DE102009046181A1

DE102009046181A1 - Optimaler Betrieb einer Stromsensoranordnung mit Sense-Transistor

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Publication number: DE102009046181A1
Application number: DE102009046181A
Authority: DE
Inventors: Christoph Kadow; Paolo Del Croce
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2008-10-29
Filing date: 2009-10-29
Publication date: 2010-05-06
Anticipated expiration: 2029-10-30
Also published as: DE102009046181B4; US20100102845A1; US7868643B2

Abstract

Es wird eine Strommessschaltungsanordnung mit einem Lasttransistor und einem Sense-Transistor offenbart. Der Lasttransistor hat eine Steuerelektrode und einen zwischen einer ersten und einer zweiten Lastelektrode liegenden Laststrompfad. Der Sense-Transistor hat ebenfalls eine Steuerelektrode und einen zwischen einer ersten und einer zweiten Lastelektrode liegenden Sense-Strompfad. Die beiden Steuerelektroden sowie die beiden ersten Lastelektroden sind jeweils miteinander verbunden. Die Schaltungsanordnung umfasst eine Regelschaltung, die dazu ausgebildet ist, die Steuerelektroden mit einer Steuerspannung abhängig von einer Spannung über dem Laststrompfad derart anzusteuern, dass ein Proportionalitätsfaktor zwischen einem Laststrom durch den Laststrompfad und einem Sense-Strom durch den Sense-Strompfad eine minimale mittlere statistische Streuung aufweist.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft die Strommessung in integrierten Leistungs-MOS-Transistoren.
In sogenannten „smarten” integrierten Leistungshalbleiterschaltungen wird der Strom, der durch einen Lasttransistor fließt, mit Hilfe eines Sense-Transistors gemessen. Der Strom durch den Lasttransistor (z. B. MOSFETs, IGBTs) wird mit Hilfe eines zweiten Transistors (den sogenannten Sense-FET bzw. Sense-Transistor) gemessen, wobei der Sense-FET eine viel kleinerer Fläche aufweist als der Last-Transistor. Idealerweise werden der Sense-Transistor und der Last-Transistor im selben Arbeitspunkt betrieben, d. h. die Source-, Gate- und Drain-Spannungen der Transistoren sind identisch gleich. Das Verhältnis des Stromes i_LAST durch den Lasttransistor zum Strom i_SENSE durch den Sense-Transistor wird auch „KILIS-Faktor” genannt und durch das Symbol „K” bezeichnet. Der Proportionalitätsfaktor K ist wie folgt definiert: K = iLAST/iSENSE (Gl. 1)
Die Genauigkeit des Proportionalitätsfaktor K ist eine wichtige Eigenschaft eines Sense-FET-Anordnung. Aufgrund von unvermeidbaren Streuungen von verschiedensten Parametern im Herstellungsprozess variiert auch der KILIS-Faktor K aufgrund unterschiedlicher Ursachen. Die Folge dieser Streuungen ist eine Fehlanpassung des Sense-Transistors an den Lasttransistor (bzw. umgekehrt). Diese wirkt sich dahingehend aus, dass die Threshold-Spannungen der beiden Transistoren unterschiedlich sind (Fehlanpassung der Threshold-Spannungen) und dass eine Spannungsdifferenz zwischen den jeweiligen Drain-Source-Spannungen des Lasttransistors und des Sense-Transistors (Source-Spannungs-Offset) besteht. Vor allem bei niedrigen Drain-Strömen (Lastströmen) sind diese unerwünschten Effekte problematisch und verfälschen das Ergebnis der Strommessung.
Das Problem der Minimierung der Streuung für den KILIS-Faktor K bei niedrigen Strömen wird durch keine bekannte Technik gelöst. Gegenwärtig werden typischerweise zwei verschiedene Betriebsarten zur Strommessung mit Hilfe eines Sense-Transistors verwendet, nämlich der Normalbetrieb und die „Gate-Back-Regelung”. Im Normalbetrieb werden der Lasttransistor und der Sense-Transistor mit konstanter Gate-Spannung betrieben. In dem Bereich geringer Ströme ist die Drain-Spannung sehr klein und der Source-Spannungs-Offset führt, bei sinkendem Drainstrom, zu einer linearen Erhöhung der Streuung des KILIS-Faktors K. Bei der Gate-Back-Regelung werden die Transistoren mit konstanter Drain-Spannung betrieben. In den Bereichen niedriger Ströme ist die Differenz der Gate-Threshold-Spannungen sehr gering und die Fehlanpassung (d. h. die Differenz) der Threshold-Spannungen der den Transistoren führt, bei sinkendem Drains-Strom, ebenfalls zu einem linearen Anstieg der Streuungen des KILIS-Faktors K.
Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht darin, eine Schaltung bzw. ein Verfahren zur Verfügung zu stellen, welche es ermöglichen, bei der Strommessung mit einem Sense-Transistor die oben genannten Defizite möglichst gut zu kompensieren und so die Strommessung zu optimieren.
