 davon ausgegangen wurde, daß das Eingangselement E und das Lastelement L jeweils auch aus einer voll ausgestalteten differenzspannungsgesteuerten Stromquelle bestehen kann (das heißt, die Stromausgänge sind jeweils ohne Gleichtaktstromanteil), ist bei der Darstellung in Fig. 2 eine gemeinsame Schaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Ausgangsströme der jeweils differenzspannungsgesteuerten Stromquelle von Eingangselement E und Lastelement L vorhanden. Die gemeinsame Schaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Ausgangsströme besteht aus den beiden Transistoren Ts1 und Tss, sie ist als Stromspiegelschaltung ausgebildet. Die differenzspannungsgesteuerte Stromquelle des Eingangselementes E besteht aus den Transistoren T1 (bezogen auf den Ausgang A invertierender Eingang (-)) und T2 (bezogen auf den Ausgang A nichtinvertierender Eingang (+)), während die differenzspannungsgesteuerte Stromquelle des Lastelementes durch die Transistoren T3 und T4 gebildet wird. Die beiden Transistoren des Eingangselements T1 und T2 sind mit einer gemeinsamen Stromquelle verbunden, welche den konstanten Strom I_ref1 liefert, und die Transistoren T3 und T4 sind mit einer gemeinsamen Stromquelle verbunden, welche den konstanten Strom I_ref2 liefert. Das Ausgangssignal der Schaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Ausgangsströme entsteht am Drain-Ausgang des Transistors Tss, welcher mit dem invertierenden Eingang (-) (bezogen auf den Ausgang des Lastelementes) des Lastelementes (T4) verbunden ist.

Da die Ströme I_ref1 und I_ref2 konstant sind, und die Transistoren Ts1/Tss eine Stromspiegelschaltung bilden, ist auch der durch den Knoten K fließende Strom konstant. Das bedeutet, daß der Spannungsabfall U_K über den als Diode geschalteten Transistor Ts1 ebenfalls konstant ist. Die Spannung U_K ist damit das Gleichtaktruhelagepotential (bezogen auf GND) des Lastelements. Beträgt nun die Spannung U_in am Eingang EI den Wert 0, dann besitzt der Gate-Anschluß von Ts2 ebenfalls dasselbe Potential. Im Endstufentransistor Ts2 fließt damit der Ruhestrom I_RuheTs2 , welcher in einer festen Beziehung zum Strom I_K steht. Es gilt Gleichung (1).

Die Drain-Anschlüsse der Transistoren T1 und T3 des Eingangs- bzw. des Lastelements sind zusammengefaßt und mit dem Knoten K und dem Drain- und Gate-Anschluß des Transistors Ts1 verbunden, dessen Source-Anschluß an der negativen Versorgungsspannung GND liegt. Der Gate-Anschluß des Transistors Ts1 ist mit dem Gate-Anschluß des Transistors Tss verbunden, welcher mit seinem Source-Anschluß ebenfalls an der negativen Versorgungsspannung GND angeschlossen ist. Weiterhin ist der Knoten K mit dem Gate-Anschluß des Transistors T3 des Lastelements verbunden. Zwischen den jeweils zusammengefaßten Ausgängen der beiden differenzspannungsgesteuerten Stromquellen, welche mit den beiden Eingängen der als Stromspiegelschaltung ausgebildeten Schaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Ausgangsströme verbunden sind, fällt die Spannung U_out ab. Wie bereits erwähnt, fällt am Eingang der Stromspiegelschaltung Ts1/Tss die Spannung U_K ab, so daß ausgangsseitig an der Stromspiegelschaltung Ts1/Tss eine Spannung U_K zuzüglich U_out abfällt.

