DE102005032996A1

DE102005032996A1 - Amplitudenregelungsschaltung

Info

Publication number: DE102005032996A1
Application number: DE102005032996A
Authority: DE
Inventors: Sivaraman San Jose Chokkalingam; Karthik San Jose Gopalakrishnan; Hamid Sunnyvale Partovi
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2004-07-14
Filing date: 2005-07-14
Publication date: 2006-03-23
Also published as: CN100592624C; US20060012447A1; CN1728547A; US7061337B2

Abstract

Eine Amplitudenregelungsschaltung 24 umfasst eine erste Schaltung 58, 60, 62, 64, welche dazu eingerichtet ist, differenzielle Signale zu empfangen und ein erstes Signal VSQ auf der Grundlage der Amplitude der differenziellen Signale bereitzustellen, eine zweite Schaltung 90, 94, 100, welche dazu eingerichtet ist, ein Vorspannungssignal VRG zu empfangen und ein zweites Signal VREF auf der Grundlage des Vorspannungssignals VRG bereitzustellen, und eine dritte Schaltung 92, 96, welche dazu eingerichtet ist, eine Vorspannung für die erste Schaltung 58, 60, 62, 64 und das Vorspannungssignal VRG für die zweite Schaltung 90, 94, 100 bereitzustellen. Das Vorspannungssignal VRG wird festgelegt, um gewählte Amplituden der differenziellen Signale bereitzustellen.

Description

Amplitudenregelungsschaltungen („Amplitude Control Circuits", ACCs) regeln die Leistung, welche von Systemen bereitgestellt und verarbeitet wird. Auch können ACCs es Systemen ermöglichen, sich veränderlichen Betriebsumgebungen und einer veränderlichen Signaldynamik anzupassen. ACCs können in jedem geeigneten System, z. B. einem Kommunikationssystem, einem Verfahrensregelungssystem, einer Testausstattung und einem Audiosteuerungssystem eingesetzt werden. Zum Beispiel stellt bei einem Kommunikationssystem eine Amplitudenregelung bei einem Empfänger sicher, dass einem Demodulator ein konstanter Amplitudenpegel zugeführt wird. Amplitudenregelung bei einem Sender trägt dazu bei, die Anforderungen an den Dynamikbereich des Empfängers zu verringern.
Viele Systeme, z. B. Kommunikationssysteme und Audioregelungssysteme, weisen wenigstens einen spannungsgesteuerten Oszillator („Voltage Controlled Oscillator", VCO) auf. Ein VCO stellt eine gewählte Schwingungsfrequenz bereit, welche mit einem Steuersignal eingestellt werden kann. Üblicherweise verändert das Steuersignal den Wert einer Komponente, z. B. den Wert einer Kapazität, um die Schwingungsfrequenz zu ändern. Eine mit einem VCO gekoppelte ACC regelt die Amplitude der schwingenden Ausgangssignale. VCOs können in allen geeigneten Systemen, z. B. tragbaren Kommunikationssystemen verwendet werden.
Typischerweise sind VCOs in tragbaren Kommunikationssystemen so ausgestaltet, dass sie niedrige Phasenrauschpegel bereitstellen, während sie nur eine geringe Leistung verbrauchen. Um diese Ziele zu erreichen, haben Hersteller VCOs in der „Complementary Metal Oxide Semiconductor" (CMOS)-Technologie entwickelt. Bei einem CMOS VCO, welcher eine ACC aufweist, führt die ACC dem VCO Strom ohne eine Rückkopplung von den differenziellen Ausgangssignalen des VCO zu. Die Ergebnisse sind vom jeweiligen Herstellungsprozess abhängig. Auch lassen sich Bipolartransistor-VCOs, welche eine ACC aufweisen, nicht gut auf die CMOS-Technologie, insbesondere auf die Niederspannungs-CMOS-Technologie übertragen.

Daher ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen VCO bereitzustellen, welcher eine ACC aufweist, wobei dem VCO ein Strom zugeführt wird, welcher wenigstens teilweise auf einer Rückkopplung der differenziellen Ausgangssignale des VCO beruht. Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen VCO wie oben dargestellt bereitzustellen, welcher eine ACC aufweist, und welcher auf der Basis von CMOS-Technologie und insbesondere von Niederspannungs-CMOS-Technologie ausgebildet werden kann.