Diese Aufgabe wird durch die integrierte Schaltung gemäß Anspruch 1, sowie das Verfahren gemäß Anspruch 7 gelöst. Unterschiedliche Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind Gegenstand der anderen Ansprüche.
Es wird eine Strommessschaltungsanordnung mit einem Lasttransistor und einem Sense-Transistor offenbart. Der Lasttransistor hat eine Steuerelektrode und einen zwischen einer ersten und einer zweiten Lastelektrode liegenden Laststrompfad. Der Sense-Transistor hat ebenfalls eine Steuerelektrode und einen zwischen einer ersten und einer zweiten Lastelektrode liegenden Sense-Strompfad. Die beiden Steuerelektroden sowie die beiden ersten Lastelektroden sind jeweils miteinander verbunden. Die Schaltungsanordnung umfasst eine Regelschaltung, die dazu ausgebildet ist, die Steuerelektroden mit einer Steuerspannung abhängig von einer Spannung über dem Laststrompfad derart anzusteuern, dass ein Proportionalitätsfaktor zwischen einem Laststrom durch den Laststrompfad und einem Sense-Strom durch den Sense-Strompfad eine minimale mittlere statistische Streuung aufweist.
Der Sense-Transistor und der Lasttransistor können statistisch differierende Threshold-Spannungen aufweisen, deren Differenz mit einer mittleren statistischen Streuung behaftet ist. Des weiteren weist die Spannung über dem Laststrompfad im Vergleich zur Spannung über dem Sense-Strompfad einen Spannungs-Offset auf, der ebenfalls mit einer mittleren statistischen Streuung behaftet ist. Die Differenz zwischen Steuerspannung und Threshold-Spannung des Lasttransistors und die Spannung über dem Laststrompfad stehen in einem bestimmten Verhältnis zueinander. In einem Beispiel der Erfindung ist die Regelschaltung dazu ausgebildet, dieses Verhältnis so einzustellen, dass es dem Verhältnis der mittleren statistischen Streuungen der Threshold-Spannungsdifferenz und dem Spannungs-Offset entspricht.
Des weiteren kann die Regelschaltung einen ersten Verstärker aufweisen, der dazu ausgebildet ist, als Ausgangssignal eine Steuerspannung für die Transistoren zur Verfügung zu stellen, die von der Differenz zwischen einer Referenzspannung und der Spannung über dem Laststrompfad abhängt. Die Verstärkung des ersten Verstärkers kann so hoch sein, dass die Transistoren derart angesteuert werden, dass die Spannung über dem Laststrompfad annähernd der Referenzspannung entspricht. Des weiteren kann die Regelschaltung eine Schaltung zur Erzeugung der Referenzspannung umfassen, an die die Steuerspannung rückgekoppelt ist.
Diese Schaltung zur Erzeugung der Referenzspannung weist z. B. einen weiteren Verstärker auf, dem an einem ersten Eingang die rückgekoppelte Steuerspannung und an einem zweiten Eingang ein die Threshold-Spannung des Lasttransistors repräsentierendes Signal zugeführt sind. Der weitere Verstärker ist dabei dazu ausgebildet, die Referenzspannung als Ausgangssignal zur Verfügung zu stellen. Der Verstärkungsfaktor des weiteren Verstärkers entspricht dem Verhältnis der mittleren statistischen Streuungen der Threshold-Spannungsdifferenz und dem Spannungs-Offset, mit dem die Differenz aus Steuerspannung und Threshold-Spannung verstärkt wird.
Die Erfindung wird im Folgenden anhand der in den Abbildungen dargestellten Beispiele näher erläutert. Die Beispiele dienen zur Erläuterung der Erfindung und der dieser zugrunde liegenden Ideen und sollen den Schutzbereich der Ansprüche nicht einschränken. In den Abbildungen zeigen:
1 allgemein eine Schaltung zur Strommessung, in der ein Laststrom durch einen Last-Transistor mit Hilfe eines Sense-Transistors gemessen wird; und
2 beispielhaft einen Low-Side-Halbleiterschalter mit einem Regler gemäß einem Beispiel der Erfindung.
In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben gleiche Bezugszeichen gleiche Komponenten (bzw. Signale) mit gleicher oder ähnlicher Bedeutung.
1 zeigt allgemein eine Strommessschaltung 100, in der ein Laststrom i_LAST durch den Last-Transistor 101 mit Hilfe eine Sense-Transistors 102 gemessen wird. Um einen sehr genauen KILIS-Faktor K (Proportionalitätsfaktor zwischen dem Laststrom i_LAST und dem Strom i_SENSE durch den Sense-Transistor) bei niedrigen Lastströmen zu erreichen sollen die Betriebszustände der Transistoren 101, 102 derart optimiert werden, dass die Abhängigkeit des KILIS-Faktor K von einer (unerwünschten) Differenz der Threshold-Spannungen und einem Source-Spannungs-Offset gleichzeitig minimiert wird. Wie weiter unten gezeigt wird, kann ein mathematisches Modell verwendet werden, um quantitativ zu modellieren, wie diese beiden Faktoren den Proportionalitätsfaktor K beeinflussen. Beispielsweise können die Betriebszustände der Transistoren 101, 102 derart optimiert werden, dass die oben genannten Auswirkungen einer Fehlanpassung der Transistoren auf den des KILIS-Faktor K minimiert werden. Die vorliegende Erfindung bezieht sich unter anderem auf eine Schaltung, die optimale Betriebszustände der Transistoren in einem Smart-Power-IC gewährleistet.