Fig. 3

Die in Fig. 1 und Fig. 2 gezeigten Schaltungsanordnungen können auch jeweils für den positiven und den negativen (Signal)-Zweig eines OTA-Gegentaktverstärkers verwendet werden. Zu diesem Zweck werden die gleichnamigen Eingänge des Eingangselements E1 bzw. E2 miteinander verbunden. Das Lastelement L2 im negativen Signal-Zweig ist wiederum mit seinem nichtinvertierenden Eingang (+) mit dem Gate- und dem Drain-Anschluß des Transistors Ts1 verbunden, der vorteilsmäßig der eingangsseitige Teil einer Stromspiegelschaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Zweigströme ist, und der mit seinem Source-Anschluß mit der negativen Versorgungsspannung GND verbunden ist, während der nichtinvertierende Eingang (+) des Lastelements L1 im positiven Signal-Zweig mit dem Gate- und dem Drain-Anschluß des Transistors Ts3 verbunden ist, der ebenfalls vorteilsmäßig der eingangsseitige Teil einer Stromspiegelschaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Zweigströme ist, und der mit seinem Source-Anschluß mit der positiven Versorgungsspannung VDD verbunden ist. Wie anhand von Fig. 1 und Fig. 2 erläutert, bilden wiederum die Transistoren Ts1 und Ts2 - und zwar diesmal für den negativen Zweig des OTA-Verstärkers, und die Transistoren Ts3 und Ts4 für den positiven Zweig des OTA-Verstärkers - jeweils eine gesteuerte Stromspiegelschaltung. Ausgangsseitig sind die beiden Transistoren Ts2 und Ts4 miteinander verbunden, so daß an dem gemeinsamen Ausgang A das Ausgangssignal des OTA-Verstärkers entsteht. Im allgemeinen werden die Transistoren Ts2 und Ts4 für gleiche Ruheströme ausgelegt. Es gilt dann:

Für die Kleinsignalsteilheit g_gesamt des OTA-Gegentaktverstärkers gilt:

g_E1, g_E2, g_L1, g_L2, g_mTs4 , und g_mTs2 stehen für die Kleinsignalsteilheiten der Differenzspannungsgesteuerten Stromquellen E1, E2, L1 und L2 bzw. für die Kleinsignalvorwärtssteilheiten der Transistoren Ts4, Ts2. Die Verhältnisse g_E1/g_L1 und g_E2/g_L2 Sind in den hier gezeigten Schaltungsanordnungen durch die Geometrieverhältnisse der Differenztransistoren von Eingangselement/Lastelement bestimmt (siehe DE-PS 43 16 550). Das Zusammenwirken der Differenzspannungsgesteuerten Stromquellen E1/L1 bzw. E2/L2 ergibt jeweils einen Verstärker mit endlicher, fest eingestellter Spannungsverstärkung zwischen dem Differenzeingang und dem Spannungsausgang, wobei die Gleichtaktlage des Ausgangs (hier jeweils Potential des nichtinvertierenden Eingangs (+) des Lastelements L1 bzw. L2) frei wählbar ist.

Fig. 4a

Anhand von Fig. 4a wird das Großsignalübertragungsverhalten der Endstufe gemäß Fig. 3 betrachtet. Es wird eine Ersatzschaltung gezeigt. Die Drain-Anschlüsse der Endstufentransistoren Ts2 und Ts4 sind zusammengeschaltet und bilden den Stromausgang A des OTA-Verstärkers. Die Gate-Source-Steuerspannung der Endstufentransistoren setzt sich jeweils aus der Gleichtaktruhelagespannung U_K des Lastelements L und dem Differenzspannungsverstärkersignal U_out zusammen. Die Eingänge der Differenzspannungsverstärker bzw. der differenzspannungsgesteuerten Stromquellen des positiven und des negativen Zweiges sind immer derart zusammengeschaltet, daß sich der Wert U_out an den Lastelementen der beiden Zweige in dem Sinne gleichsinnig verändert, daß sich die Gate-Potentiale von Ts2 und Ts4 relativ zur Versorgungsspannung gleichsinnig ändern. Werden nun die differenzspannungsgesteuerten Stromquellen des Eingangselements und des Lastelements für lineares Spannungs-Übertragungsverhalten ausgelegt (siehe DE-PS 43 16 550), so ist daß Übertragungsverhalten (I_X = f(U_in)) der gesamten Schaltungsanordnung solange vollständig linear, wie U_out die effektive Gate-Spannung der Endstufentransistoren nicht überschreitet. Der Wert der Kleinsignalsteilheit nach Gleichung (3) im Ruhelagepunkt "Signalwert am Eingang EI gleich Null" steht dann auch für die Großsignalsteilheit einer für lineares Übertragungsverhalten ausgelegten Anordnung. Da die Endstufentransistoren Ts2 und Ts4 nicht zwangsläufig für hohe Ströme ausgelegt werden müssen, und das derartige Prinzip auch für kleine Steilheiten ausgelegt werden kann, eignet sich die Schaltungsanordnung auch hervorragend zur aktiven Nachbildung (von hochohmigen,) abgleichbaren linearen Widerständen innerhalb von monolithisch integrierten Filterschaltungen.