Erfindungsgemäß werden diese Aufgaben gelöst durch eine ACC nach den Ansprüchen 1, 16 und 22, einen VCO nach den Ansprüchen 27 oder 28 und ein Verfahren zur Regelung von Amplituden nach Anspruch 34. Die abhängigen Ansprüche definieren bevorzugte oder vorteilhafte Ausführungsbeispiele der Erfindung.

Nach einem ersten Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen ACC umfasst eine ACC eine erste Schaltung, welche dazu ausgestaltet ist, differenzielle Signale zu empfangen und ein erstes Signal auf der Grundlage der Amplituden der differenziellen Signale bereitzustellen; eine zweite Schaltung, welche dazu ausgestaltet ist, ein Vorspannungssignal zu empfangen und ein zweites Signal auf der Grundlage des Vorspannungssignals zu liefern; und eine dritte Schaltung, welche dazu ausgestaltet ist, eine Vorspannung für die erste Schaltung und das Vorspannungssignal für die zweite Schaltung bereitzustellen, wobei das Vorspannungssignal so festgelegt ist, dass es gewählte Amplituden der differenziellen Signale bereitstellt.

Die ACC nach diesem Ausführungsbeispiel kann des Weiteren Mittel aufweisen, welche dazu ausgestaltet sind, das erste und zweite Signal zu empfangen und ein drittes Signal auf der Grundlage der Differenz zwischen dem ersten Signal und dem zweiten Signal bereitzustellen, wobei das dritte Signal die Amplituden der differenziellen Signale regelt.

Die erste, zweite und dritte Schaltung nach diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung können auf verschiedene Arten ausgestaltet sein. Insbesondere kann die dritte Schaltung, um die Vorspannung für die erste Schaltung und das Vorspannungssignal für die zweite Schaltung bereitzustellen, einen Polysilizium-Widerstand oder einen programmierbaren Widerstand, welcher dazu eingerichtet ist, das Vorspannungssignal einzustellen, aufweisen. Jeder der Widerstände kann jeweils so eingerichtet sein, dass ein Strom durch ihn fließt, um eine Spannung über den Widerstand bereitzustellen, welche ein Teil des vorspannungssignals ist. Die dritte Schaltung kann weiterhin eine Stromquelle umfassen, welche eine Bandlückenreferenz mit einem Polysilizium-Widerstand aufweist. Die erste Schaltung kann Differenzpaartransistoren aufweisen, welche so eingerichtet sind, dass sie von der dritten Schaltung ungefähr mit ihrer Schwellenspannung vorgespannt werden. Die zweite Schaltung kann einen Transistor, welcher dazu eingerichtet ist, durch das Vorspannungssignal vorgespannt zu werden, um Strom durch einen Widerstand zu leiten, oder einen Transistor umfassen, welcher dazu eingerichtet ist, durch das Vorspannungssignal vorgespannt zu werden, um Strom durch einen Stromspiegel zu leiten, um das zweite Signal bereitzustellen.

Falls die ACC nach einem Ausführungsbeispiel Mittel zur Bereitstellung eines dritten Signals auf der Grundlage der Differenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal umfasst, um die Amplituden der differenziellen Signale zu regeln, kann dieses Mittel eine vierte Schaltung aufweisen, wobei das dritte Signal den Strom durch einen Stromspiegel steuert, um die Amplituden der differenziellen Signale festzulegen. Die vierte Schaltung kann einen Strombegrenzer aufweisen, um den Strom durch den Stromspiegel zu begrenzen. Das Mittel zur Bereitstellung eines vierten Signals auf der Grundlage der Differenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal kann einen Differenzverstärker umfassen, welcher eine Klemmschaltung aufweisen kann, um den Wert des dritten Signals nach unten zu begrenzen. Der Differenzverstärker kann so ausgestaltet sein, dass er einen dominanten Pol am Eingang zum Empfangen des ersten Signals oder am Ausgang zum Bereitstellen des dritten Signals aufweist.