Die Genauigkeit des KILIS-Faktors K kann als Funktion des Drainstromes angegeben werden. Derselbe Drainstrom kann mit unterschiedlichen Kombinationen von Gate-Source-Spannung V_GS und Drain-Source-Spannung V_DS erreicht werden. Eine dieser Kombinationen stellt einen optimalen Betriebszustand der Transistoren dar, was einen optimalen KILIS-Faktor K mit bestmöglicher Genauigkeit zur Folge hat.
Idealerweise entspricht das Verhältnis D der Drain-Ströme von Last-Transistor und Sense-Transistor (d. h. der KILIS-Faktor) einem geometrischen Verhältnis K_GEO der Flächen A_LAST, A_SENSE bzw. der Kanalweiten W_LAST, W_SENSE des Lasttransistors bzw. des Sense-Transistors: KGEO = ALAST/ASENSE = WLAST/WSENSE (Gl. 2)
Tatsächlich weicht der KILIS-Faktor K von seinem Idealwert K_GEO ab, insbesondere bei niedrigen Drain-Strömen. Die Transistoren 101, 102 haben geringfügig unterschiedliche Arbeitspunkte aufgrund einer Differenz der beiden Threshold-Spannungen V_TH,LAST, V_TH,SENSE und aufgrund des Source-Spannungs-Offset. Die Threshold-Spannungsdifferenz ΔV_TH und der Source-Spannungs-Offset V_OFF sind wie folgt definiert: ΔVTH = VTH,LAST – VTH,SENSE (Gl. 3) VOFF = VS,LAST – VS,SENSE, (Gl. 4)
Wobei V_S,LAST und V_S,SENSE die jeweiligen Source-Spannungen bezeichnen. 1 illustriert in Gl. 1 und Gl. 2 definierten Fehlerquellen. Die Parameter ΔV_TH und V_OFF haben unterschiedliche Arbeitspunkte für den Last-Transistor 101 und den Sense-Transistor 102 zur Folge und daher auch eine Abweichung des tatsächlichen FILIS-Faktor K von dem theoretischen Faktor K_geo in Schaltung 100. Aufgrund von (zufälligen) Schwankungen im Herstellungsprozess gibt es eine statistische Streuung der Parameter ΔV_TH und V_OFF. Diese Streuungen können jeweils durch eine mittlere statistische Streuung, nämlich die Standardabweichungen σ(V_OFF) und σ(ΔV_TH) charakterisiert werden. Die Schwankungen im Produktionsprozess haben zur Folge, dass der tatsächliche KILIS-Faktor K entsprechend einer Wahrscheinlichkeitsverteilung verteilt ist, welche durch die Standardabweichung σ(K) charakterisiert werden kann. Es wurde beobachtet, dass die Abweichungen zwischen dem tatsächlichen Faktor K und dem theoretischen Faktor K_GEO bei niedrigen Drain-Stromdichten J am größten sind. Dies ist zu erwarten, da in diesem Fall die Differenz zwischen Gate-Spannung und Threshold-Spannung V_GS bzw. V_TH sowie die Drain-Source-Spannungen V_DS klein sind und daher die Verhältnisse ΔV_TH/(V_GS – V_TH) und V_OFF/V_DS am größten. Folglich sind die Auswirkungen einer Fehlanpassung der Transistoren (ΔV_TH und V_OFF) für geringe Stromdichten J am größten.
Die Schaltung 100 zeigt die Komponenten bei der Messung des KILIS-Faktor K. Wie oben bereits diskutiert wurde, arbeiten der Last-Transistor 101 sowie der Sense-Transistor 102 aufgrund der endlichen Werte für ΔV_TH und V_OFF in leicht unterschiedlichen Arbeitspunkten. Der Strom i_SENSE in dem Sense-Pfad ist durch die steuerbare Stromquelle 102 symbolisiert, welche wiederum durch das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 104 angesteuert wird.