Für den Strom I_X gilt:

Damit der Ruhestrom in den Endstufentransistoren gleich groß ist muß gelten:

Sorgt man weiterhin dafür, daß

dann reduziert sich Gleichung 4 zu nachstehend linearer Beziehung:

I_X = -β_Ts4.|U_GeffTs2 |.U_outp-β_Ts2.U_GeffTs2 .U_outn (5)

Sind die einzelnen Verstärker des positiven und des negativen Signal-Zweiges mit C = 1 ausgelegt (d. h. lineares Spannungsübertragungsverhalten, vergleiche DE-PS 43 16 550), so ist der maximal mögliche Signalhub von U_outn, und U_outp, auf einen Wert begrenzt, welcher unabhängig von der Höhe der Versorgungsspannung ist. Damit ist auch der maximal mögliche positive bzw. negative Amplitudenwert des Stromes I_X auf einen Wert begrenzt, welcher unabhängig von der Versorgungsspannung ist (versorgungsspannungsunabhängige Strombegrenzung).

Fig. 4b

Fig. 4b zeigt eine weitere Ersatzschaltung für das Großsignalverhalten von Endstufen, wie sie in den nachstehenden Abbildungen verwendet wird. Im Gegensatz zur Fig. 4a sind die Ausgangstransistoren vom gleichen Transistortyp und nicht mit den Drain-Anschlüssen direkt verbunden, sondern mit einer Einrichtung, die den Differenzwert der Drain-Ströme gemäß der Vorschrift I_X = A.I_T51-B.I_Ts2 an einen Verbraucher RL abgibt. Beide Transistoren sind mit dem Source-Anschluß an der negativen Versorgungsspannung angeschlossen. Die Gate-Source-Steuerspannung der Endstufentransistoren setzt sich jeweils aus der Gleichtaktruhelagespannung U_K1 bzw. U_K2 des Lastelements L und dem Differenzspannungsverstärkersignal U_out1 bzw. U_out2 zusammen. Die Eingänge der Differenzspannungsverstärker bzw. der differenzspannungsgesteuerten Stromquellen des positiven und des negativen Zweiges sind immer derart zusammengeschaltet, daß sich der Wert U_out an den Lastelementen der beiden Zweige in dem Sinne gegensinnig verändert, daß sich die Gate-Potentiale von T51 und Ts2 relativ zur Versorgungsspannung gegensinnig ändern.

Für den Strom I_X gilt:

A und B sind Konstanten, die durch Geometrieverhältnisse in nicht gezeigten Stromspiegelschaltungen zur Bildung der arithmetischen Differenz der Ströme durch T51 und Ts2 bestimmt sind. Im allgemeinen haben A und B den Wert 1. Gleichung 6 hat dieselbe Struktur von Gleichung 4, so daß die in Fig. 4b gezeigte Ersatzschaltung wirkungsäquivalent zur Ersatzschaltung in Fig. 4a ist.

Fig. 5

Bei dem in Fig. 5 gezeigten Blockschaltbild sind die am nichtinvertierenden Eingang (+) der Lastelemente L1 und L2 angeschlossenen Transistoren, die vorteilsmäßig der eingangsseitige Teil einer Stromspiegelschaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Zweigströme sind, gleichartig (hier N-Kanal-Typ). Durch die gestrichelte Linie wird angedeutet, daß diese (bei gleicher Auslegung) miteinander verbunden werden können; das bedeutet, daß für beide Lastelemente L1 und L2 ein gemeinsamer Bezugsknoten K bzw. vorteilsmäißg als Bezugsknoten K der Eingang einer gemeinsamen Stromspiegelschaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Zweigströme verwendet werden kann.