Nach einem Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen ACC umfasst die ACC eine erste Schaltung, die dazu eingerichtet ist, ein erstes Signal und ein zweites Signal zu empfangen und ein drittes Signal auf der Grundlage der Amplituden des ersten Signals und des zweiten Signals bereitzustellen; eine zweite Schaltung, welche dazu ausgestaltet ist, ein Vorspannungssignal zu empfangen und ein viertes Signal auf der Grundlage des Vorspannungssignals zu liefern; eine dritte Schaltung, welche dazu ausgestaltet ist, das dritte und vierte Signal zu empfangen und ein fünftes Signal bereitzustellen, um die Amplituden des ersten und zweiten Signals zu regeln; und eine vierte Schaltung, welche einen programmierbaren Widerstand aufweist, welcher auf einen gewählten Widerstandswert programmiert ist, um eine gewählte Spannung über den programmierbaren Widerstand bereitzustellen, um die gewählten Amplituden des ersten Sig nals und des zweiten Signals zu erhalten, wobei die vierte Schaltung dazu ausgestaltet ist, das Vorspannungssignal für die zweite Schaltung bereitzustellen, und wobei die Spannung über den programmierbaren Widerstand ein Teil des Vorspannungssignals ist.

Gemäß diesem Ausführungsbeispiel kann die Spannung über den programmierbaren Widerstand näherungsweise gleich einer der gewählten Amplituden des ersten oder zweiten Signals geteilt durch die Quadratwurzel aus 2 sein. Die ersten und zweiten Signale können außer Phase schwingende Signale sein. Die vierte Schaltung kann einen als Diode angeschlossenen Transistor aufweisen, welcher dazu eingerichtet ist, eine Vorspannung näherungsweise gleich einer Schwellenspannung für die erste Schaltung bereitzustellen, und das Vorspannungssignal kann die Vorspannung plus die gewählte Spannung über den programmierbaren Widerstand umfassen. Die zweite Schaltung kann einen Transistor, welcher dazu eingerichtet ist, Strom durch einen Widerstand zu leiten, oder einen Transistor umfassen, welcher dazu eingerichtet ist, Strom durch einen Stromspiegel zu leiten, um das vierte Signal bereitzustellen.

Nach einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfasst die ACC Mittel zum Bereitstellen eines ersten Signals auf der Grundlage von Amplituden von Signalen; Mittel zum Bereitstellen einer Vorspannung für die Mittel zum Bereitstellen eines ersten Signals; Mittel zum Bereitstellen eines Vorspannungssignals, welches die Vorspannung umfasst; Mittel zum Einstellen des Vorspannungssignals, um gewählte Amplituden der Signale bereitzustellen; und Mittel zum Bereitstellen eines zweiten Signals auf der Grundlage des Vorspannungssignals.

Nach diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung können die Mittel zum Einstellen des Vorspannungssignals Mittel zum Zuführen eines Stroms in ein Widerstandsnetzwerk und Mittel, um Widerstandselemente in das Widerstandsnetzwerk hinein und aus dem Widerstandsnetzwerk zu schalten, aufweisen. Die ACC nach diesem Ausführungsbeispiel kann weiterhin Mittel zum Vergleichen des ersten Signals und des zweiten Signals, um ein Ausgabesignal zu erhalten, und Mittel zum Festlegen der Amplituden der Signale auf der Grundlage des Ausgabesignals aufweisen. Die Mittel zum Vergleichen können Mittel zum Begrenzen des Ausgabesignals umfassen, und die Mittel zum Festlegen der Amplituden können Mittel zum Leiten von Strom durch einen Stromspiegel umfassen.

Nach einem Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen VCO umfasst der VCO eine Schaltung, welche dazu eingerichtet ist, schwingende differenzielle Signale bereitzustellen, wobei die Schaltung mit der ACC nach einem der Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung gekoppelt ist. Die ACC empfängt die schwingenden differenziellen Signale von der Schaltung, welche dazu eingerichtet ist, die schwingenden differenziellen Signale bereitzustellen, und stellt ein Rückkopplungssignal bereit, um die Amplituden der schwingenden differenziellen Signale zu regeln.