Die Gleichungen 1 bis 4 können kombiniert werden um die Stromdichte J als Funktion der Differenz zwischen Gate-Spannung und Threshold-Spannung V_GS – V_TH sowie als Funktion der Drain-Spannung V_DS darzustellen:
Gleichung 5 beschreibt das Verhältnis des tatsächlichen KILIS-Faktors K zu dem theoretischen (idealen) Wert K_GEO. Unter Verwendung einer Tailor-Reinentwicklung bis zur ersten Ordnung kann Gl. 5 wie folgt vereinfacht werden:
In der Praxis ist der Source-Spannungs-Offset V_OFF zumindest einen Faktor 10 geringer als die Spannungsdifferenz ΔV_TH aufgrund der Fehlanpassung der Threshold-Spannungen. Aus diesem Grunde kann die Source-Offset-Spannung V_OFF im zweiten Term auf der rechten Seite von Gleichung 6 vernachlässigt werden. Das Verhältnis K/K_geo aus Gleichung 6 kann daher wie folgt vereinfacht werden:
wobei J die Stromdichte in den Transistoren und K_GEO das Verhältnis der Kanalweiten W_LAST, W_SENSE von Last und Sense-Transistor bezeichnen. Gleichung 7 zeigt das Verhältnis zwischen dem idealen und dem tatsächlichen Wert des KILIS-Faktors K, also einen auf den Idealwert K_GEO normierten KILIS-Faktor K/K_GEO. Der zweite Term auf der rechten Seite der Gl. 7 hängt von der Differenz ΔV_TH aufgrund der Fehlanpassung der Threshold-Spannungen ab, der dritte Term auf der rechten Sei te der Gl. 7 von dem Source-Spannungs-Offset V_OFF. In dieser Approximation ist der KILIS-Faktor K (bzw. der normierte Faktor K/K_GEO) eine lineare Funktion von ΔV_TH und V_OFF. Die Werte für ΔV_TH und V_OFF variieren statistisch aufgrund von zufälligen Schwankungen im Produktionsprozess und können daher als Zufallsvariablen angesehen werden. Deren Verteilung wird charakterisiert durch deren Mittelwert und deren Standardabweichung σ(ΔV_TH) und σ(V_OFF). Der KILIS-Faktor K (sowie auch K/K_GEO) kann folglich ebenfalls als Zufallsvariable angesehen werden, deren Wahrscheinlichkeitsverteilung durch einen Mittelwert und eine Standardabweichung σ(K) charakterisiert wird. Basierend auf Gleichung 7 berechnet sich die Standardabweichung für das Verhältnis K/K_geo folgendermaßen:
Die Gleichung 8 zeigt die Beziehung zwischen den Arbeitspunkten der Transistoren 101, 102, den Standardabweichungen von ΔV_TH und V_OFF sowie der Standardabweichung des (namierten) KILIS-Faktors K/K_geo. Entsprechend kann die Gl. 8 auch dazu verwendet werden, die Genauigkeit (d. h. die statistische Streuung) des Faktors K zu modellieren. Um eine hohe Genauigkeit des Faktors K zu erreichen, muss die Verteilungsdichte von K bzw. K/K_GEO „schmal” sein, d. h. die Standardabweichung σ(K/K_GEO) soll für beliebige Werte für die Stromdichte J minimiert werden. Da dieselbe Stromdichte J durch unterschiedliche Kombinationen von Gatespannung V_GS und Drain-Source-Spannung V_DS erreicht werden kann, existiert ein Optimum, d. h. eine optimale Kombination von V_GS und V_DS, mit der die bestmögliche Genauigkeit des KILIS-Faktors K erreicht wird. Die Genauigkeit des KILIS-Faktors K ist dann am kritischsten, wenn der Transistor im linearen Kennlinienbereich arbeitet, d. h. wenn die Stromdichte J linear von der Drain-Source-Spannung V_DS und der Differenz V_GS – V_TH zwischen Gate-Spannung und Threshold-Spannung abhängt. Gleichung 8 kann weiter vereinfacht werden, indem die oben erwähnte lineare Kennlinie für die Stromdichte J(V_GS – V_TH, V_DS) eingesetzt wird. Im linearen Kennlinienbereich kann die Stromdichte eines MOSFET wie folgt ausgedrückt werden: J = C·(VGS – VTH)·VDS, (Gl. 9)wobei die Konstante C eine transistorspezifische Konstante darstellt. Wenn die Stromdichte J dem in Gleichung 9 dargestellten Zusammenhang folgt, dann hat die Gleichung 8 ein Minimum, wenn das Verhältnis zwischen der Differenz (V_GS – V_TH) und V_DS gleich dem Verhältnis zwischen den Standardabweichungen σ(ΔV_TH) und σ(V_OFF) entspricht: (VGS – VTH)/VDS = σ(ΔVTH)/σ(ΔVOFF). (Gl. 10).