Die Beschaltung der Eingangselemente E1 und E2 weicht von der Beschaltung gemäß Fig. 3 in sofern ab, daß jetzt der invertierende Eingang (-) EI der OTA-Verstärkeranordnung am invertierenden Eingang (-) des Eingangselementes E1 und am nichtinvertierenden Eingang (+) des Eingangselements E2 und der nichtinvertierende Eingang (+) des Eingangs EI der OTA-Verstärkeranordnung mit den Eingangselementen entsprechend angeschlossen ist. Der gleichartige Aufbau der Eingangs- und der Lastelemente E1/E2 bzw. L1/L2 in Verbindung mit den typ-gleichen Transistoren Ts1/Ts5 zur Festlegung des (der) Bezugsknoten K gegen eine Versorgungsspannung hat zur Folge, daß der Ausgang des Lastelements L1 nicht direkt mit dem dazugehörigen Endstufentransistor Ts4 verbunden werden kann, wie dies beim Lastelement L2 der Fall ist. Der Ausgang des Lastelements L1 ist vielmehr mit dem Hilfsausgangstransistor T51 verbunden, dessen Strom über den Transistor T52 in den eigentlichen Ausgangstransistor Ts4 gespiegelt wird. T52 bildet mit Ausgangstransistor Ts4 eine Stromspiegelschaltung, wobei T52 den Eingang der Stromspiegelschaltung bildet.

Fig. 5 und die nachstehend beschriebenen Abbildungen (Fig. 6, 7 und 8) haben den Vorteil gegenüber der Schaltungsanordnung in Fig. 3, daß Technologietoleranzen der Parameter der N-Kanal-Transistoren relativ zu denen der P-Kanal-Transistoren nicht zusätzlich das elektrische Kennverhalten des OTA-Verstärkers beeinflussen. Weiterhin werden in der Spannungs-Strom-Übertragungscharakteristik des Verstärkers effektiv jeweils nur die Eingangskennlinien vom gleichen Transistortyp zueinander in Beziehung gesetzt, was für Linearanwendungen von Bedeutung ist.

Fig. 6

Eine weitere vereinfachte Ausführungsform des Blockschaltbildes gemäß Fig. 5 wird in Fig. 6 gezeigt. Hierbei wird ein gemeinsames Eingangselement E eingesetzt, welches mit den beiden Lastelementen L1 und L2 verbunden ist.

Fig. 7

Die Schaltungsanordnung gemäß Blockschaltbild von Fig. 6 wird in Fig. 7 gezeigt. Die gesamte Schaltungsanordnung ist im allgemeinen monolithisch in Form von MOS-Transistoren aufgebaut. Das aus den Transistoren T11, T12 und T13 bestehende Eingangselement E und die aus den Transistoren T21, T22 und T23 bzw. den Transistoren T31, T32 und T33 gebildeten Lastelemente L1 bzw. L2 sind in P-Kanal-Technik aufgebaut. Die Transistoren T13, T23 und T33 bilden jeweils die Konstantstromquelle, welche durch eine Konstantspannung gesteuert werden, die durch den von einem Referenzstrom I_ref durchflossenen Transistor T41 erzeugt wird. Die Schaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Ausgangsströme der beiden differenzspannungsgesteuerten Stromquellen T21/T22 bzw. T31/T32 wird durch die, jeweils aus den in N-Kanal-Technik ausgeführten Transistoren T24/T25 bzw. T34/T35 gebildet, die, wie bereits beschrieben, jeweils eine Stromspiegelschaltung bilden. Der nichtinvertierende Eingang (+) der beiden differenzspannungsgesteuerten Stromquellen (Gate-Anschluß der Transistoren T21 bzw. T31) ist mit dem Drain-Anschluß des Transistors T24 bzw. T34 verbunden, welcher jeweils den eingangsseitigen Teil der Stromspiegelschaltung der Schaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Ausgangsströme bildet. Der Transistor T24 bildet weiterhin mit dem Hilfsausgangstransistor T51 und der Transistor T34 mit dem Endstufentransistor Ts2 jeweils eine gesteuerte Stromspiegelschaltung. Die Transistoren T52 und Ts4 bilden eine gewöhnliche Stromspiegelschaltung.