Nach einem anderen Ausführungsbeispiel umfasst der VCO eine erste Schaltung, welche dazu eingerichtet ist, schwingende differenzielle Signale bereitzustellen; eine zweite Schaltung, welche dazu eingerichtet ist, die schwingenden differenziellen Signale zu empfangen und ein erstes Signal auf der Grundlage der Amplituden der schwingenden differenziellen Signale bereitzustellen; eine dritte Schaltung, welche dazu eingerichtet ist, das erste Signal und ein Referenzsignal zu empfangen und ein zweites Signal auf der Grundlage eines Vergleichs des ersten Signals und des Referenzsignals bereitzustellen; und eine vierte Schaltung, welche dazu eingerichtet ist, das Referenzsignal für die dritte Schaltung und eine Gleichstromvorspannung für die zweite Schaltung bereitzustellen, wobei das Referenzsignal so eingestellt ist, dass gewählte Amplituden der schwingenden differenziellen Signale bereitgestellt werden.

Bei diesem Ausführungsbeispiel des VCO kann die vierte Schaltung ein einstellbares Signal bereitstellen, welches das Referenzsignal einstellt, wobei das einstellbare Signal für Niederspannungsbetrieb skaliert ist. Das einstellbare Signal kann so eingestellt werden, dass es ungefähr gleich der gewählten Amplitude der differenziellen Signale geteilt durch die Quadratwurzel aus 2 ist. Das Referenzsignal kann eine Referenzspannung, welche über einen Widerstand bereitgestellt wird, oder ein Referenzstrom, welcher über einen Stromspiegel bereitgestellt wird, sein. Die erste Schaltung kann einen Transistor umfassen, welcher dazu eingerichtet ist, durch das zweite Signal vorgespannt zu werden, um Strom für die erste Schaltung bereitzustellen.

Das Verfahren zur Regelung von Signalamplituden gemäß der Erfindung umfasst die folgenden Schritte: Empfangen einer Vorspannung und von differenziellen Signalen an einer ersten Schaltung; Bereitstellen eines ersten Signals auf der Grundlage von Amplituden der empfangenen differenziellen Signale; Empfangen eines Vorspannungssignals, welches die Vorspannung umfasst, an einer zweiten Schaltung; und Bereitstellen eines zweiten Signals auf der Grundlage des Vorspannungssignals. Das erfindungsgemäße Verfahren kann weiterhin die folgenden Schritte aufweisen: Vergleichen des ersten und des zweiten Signals und Bereitstellen eines dritten Signals auf der Grund lage des Vergleichs, um die Amplituden der differenziellen Signale zu regeln. Der Schritt des Empfangens einer Vorspannung und von differenziellen Signalen kann die Schritte Blockieren von Gleichstromkomponenten der differenziellen Signale und Empfangen von Wechselstromkomponenten der differenziellen Signale an Differenzpaartransistoren umfassen.

Der VCO nach einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung weist den Vorteil auf, dass er niedrige Phasenrauschpegel bei geringer Leistungsaufnahme bereitstellt. Der VCO kann auf der Grundlage von CMOS-Technologie und insbesondere von Niederspannungs-CMOS-Technologie konstruiert werden. Der VCO und die entsprechende ACC nach einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigen ein verhältnismäßig stabiles Leistungsverhalten unter verschiedenen Betriebsbedingungen.