Wenn Last-Transistor und Sense-Transistor 101, 102 derart betrieben werden, dass die Gleichung 10 erfüllt für jeden beliebigen Strom ist, dann ist die Standardabweichung σ(K/K_GEO) bzw. σ(K) minimal. Folglich wird in diesem Fall eine maximal mögliche Genauigkeit des KILIS-Faktors K für jede Stromdichte J erreicht. Um dies zu realisieren, können in einer smarten Leistungshalbleiterschaltung der Drain-Strom gemessen und eine Regelschleife dazu verwendet werden, um eine geeignete Kombination von Gate-Source-Spannung V_GS und Drain-Source-Spannung V_DS einzustellen, so dass die Gleichung 10 für den gemessenen Strom erfüllt ist. Die Werte für die Standardabweichungen σ(ΔV_TH) und σ(V_OFF) können zuvor experimentell bestimmt werden. Da die Differenz V_GS – V_TH und die Drain-Source-Spannung V_DS proportional zueinander sind wird diese Betriebsart auch als Proportionalregelung bezeichnet. Das optimale Verhältnis zwischen der Differenz V_GS – V_TH und der Drain-Source-Spannung V_DS ist durch das Verhältnis der Standardabweichungen σ(ΔV_th) und σ(V_off) gegeben. Wenn die Arbeitspunkte des Lasttransistors und des Sense-Transistors so eingestellt sind, dann berechnet sich die resultierende Standardabweichung σ(K/K_GEO) für den normierten KILIS-Faktor K/K_GEO in der Betriebsart mit Proportionalregelung gemäß Gleichung 11:
Gemäß Gleichung 11 erhöht sich die Standardabweichung σ(K) bzw. die normierte Standardabweichung σ(K/K_geo) mit dem Kehrwert der Wurzel der Stromdichte J. Im Gegensatz dazu erhöht sich bei bekannten Schaltungen bzw. Verfahren zur Strommessung mit Hilfe eines Sense-Transistors die Standardabweichung σ(K) mit dem Kehrwert der Stromdichte J. Der Einfluss des Trennstromes ist also geringer als im Normalbetrieb und bei der Gate-Back-Regelung. Entsprechend wird in der Betriebsart mit Proportionalregelung die Standardabweichung σ(K) für alle Stromdichten J minimiert, insbesondere im Bereich niedriger Ströme. Des Weiteren erhöht sich die Standardabweichung σ(K) in nur geringerem Maße mit sinkender Stromdichte J als in anderen Betriebsarten.
Die Gleichung 8 gibt auch die Fehlerfortpflanzung für statistische Fehler an, die im vorliegenden Fall durch die Standardabweichungen σ(ΔV_TH) und σ(ΔV_OFF) beschrieben werden. Durch eine Regelung kann erzwungen werden, dass die Gleichung 10 in einer Strommessschaltung mit Sense-Transistor immer erfüllt ist, wodurch die Fehlerfortpflanzung und somit die Auswirkungen auf den Proportionalitätsfaktor K minimiert wird. Im dargestellten Beispiel der Erfindung werden nur die statistischen Fehler σ(ΔV_TH) und σ(ΔV_OFF) berücksichtigt. In anderen Ausführungsformen können jedoch auch weitere statistische Fehler berücksichtig werden. Es soll lediglich die Bedingung erfüllt sein, dass der Lasttransistor so angesteuert wird, das der Proportionalitätsfaktor K zwischen einem Laststrom i_LAST durch den Lasttransistor und einem Sense-Strom i_SENSE durch den Sense-Transistor eine minimale mittlere statistische Streuung σ(K) aufweist. Eine derartige Regelung der Gate-Spannung des Lasttransistors ist – wie in diesem Test gezeigt wird – möglich und sinnvoll realisierbar.
Bei weiteren Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung wird der Last-Transistor und der Sense-Transistor 101, 102 für eine gegebene Stromdichte J mit einer bestimmten Kombination von Gate-Spannung V_GS und Drain-Source-Spannung V_DS betrieben, die aus der gegebenen Standardabweichung der Differenz ΔV_TH aufgrund der Fehlanpassung der Threshold-Spannung und aus der Standardabweichung für den Source-Spannungs-Offset V_off resultiert. Diese Betriebsart minimiert die Standardabweichung für den KILIS-Faktor K bei einer gegebenen Stromdichte, wodurch eine bestmögliche Genauigkeit in dem KILIS-Faktor K erreicht wird.
Die 2 zeigt ein Beispiel der vorliegenden Erfindung anhand eines Low-Side-Leistungshalbleiterschalters. Der Transistor 201 ist ein Leistungs-MOS-Bauelement, welches die eigentliche Schaltfunktion der Schaltung 200 zur Verfügung stellt. Um die Darstellung nicht unnötig zu verkomplizieren, sind in 2 jene Schaltungsteile, die dafür notwendig sind, den Transistor 201 zu vorgebbaren Zeitpunkten ein- bzw. auszuschalten nicht dargestellt. Diese Schaltungsteile sind jedoch einem Fachmann hinlänglich bekannt. Zum Zwecke der weiteren Beschreibung kann angenommen werden, dass der Transistor 201 sich in einem eingeschalteten Zustand befindet.
Der Transistor 202 ist ein MOS-Transistorbauelement mit einer kleineren Fläche als der Leistungs-Transistor 201. Der Transistor 202 wird als Sense-Transistor zusammen mit dem Operationsverstärker 204 und der steuerbaren Stromquelle (Transistor 212). zur Messung des Stromes durch den Leistungs-Transistor 201 (Last-Transistor) und durch die externe Last 205 zu messen. Die Aufgabe des Operationsverstärkers 204 (zusammen mit dem Transistor 121, der zu dem Sense-Transistor 202 in Reihe geschalten ist) ist es, bei Lasttransistor 201 und Sense-Transistor 202 die gleiche Drain-Source-Spannung V_DS zu erzwingen.