Der Ausgang des Eingangselementes (T11, T12 und T13) ist mit dem invertierenden Eingang (-) des betreffenden Lastelements (Gate-Anschluß des Transistors T22 und T32) verbunden. Mit dem jeweiligen Gate-Anschluß ist auch der ausgangsseitige Teil der durch jeweils eine Stromspiegelschaltung (T24, T25 bzw. T34, T35) gebildeten Schaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Ausgangsströme der Transistoren T21 und T22 bzw. der Transistoren T31 und T32 mit dem jeweiligen invertierenden Eingang (-) des betreffenden Lastelements (Gate-Anschluß des Transistors T22 bzw. T32) verbunden.

Die Transistoren der Stromspiegelschaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Ausgangsströme T24 und T25 bzw. die Transistoren T34 und T35 sind im Gegensatz zu den Transistoren Ts1 und Tss in Fig. 2 nicht jeweils baugleich ausgeführt, da die ausgangsseitigen Transistoren T25 und T35 zusätzlich zum jeweils halben Anteil des Referenzstroms der Transistoren T23, T33 auch den jeweils halben Anteil des Referenzstrom des Transistors T13 aufnehmen müssen. Für Linearanwendungen sollten T25 bzw. T35 jeweils aus zwei parallel geschalteten Transistoren mit den Geometrieabmessungen von T24 bzw. T34 bestehen.

Werden nun die Schaltungen der Lastelemente L1 bzw. L2 derart ausgelegt, daß an den Eingangsknoten ihrer Laststromspiegel gleiche Potentiale gegeben sind, dann kann die gestrichelt dargestellte Verbindung zwischen den nichtinvertierenden Eingängen (+) (Gate-Anschluß der Transistoren T21 bzw. T31) vorgenommen werden, das heißt, daß diese damit parallel geschalteten Transistoren T24 und T34 zusammengefaßt werden können. Allgemein hat das Vorteile hinsichtlich des statistischen Offsetverhaltens, die Verstärkung steigt um 6 dB, (es gilt Gleichung 3,) und für Linearanwendungen verbessert sich zusätzlich die erreichbare Linearität der Schaltung. Werden die Schaltungen der Lastelemente L1 und L2 mit nachgeschaltetem Endstufentransistor der beiden Signal-Zweige baugleich ausgeführt, so ist das Klirrverhalten am wenigsten durch elektrische Unsymmetrien in den Signalzweigen und Schwankungen bei der Herstellung beeinflußt; die Linearität der Schaltung wird optimal. Ein Vorteil der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 7 gegenüber der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 5 besteht neben der Reduktion des schaltungstechnischen Gesamtaufwandes insbesondere darin, daß das elektrische Kennverhalten prinzipiell verbessert ist.

Eine Beispielsauslegung für die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 7 gibt nachstehende die Tabelle an. Die angegebenen elektrischen Parameter der Dimensionierung ergeben sich in einer T_OX = 45 nm CMOS-Technologie bei hinreichender Versorgungsspannung, Zimmertemperatur und einem I_ref von 1 µA.

Gemäß Gleichung (3) ergibt sich mit den Angaben aus obiger Tabelle für die theoretische Kleinsignal-Steilheit:

2.(1.93E-06/2.01E-06.1.72E-06) = 3.30308E-06 Ω^-1

Die Simulation der Schaltung ergibt für die Kleinsignal-Steilheit 3.386E-06 Ω^-1.