Im Folgenden werden bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Figuren erläutert.
1 ist ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Amplitudenregelungsschaltung in einem Ausführungsbeispiel eines spannungsgesteuerten Oszillators.
2 ist ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Widerstands.
3 ist ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Schalters.
4 ist ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Verstärkerschaltkreises.
5 ist ein Schaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels eines Verstärkerschaltkreises.
6 ist ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Klemmschaltung.
7 ist ein Schaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels einer Amplitudenregelungsschaltung in einem anderen Ausführungsbeispiel eines spannungsgesteuerten Oszillators.
8 ist eine Darstellung der Leerlauf-AC-Antwort eines Ausführungsbeispiels einer Amplitudenregelungsschaltung.
9A ist eine Darstellung von transienten Antworten beim Ingangsetzen eines Ausführungsbeispiels einer Amplitudenregelungsschaltung.
9B ist eine Darstellung einer Spitze-Spitze-Spannungsschwankung jedes der differenziellen Ausgangssignale beim Ingangsetzen eines Ausführungsbeispiels einer Amplitudenregelungsschaltung.
In der folgenden detaillierten Beschreibung wird auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen, in welchen spezifische Ausführungsbeispiele der Erfindung dargestellt sind. Dabei wird im Folgenden die Richtungsterminologie, z. B. „oben", „unten" etc. in Bezug auf die Ausrichtung der beschriebenen Figur bzw. der beschriebenen Figuren verwendet. Da einzelne Komponenten von Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung auf verschiedene Art geometrisch angeordnet sein können, dient die Richtungsterminologie nur einer besseren Darstellung und ist nicht beschränkend. Es sollte sich verstehen, dass andere Ausführungsbeispiele verwendet werden können und struktu relle oder logische Veränderungen vorgenommen werden können, ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung, wie er in den Ansprüchen definiert ist, abzuweichen.
1 ist ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Amplitudenregelungsschaltung („Amplitude Control Circuit", ACC) 24 in einem Ausführungsbeispiel eines spannungsgesteuerten Oszillators („Voltage Controlled Oscillator"; VCO) 20. Der VCO 20 umfasst einen VCO-Kern 22 und die ACC 24. Der VCO-Kern 22 ist über Ausgangsleiter 26 und 28 und einen „Tail Current"-Vorspannungsleiter 30 elektrisch mit der ACC 24 gekoppelt. Auch sind der VCO-Kern 22 und die ACC 24 über einen Leistungsleitungspfad 32 elektrisch mit einer Stromversorgungsspannung VDD gekoppelt.
Die ACC 24 empfängt über die Ausgangsleiter 26 und 28 differenzielle Ausgangssignale vom VCO-Kern 22. Die differenziellen Ausgangssignale schwingen zueinander außer Phase. Jedes der differenziellen Ausgangssignale spannt einen Transistor von Differenzpaartransistoren vor. Das gefilterte Ausgangssignal der Differenzpaartransistoren umfasst eine Gleichstrom (DC)-Komponente, welche in einer Beziehung zu den Amplituden der differenziellen Ausgangssignale steht. Die DC-Komponente des gefilterten Ausgangssignals wird mit einer programmierbaren Referenzspannung verglichen, um den „Tail Current" des VCO-Kerns 22 und die Amplituden der differenziellen Ausgangssignale zu regeln. In anderen Ausführungsbeispielen kann die ACC 24 in jeder geeigneten Schaltung verwendet werden, um die Amplituden von von der Schaltung empfangenen Signalen zu regeln.
Der VCO-Kern 22 weist n-Kanal-Metall-Oxid-Halbleiter (NMOS)-Varaktoren 34 und 36, Induktivitäten 38 und 40 und p-Kanal-Metall-Oxid-Halbleiter (PMOS)-Transistoren 42, 44 und 46 auf.