Die durch eine gestrichelte Linie in 2 dargestellte Schaltung Strommessung ist an sich bekannt und arbeitet korrekt für Drain-Source-Spannungen V_DS, die wesentlich größer sind als die Standardabweichung σ(ΔV_off), die am Operationsverstärkereingang des Operationsverstärkers 204 beobachtet werden kann. Im Bereich niedriger Ströme wäre diese Bedingung aber verletzt, so dass die Spannung V_DS am Transistor 201 begrenzt werden muss. Andernfalls würde die erforderliche Genauigkeit der Strommessung nicht mehr erreicht werden. Für diesen Zweck wird der Operationsverstärker 206 verwendet. Der Operationsverstärker 206 begrenzt den Wert für die Drain-Source-Spannung V_DS nach unten auf den Wert V_REF, d. h. V_DS = V_REF.
In üblichen Strommessschaltungen mit Sense-Transistor ist der Wert für V_REF eine Konstante im Bereich von 10 bis 50 mV. Dieser Wert ist jedoch für die unterschiedlichen Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung kein Optimum. Der Wert von V_REF (und damit von V_DS) kann entsprechend Gleichung 10 variiert werden, um den Gesamtfehler in der Laststrommessung zu minimieren.
Die Schaltung 207 stellt die Regelung, welche zur Erfüllung der Gleichung 10 notwendig ist, zur Verfügung, wobei die Spannung V_REF quasi als Sollwert V_DS,SOLL für die Drain-Source-Spannung V_DS angesehen werden kann. Diese kann wie folgt ausgedrückt werden:
Obige Gleichung besagt also, dass die Drain-Source-Spannung nicht auf einen konstanten Wert V_REF, sondern abhängig ist von der tatsächlichen Aussteuerung V_GS – V_TH des Lasttransistors 201 sowie vom Verhältnis σ(ΔV_OFF)/σ(ΔV_TH).
Um ein Spannungssignal gleich der Threshold-Spannung VTH des Lasttransistors zu erzeugen, wird der Transistor 203 zusammen mit der Stromquelle 208 verwendet. Der Transistor 203 kann im Vergleich zu dem Transistor 201 klein in den Abmessungen sein (also z. B. eine oder einige wenige Zellen von dem aus vielen Transistorzellen bestehenden Lasttransistors 201). Im vorliegenden Ausführungsbeispiel wird angenommen, dass die Threshold-Spannung des Transistors 201 gleich ist wie die Threshold-Spannung des Transistors 203. Der Transistor 203 wird dazu verwendet, die Threshold-Spannung des Leistungs-Transistors 201 mit Hilfe eines sehr kleinen Bias-Stromes I_REF (Stromquelle 208) zu erzeugen und einen dieser Threshold-Spannung V_TH repräsentierenden Wert dem nachfolgenden Operationsverstärker 209 als Eingangsspannung V_IN = V_TH zur Verfügung zu stellen. Der Operationsverstärker 209 stellt eine Referenzspannung V_REF für den Eingang des nachgeschalteten Operationsverstärkers 206 zur Verfügung. Der Wert dieser Referenzspannung V_REF ist in der folgenden Gleichung 13 angegeben:
wobei R₁ und R₂ die Widerstandswerte der Widerstände 210 und 211 darstellen, die verwendet werden, um den Operationsverstärker 209 rückzukoppeln. Der Operationsverstärker 209 ist also als Differenzverstärker beschaltet.
Vergleicht man Gleichung 12 und 13, dann folgt daraus, dass, für V_REF = V_DS folgende Beziehung gilt:
Sofern Gleichung 14 erfüllt ist, dann steuert der Operationsverstärker 206 das Gate des Transistors 201 derart, dass eine (von der Gatespannung abhängige) optimale Drain-Source-Spannung V_DS für den Transistor 201 eingestellt wird.
Im Folgenden werden beispielhaft einige wichtige Punkte der Erfindung zusammengefasst. Ein Beispiel der Erfindung bezieht sich auf eine integrierte Schaltungsanordnung, die folgendes aufweist: einen ersten Transistor mit einem Gate, das an einen Ausgang eines ersten Operationsverstärker gekoppelt ist, einen zweiten Transistor mit einer Threshold-Spannung, die proportional zu einer Threshold-Spannung des ersten Transistors ist, wobei der zweite Transistor ein Gate aufweist, welches an einen invertierenden Eingang eines zweiten Operationsverstärkers gekoppelt ist; ein Ausgang des zweiten Operationsverstärkers an einen invertierenden Eingang des ersten Operationsverstärker gekoppelt ist; ein erster Widerstand zwischen das Gate des zweiten Transistors und den invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers geschaltet ist; ein zweiter Widerstand zwischen den Ausgang und den invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers geschaltet ist; und wobei ein Verhältnis von dem ersten und dem zweiten Widerstand basierend auf einem Verhältnis von produktionsbedingten Streuungen eines Transistor Source-Spannungs-Offsets und von produktionsbedingten Streuungen einer Threshold-Spannungsfehlanpassung.