Die Simulation der Schaltung ergibt für die Großsignal-Steilheit 3.3275E-06 Ω^-1 bei |EI| = 0.4 V. Damit liegt im oberen Eingangspegelbereich der lineare Fehler bei etwa 1.72%. Bei |EI| = 0.1 V hingegen beträgt er nur noch 0.147%. Die gute Übereinstimmung der Werte für Groß- und Kleinsignal-Steilheit zeigt, daß es sich bei der angegebenen Dimensionierung um eine Auslegung für Linearanwendungen handelt. Deutliche Verbesserungen im Linearverhalten ergeben sich, wenn (wie zuvor erwähnt) T25 bzw. T35 jeweils aus zwei parallel geschalteten Transistoren mit den Geometrieabmessungen von T24 bzw. T34 bestehen. Der lineare Fehler beträgt dann bei |EI| = 0.4 V nur noch 0.3%, bzw. bei |EI| = 0.1 V nur noch 0.008%.

Bei einer Spannungsgleichtaktlage des Differenzeingangs EI und des Stromausgangs A von 2.5 V zeigt sich folgendes Offsetverhalten:
Statistischer Eingangsoffset = 22 mV, systematischer Eingangsoffset = 76 µV.

Fig. 8

Eine Abwandlung der Schaltung des Blockschaltbildes gemäß Fig. 6 hinsichtlich der Ausgangsstufe zeigt Fig. 8. Eine mögliche Schaltungsanordnung zur Ausgestaltung des Eingangselementes E und der Lastelemente L1 und L2 zeigt Fig. 7. Prinzipiell können zur Ansteuerung der Transistoren T51 und Ts2 beliebige Verstärker mit fest eingestellter Spannungsverstärkung zwischen dem Differenzspannungseingang und dem unsymmetrischen Spannungsausgang bzw. dem symmetrischen Differenzspannungsausgang mit frei wählbarer Gleichtaktlage verwendet werden, die wirkungsäquivalent zu den in Fig. 5 bzw. 6 gezeigten Anordnung sind bzw. wirkungsäquivalent verschaltet sind. Bei dem neuen Ausgang A handelt es sich um einen Differenzstromquellenausgang ohne Gleichtaktstromanteil mit den Anschlüssen A(+) und A(-). Im Gegensatz zur Fig. 6 bzw. Fig. 5 wird hier das Stromsignal mit Differenz- und Gleichtaktstromanteil in den Transistoren T51, Ts2 nicht mittels einer Stromspiegelschaltung (T52/Ts4) vom Gleichtaktstromanteil durch Überlagerung im Ausgang A befreit. Der Gleichtaktstromanteil I_G in den ausgangsseitigen Stromzweigen wird hier von jeweils zwei (hier nicht weiter ausgeführten) (im allgemeinen) gleichartigen, gleichartig (und im allgemeinen) geregelten Stromquellen aufgenommen. Der Differenzstromanteil I_X fließt dann vom Ausgang A(+) über einen nicht gezeigten Verbraucher zum Ausgang A(-). Für das Verhalten der symmetrischen Ausgangsstufe hinsichtlich des Differenzstromanteils I_X gelten insbesondere die Ausführungen zur Ersatzanordnung in Fig. 4b.

Die Ausführungsform mit symmetrischem Ausgang A ist von besonderem Vorteil bei Verwendung der Schaltungsanordnung innerhalb von Filteranwendungen.

Fig. 9

Fig. 9 zeigt eine verallgemeinerte Darstellung der Wirkung der Ausführungsform der Lastelemente L1, L2 in Fig. 7. Die äußere Verschaltung der Lastelemente L1, L2 gemäß Verwendung in Fig. 7 ist in Fig. 9 durch gestrichelte Linien angedeutet. Fig. 9 veranschaulicht, daß die Lastelemente L1 und L2 des positiven und des negativen Signalzweiges sich gemeinsam wie neues konzentriertes Lastelement L mit symmetrischem Stromausgang und Spannungseingang verhalten, wobei die in dieser Ausführungsform notwendige Gleichtaktlagenvorgabe U_GL,in als Stellprozeß für die Gleichtaktruhelagespannungen der Stromquellenausgänge ausgenutzt wird. Weiterhin kann die in der gezeigten Ausführungsform prinzipbedingt vorhandenen Spannung U_GL,out vorteilsmäßig als Gleichtaktlagenvorgabe U_GL,in verwendet werden.