Das Gate des Varaktors 34 ist über einen Steuersignalpfad 48 elektrisch mit dem Gate des Varaktors 36 gekoppelt. Drain und Source des Varaktors 34 sind über den Ausgangsleiter 26 elektrisch miteinander und mit einem Anschluss der Induktivität 38 gekoppelt. Auch sind Drain und Source des Varaktors 36 über den Ausgangsleiter 28 elektrisch miteinander und mit einem Anschluss der Induktivität 40 gekoppelt. Der andere Anschluss der Induktivität 38 ist über einen Gemeinsame-Modensignalpfad 50 elektrisch mit dem anderen Anschluss der Induktivität 40 gekoppelt.
Die Varaktoren 34 und 36 und die Induktivitäten 38 und 40 schwingen mit einer Resonanzfrequenz auf der Grundlage der Kapazitätswerte der Varaktoren 34 und 36 und der Induktivitätswerte der Induktivitäten 38 und 40. Die Kapazitätswerte der Varaktoren 34 und 36 werden durch eine Steuerspannung VCNTRL am Steuersignalpfad 48 gesteuert. Die Steuerspannung VCNTRL steuert die Schwingungsfrequenz des VCO-Kerns 22 über die Varaktoren 34 und 36. Eine Gemeinsame-Modenspannung VCM wird für eine Vorspannung am Gemeinsame-Modensignalpfad 50 bereitgestellt. Die Transistoren 42, 44 und 46 stellen einen negativen Widerstand bereit, um einen Energieverlust in den schwingenden Varaktoren 34 und 36 und Induktivitäten 38 und 40 auszugleichen und um die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 an den Ausgangsleitern 26 und 28 festzulegen.
Drain und Source des Varaktors 34 sind über den Ausgangsleiter 26 elektrisch mit dem Drain-Source-Pfad des Transistors 42 und mit dem Gate des Transistors 44 gekoppelt. Drain und Source des Varaktors 36 sind über den Ausgangsleiter 28 elektrisch mit dem Drain-Source-Pfad des Transistors 44 und mit dem Gate des Transistors 42 gekoppelt. Auch sind die Drain-Source-Pfade der Transistoren 42 und 44 über den „Tail Current"- Leitungspfad 52 elektrisch miteinander und mit dem Drain-Source-Pfad des Transistors 46 gekoppelt. Die andere Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 46 ist über den Leistungsleitungspfad 32 elektrisch mit der Stromversorgungsspannung VDD gekoppelt. Das Gate des Transistors 46 ist über den „Tail Current"-Vorspannungsleiter 30 elektrisch mit der ACC 24 gekoppelt.
Der VCO-Kern 22 schwingt so, dass er schwingende differenzielle Ausgangssignale OUTPUT1 bzw. OUTPUT2 an den Ausgangsleitern 26 bzw. 28 bereitstellt. Die ACC 24 stellt eine „Tail Current"-Vorspannung VTC am „Tail Current"-Vorspannungsleiter 30 bereit, um den durch den Transistor 46 fließenden Strom zu steuern. Der durch den Transistor 46 fließende Strom wird den Varaktoren 34 und 36 und den Induktivitäten 38 und 40 zugeführt, um verlorene Energie zu ersetzen und die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 an den Ausgangsleitern 26 und 28 festzulegen.
Im Betrieb des VCO-Kerns 22 wird, wenn das Ausgangssignal OUT-PUT1 hoch im Vergleich zum Ausgangssignal OUTPUT2 ist, der Transistor 44 so vorgespannt, dass er weniger Strom leitet, und der Transistor 42 so vorgespannt, dass er mehr Strom leitet. Strom, welcher durch den Transistor 46 fließt, lädt den Ausgangsleiter 26 über den Transistor 42 auf. Die Amplitude des Ausgangssignals OUTPUT1 am Ausgangsleiter 26 steht in einer Beziehung zu der Amplitude des Stroms, welcher durch den Transistor 46 fließt. Größere Stromamplituden stellen größere Amplituden des Ausgangssignals OUTPUT1 bereit. Kleinere Stromamplituden stellen kleinere Amplituden des Ausgangssignals OUTPUT1 bereit.
Wenn der VCO-Kern 22 schwingt, entlädt sich der Ausgangsleiter 26, und der Ausgangsleiter 28 lädt sich auf, um ein niedriges Ausgangssignal OUTPUT1 bezüglich des Ausgangssignals OUTPUT2 bereitzustellen. Der Transistor 44 ist so vorgespannt, dass er mehr Strom leitet, und der Transistor 42 ist so vorgespannt, dass er weniger Strom leitet. Strom, welcher durch den Transistor 46 fließt, lädt den Ausgangsleiter 28 über den Transistor 44 auf. Die Amplitude des Ausgangssignals OUTPUT2 am Ausgangsleiter 28 steht in einer Beziehung zur Amplitude des Stroms, welcher durch den Transistor 46 fließt. Größere Stromamplituden stellen größere Amplituden des Ausgangssignals OUTPUT2 bereit. Kleinere Stromamplituden stellen kleinere Amplituden des Ausgangssignals OUTPUT2 bereit. Die ACC 24 empfängt die Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 und stellt in einer Rückkopplungsschleife die Schwanstromvorspannung VTC bereit, um den Strom, welcher durch den Transistor 46 fließt, und die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 zu regeln.