Die Schaltung kann einen Sense-Transistor mit einem Gate haben, das mit dem Gate des ersten Transistors verbunden ist. Des weiteren kann ein dritter Operationsverstärker vorgesehen sein mit einem ersten Eingang, der mit einem Lastanschluss des ersten Transistors verbunden ist, und mit einem zweiten Eingang, der mit einem Lastanschluss des Sense-Transistors verbunden ist, sowie eine Stromquelle, die von einem Ausgang des dritten Operationsverstärkers gesteuert wird.
Ein nichtinvertierender Eingang des ersten Operationsverstärkers kann mit dem Drain des ersten Transistors verbunden sein; ein nicht-invertierender Eingang des zweiten Operationsverstärkers kann mit dem Gate des ersten Transistors verbunden sein. Insbesondere kann als erster Transistor ein Leistungs-MOSFET vorgesehen sein.
Ein anderes Beispiel der Erfindung betrifft eine Steuerschaltung für einen Leistungs-MOSFET, die folgendes aufweist: einen Referenz-MOSFET mit einem Gate, wobei der Referenz-MOSFET mit einer Gate-Spannung so vorgespannt (biased), dass die Gate-Spannung einer Threshold-Spannung des Referenz-MOSFET entspricht; einen ersten Verstärker mit einem Eingang, der mit dem Gate des Referenz-MOSFERT über eine Spannungsteilerschaltung verbunden ist, wobei die Spannungsteilerschaltung ein Teilungsverhältnis aufweist, das einem Verhältnis von produktionsbedingten Streuungen eines Transistor Source-Spannungs-Offsets und von produktionsbedingten Streuungen einer Threshold-Spannungsfehlanpassung; und einen zweiten Verstärker, der mit einem Ausgang des ersten Verstärkers verbunden ist, wobei der zweite Verstärker einen Ausgang aufweist, der dazu ausgebildet ist, ein Gate des Leistungs-MOSFET anzusteuern.
Die Spannungsteilerschaltung kann einen ersten und einen zweiten Widerstand umfassen, wobei der erste Widerstand zwischen das Gate des Referenz-MOSFET und einem invertierenden Eingang des ersten Verstärkers geschaltet ist und wobei der zweite Widerstand zwischen den Ausgang des ersten Verstärkers und dessen invertierenden Eingang geschaltet ist. Ein nicht-invertierender Eingang des zweiten Verstärkers kann mit einem Lastanschluss des Leistungs-MOSFET verbunden sein. Ein nicht-invertierender Eingang des ersten Verstärkers kann mit dem Gate Leistungs-MOSFET verbunden sein. Der erste Verstärker kann mit einem invertierenden Eingang des zweiten Verstärkers verbunden sein.

Claims

Schaltungsanordnung, die aufweist: einen Lasttransistor (201) mit einer Steuerelektrode und einem zwischen einer ersten und einer zweiten Lastelektrode liegenden Laststrompfad; einen Sense-Transistor (202) mit einer Steuerelektrode und einem zwischen einer ersten und einer zweiten Lastelektrode liegenden Sense-Strompfad, wobei die beiden Steuerelektroden sowie die beiden ersten Lastelektroden miteinander verbunden sind; und eine Regelschaltung (207), die dazu ausgebildet ist, die Steuerelektroden mit einer Steuerspannung (V_GS) abhängig von einer Spannung (V_DS) über dem Laststrompfad derart anzusteuern, dass der Proportionalitätsfaktor (K) zwischen einem Laststrom (i_LAST) durch den Laststrompfad und einem Sense-Strom (i_SENSE) durch den Sense-Strompfad eine minimale mittlere statistische Streuung (σ(K)) aufweist.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 1, bei der der Sense-Transistor (202) und der Lasttransistor (201) statistisch differierende Threshold-Spannungen aufweisen, deren Differenz (ΔV_TH) mit einer mittleren statistischen Streuung (σ(ΔV_TH)) behaftet ist; die Spannung (V_DS) über dem Laststrompfad im Vergleich zur Spannung über dem Sense-Strompfad einen Spannungs-Offset (V_OFF) aufweist, die ebenfalls mit einer mittleren statistischen Streuung (σ(V_OFF)) behaftet ist; und bei der die Differenz (V_GS – V_TH) zwischen Steuerspannung (V_GS) und Threshold-Spannung (V_TH) des Lasttransistors (201) und die Spannung (V_DS) über dem Laststrompfad ein bestimmtes Verhältnis aufweisen, wobei die Regelschaltung (207) dazu ausgebildet ist dieses Verhältnis so einzustellen, dass es dem Verhältnis der mittleren statistischen Streuungen (σ(ΔV_TH), σ(V_OFF)) der Threshold-Spannungsdifferenz (ΔV_TH) und dem Spannungs-Offset (V_OFF) entspricht.