Alle denkbaren Schaltungsanordnungen für differenzspannungsgesteuerte Differenzstromquellen, deren Gleichtaktruhelagespannungen der Stromquellenausgänge durch Stell- oder Regelprozesse in dem Sinne beeinflußbar sind, daß an den Transistoren T51 und Ts2 eine geeignete Gleichtaktruhelagespannung U_K direkt oder indirekt eingestellt werden kann, sind als Ausführungsform zur Umsetzung des Blockschaltbildes gemäß Fig. 6 geeignet, bzw. sind äquivalentes Mittel zur Ausführungsform des symmetrischen Lastelements L bestehend aus L1 und L2 in Fig. 7.

Ohne Abbildung

Grundsätzlich kann die Verschaltungswirkung der in den voranstehenden Abbildungen gezeigten Eingangs- und Lastelemente E1, E2 bzw. L1, L2 durch beliebige wirkungsäquivalente Spannungsverstärker ersetzt werden (z. B. durch Operationsverstärkerschaltungen). Das Zusammenspiel der hier gezeigten Eingangs- und Lastelemente ergibt immer einen linearen oder nichtlinearen Spannungsverstärker innerhalb der OTA-Verstärkeranordnung.

Mit Hilfe der geeignet verschalteten Spannungsverstärker innerhalb der OTA-Verstärker-Anordnung wird erreicht, daß eine Differenzspannung am Eingang EI der OTA-Verstärkeranordnung gleichtaktlagenunabhängig linear oder nichtlinear - jetzt bezogen auf eine feste, gegebene Gleichtaktlage - auf die Steuereingänge der Endstufentransistoren (Ts2, Ts4 bzw. T51, Ts2) übertragen wird. Wegen des festen Gleichtaktlagenbezuges der Differenzsignale zwischen den Steuereingängen der Endstufentransistoren gelten dann sinngemäß die Gleichungen (1), (2), (3), (4), (5) und (6).

Claims (17)

1. OTA-Verstärker, welcher einen Differenz-Spannungs-Verstärker mit fest eingestellter Spannungsverstärkung aufweist, wobei der frei wählbare Gleichtakt-Bezugspunkt der Ausgangsspannung des Differenz-Spannungs-Verstärkers mit einer Referenzspannung verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Schaltung von einem Endstufentransistor (Ts) gebildet wird, welcher durch das Signal am Ausgang des Differenz-Spannungs-Verstärkers direkt oder indirekt steuerbar ist und der Gleichtakt-Bezugspunkt der Ausgangsspannung des Differenz-Spannungs-Verstärkers den Ruhestrom im Endstufentransistor (Ts) bestimmt.

2. OTA-Verstärker, welcher eine erste als Eingangselement und eine zweite als Lastelement wirkende, differenzspannungsgesteuerte Stromquelle aufweist, wobei der Stromausgang des Eingangselements und des Lastelements mit dem invertierenden Eingang (-) des Lastelements verbunden ist, während der nichtinvertierende Eingang (+) des Lastelements mit einer Referenzspannung verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Schaltung von einem Endstufentransistor (Ts) gebildet wird, welcher durch das Signal am Ausgang des Lastelements direkt oder indirekt steuerbar ist.

3. OTA-Verstärker, welcher eine erste als Eingangselement und eine zweite als Lastelement wirkende, differenzspannungsgesteuerte Stromquelle aufweist, wobei der gleichartige Stromausgang des Eingangselements und des Lastelements jeweils mit einer gemeinsamen Schaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Ausgangsströme verbunden ist und der Ausgang der Schaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Ausgangsströme mit dem invertierenden Eingang (-) des Lastelements verbunden ist, während der nichtinvertierende Eingang (+) des Lastelements mit einer Spannung verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß am nichtinvertierenden Eingang (+) des Lastelements (L) der eingangsseitige Teil einer Stromspiegelschaltung angeschlossen ist, deren gesteuerter ausgangsseitiger Teil durch einen Endstufentransistor (Ts) gebildet wird, welcher durch das Ausgangssignal der Schaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz der Ausgangsströme direkt oder indirekt steuerbar ist.