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 1 oder 2, die eine Regelschaltung (207) umfasst, die folgendes aufweist: einen ersten Verstärker (206), der dazu ausgebildet ist, als Ausgangssignal eine Steuerspannung (V_G) für die Transistoren (201, 202) zur Verfügung zu stellen, die von der Differenz zwischen einer Referenzspannung (V_REF) und der Spannung (V_DS) über dem Laststrompfad abhängt; und eine Schaltung (209, 210, 211, 208, 203) zur Erzeugung der Referenzspannung (V_REF), an die die Steuerspannung (V_G) rückgekoppelt ist.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 3, bei der die Schaltung (209, 210, 211, 208, 203) zur Erzeugung der Referenzspannung (V_REF) einen weiteren Verstärker (209, 210, 211) aufweist, dem an einem ersten Eingang die rückgekoppelte Steuerspannung (V_G) und an einem zweiten Eingang ein die Threshold-Spannung (V_TH) des Lasttransistors (201) repräsentierendes Signal (V_IN) zugeführt sind, wobei der weitere Verstärker (209, 210, 211) dazu ausgebildet ist, die Referenzspannung (V_REF) als Ausgangssignal zur Verfügung zu stellen.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 4, bei der der weitere Verstärker (209, 210, 211) ein Differenzverstärker ist, dessen Verstärkungsfaktor dem Verhältnis der mittleren statistischen Streuungen (σ(ΔV_TH), σ(V_OFF)) der Threshold-Spannungsdifferenz (ΔV_TH) und dem Spannungs-Offset (V_OFF) entspricht.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 4 oder 5, bei der die Schaltung (209, 210, 211, 208, 203) zur Erzeugung der Referenzspannung (V_REF) einen weiteren Transistor (203) aufweist, der die gleiche Threshold-Spannung hat, wie der Lasttransistor (201), wobei ein Steueranschluss des weiteren Transistors (203) mit einem Lastanschluss des weiteren Transistors (203) verbunden und dem Lastanschluss ein Referenzstrom (i_REF) zugeführt ist, der so klein ist, dass am Steueranschluss das die Threshold-Spannung (V_TH) des Lasttransistors (201) repräsentierende Signal (V_IN) anliegt.
Verfahren zum Einstellen eines Arbeitspunktes eines Lasttransistors (201) und eines Sense-Transistors (202), wobei – die Transistoren (201, 202) miteinander verbundene erste Lastelektroden, miteinander verbundene Steuerelektroden, je eine zweite Lastelektrode und eine Threshold-Spannung aufweisen, – die Threshold-Spannung (V_TH) des Lasttransistors (201) um eine Spannungsdifferenz (ΔV_TH) von der Threshold-Spannung (V_TH) des Sense-Transistors differiert und – sich die Spannungen an den zweiten Lastelektroden sich um einen Spannungsoffset (V_OFF) unterscheiden, wobei die Spannungsdifferenz (ΔV_TH) und der Spannungsoffset (V_OFF) produktionsbedingt statistische Größen sind; das Verfahren umfasst folgendes: Ansteuern des Lasttransistors (201) mit einer Steuerspannung (V_G), die derart eingestellt wird, dass ein Proportionalitätsfaktor (K) zwischen einem durch den Lasttransistor (201) fließenden Laststrom (i_LAST) und einem durch den Sense-Transistor (202) fließenden Sense-Strom (i_SENSE) eine minimale mittlere statistische Streuung (σ(K)) aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 7, wobei die Spannungsdifferenz (ΔV_TH) der Threshold-Spannungen sowie der Spannungsoffset (V_OFF) mit einer mittleren statistischen Streuung (σ(ΔV_TH), σ(ΔV_OFF)) behaftet sind und das Verfahren weiter aufweist: Ansteuern des Lasttransistors (201) mit einer Steuerspannung (V_G), die derart eingestellt wird, dass – die Differenz (V_GS – V_TH) zwischen Steuerspannung (V_GS) und Threshold-Spannung (V_TH) des Lasttransistors (201) und – die Spannung (V_DS) über dem Laststrompfad ein bestimmtes Verhältnis aufweisen, welches dem Verhältnis der mittleren statistischen Streuungen (σ(ΔV_TH), σ(V_OFF)) der Spannungsdifferenz (ΔV_TH) und dem Spannungsoffset (V_OFF) entspricht.
Verfahren gemäß einem Anspruch 7 oder 8, bei dem die Steuerspannung mit Hilfe eines Differenzverstärkers (206) erzeugt wird, wobei dem Verstärker die Spannung (V_DS) über Lasttransistor (102) und eine Referenzspannung zugeführt ist, die wiederum durch Verstärken der Differenz (V_G – V_TH) zwischen Steuerspannung (V_G) und Threshold-Spannung des Lasttransistors (201) erzeugt wird mit einem Verstärkungsfaktor der dem Verhältnis der mittleren statistischen Streuungen (σ(ΔV_TH), σ(V_OFF)) der Spannungsdifferenz (ΔV_TH) und dem Spannungsoffset (V_OFF) entspricht.
Verfahren gemäß Anspruch, bei dem ein die Threshold-Spannung (V_TH) repräsentierendes Signal (V_IN) mit Hilfe eines weiteren Transistors (203) erzeugt wird, der die gleiche die Threshold-Spannung wie der Lasttransistor (201) aufweist.