4. OTA-Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung zur Bildung der arithmetischen Differenz als Stromspiegelschaltung ausgebildet ist, wobei der eine Eingang derselben mit dem nichtinvertierenden Eingang (+) des Lastelements (L) verbunden ist.

5. OTA-Verstärker nach einem der Ansprüche 1, 2, 3 oder 4 dadurch gekennzeichnet, daß dieser einen positiven und einen negativen Signal-Zweig bestehend aus jeweils einem Differenzspannungsverstärker mit fest eingeprägter Spannungsverstärkung und einem Endstufentransistor (Ts2, Ts4) gebildet wird, wobei die beiden Endstufentransistoren an einem gemeinsamen Punkt (A) das Ausgangssignal des Verstärkers erzeugen.

6. OTA-Verstärker nach einem der Ansprüche 1, 2, 3 oder 4 dadurch gekennzeichnet, daß dieser einen positiven und einen negativen Signal-Zweig bestehend aus jeweils einem Eingangselement (E1, E2), einem Lastelement (L1, L2) und einem Endstufentransistor (Ts2, Ts4) gebildet wird, wobei die beiden Endstufentransistoren an einem gemeinsamen Punkt (A) das Ausgangssignal des Verstärkers erzeugen.

7. OTA-Verstärker nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der eine Eingang des Verstärkers mit dem invertierenden (-) und der andere Eingang des Verstärkers mit dem nichtinvertierenden Eingang (+) der beiden Eingangselemente (E1, E2) bzw. der beiden Differenzspannungsverstärker verbunden ist.

8. OTA-Verstärker nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der positive und der negative Signal-Zweig bezüglich der Eingangselemente (E1, E2) und bezüglich der Lastelemente (L1, L2) mit gleichen Transistortypen (P-Kanal-Typ, N-Kanal-Typ) aufgebaut ist, und der Ausgangsstrom des einen Zweiges (T41) über einen weiteren Stromspiegel (T52/Ts4) in den gemeinsamen Punkt (A) gespiegelt wird, wobei die beiden Endstufentransistoren (Ts2, Ts4) in dem gemeinsamen Punkt (A) das Ausgangssignal des Verstärkers erzeugen.

9. OTA-Verstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der eine Eingang des Verstärkers mit dem invertierenden Eingang (-) des Verstärkers des einen Signal-Zweiges und mit dem nichtinvertierenden Eingang (+) des Verstärkers des anderen Signal-Zweiges verbunden ist.

10. OTA-Verstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß für beide Signal-Zweige ein gemeinsames Eingangselement (E) vorgesehen ist.

11. OTA-Verstärker nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die nichtinvertierenden Eingänge (+) der beiden Lastelemente (L1, L2) miteinander verbunden sind.

12. OTA-Verstärker nach einem der Ansprüche 6 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der eingangsseitige Teil der Stromspiegelschaltung für beide Signal-Zweige gemeinsam ist.

13. OTA-Verstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß für beide Signal-Zweige ein gemeinsames Lastelement (L) mit symmetrischen Ein- und Ausgängen vorgesehen ist, dessen Gleichtaktspannungslage an den Ausgängen auf einen Referenzwert direkt oder indirekt einstellbar oder regelbar ist.

14. OTA-Verstärker nach einem der Ansprüche 5 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker einen symmetrischen Ausgang (A(+), A(-)) besitzt.

15. OTA-Verstärker nach Anspruch 1 und 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhalten der Ausgangsstufe des Verstärkers durch Gleichung (4) oder (6) beschrieben wird.

16. OTA-Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker mit MOS-Transistoren, JFET-Transistoren, Bipolartransistoren oder sonstigen Aktivelementen monolithisch oder hybrid aufgebaut ist.

17. OTA-Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangs- und Lastelemente E1, E2 bzw. L1, L2 durch wirkungsäquivalente Spannungsverstärker ersetzt sind.