Um die Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 zu empfangen, weist die ACC 24 Gleichstrom blockierende Kondensatoren 54 und 56 auf, welche mit Differenzpaar-NMOS-Transistoren 58 und 60 und mit Widerständen 62 und 64 gekoppelt sind, welche wiederum mit einem NMOS-Transistor 66 gekoppelt sind. Eine Seite oder ein Anschluss des Kondensators 54 ist über den Ausgangsleiter 26 elektrisch mit dem VCO-Kern 22 gekoppelt, und eine Seite oder ein Anschluss des Kondensators 56 ist über den Ausgangsleiter 28 elektrisch mit dem VCO-Kern 22 gekoppelt. Der andere Anschluss des Kondensators 54 ist über einen Leitungspfad 68 elektrisch mit dem Gate des Transistors 58 und einem Anschluss des Widerstands 62 gekoppelt. Der andere Anschluss des Kondensators 56 ist über einen Leitungspfad 70 elektrisch mit dem Gate des Transistors 60 und einem Anschluss des Widerstands 64 gekoppelt. Die anderen Anschlüsse der Widerstände 62 und 64 sind über einen Leitungspfad 72 elektrisch mit dem Gate und mit einer Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 66 gekoppelt. Die andere Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 66 ist elektrisch mit einer Referenz, z. B. einer Masse, bei 74 gekoppelt.
Die Drain-Source-Pfade der Transistoren 58 und 60 sind an einer Seite über einen Verstärkereingangspfad 80 und an der anderen Seite über einen Leitungspfad 76 elektrisch gekoppelt. Der Leitungspfad 76 ist elektrisch mit einer Referenz, z. B. einer Masse, bei 78 gekoppelt.
Wechselstrom (AC)-Komponenten der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 gehen über die Kondensatoren 54 und 56 zu den Gates der Transistoren 58 und 60. Der Kondensator 54 blockiert DC-Komponenten des Ausgangssignals OUTPUT1 am Ausgangsleiter 26, und der Kondensator 56 blockiert DC-Komponenten des Ausgangssignals OUTPUT2 am Ausgangsleiter 28. Das Gate des Transistors 58 empfängt AC-Komponenten des Ausgangssignals OUTPUT1 über den Leitungspfad 68, und das Gate des Transistors 60 empfängt AC-Komponenten des Ausgangssignals OUTPUT2 über den Leitungspfad 70.
Der Transistor 66 ist ein als Diode angeschlossener Transistor, welcher eine DC-Spannung VDC am Leitungspfad 72 bereitstellt. Der Transistor 66 wird nahe einer Schwellenspannung vorgespannt, um ungefähr die Schwellenspannung als die DC-Spannung VDC am Leitungspfad 72 bereitzustellen. Die an den Leitungspfaden 68 und 70 über die Widerstände 62 und 64 bereitgestellte Spannung ist ungefähr die gleiche wie die DC-Spannung VDC. Die AC-Komponenten des Ausgangssignals OUTPUT1 am Leitungspfad 68 schwingen um die durch den Widerstand 62 bereitgestellte Spannung, und die AC-Komponenten des Ausgangs signals OUTPUT2 am Leitungspfad 70 schwingen um die durch den Widerstand 64 bereitgestellte Spannung.
Die AC-Komponenten der Ausgangssignale OUTPUT2 und OUTPUT2 sind zueinander außer Phase. Wenn das Signal am Leitungspfad 68 in einen hohen Zustand bezüglich des Signals am Leitungspfad 70 übergeht, wird der Transistor 60 so vorgespannt, dass er weniger Strom leitet, und der Transistor 58 wird so vorgespannt, dass er mehr Strom leitet, welcher über den Verstärkereingangspfad 80 bereitgestellt wird. Der Strom fließt durch den Transistor 58 zum Leitungspfad 76 und zur Referenz bei 78. Wenn das Signal am Leitungspfad 68 in einen niedrigen Zustand bezüglich des Signals am Leitungspfad 70 übergeht, wird der Transistor 58 so vorgespannt, dass er weniger Strom leitet, und der Transistor 60 wird so vorgespannt, dass er mehr Strom leitet, welcher über den Verstärkereingangspfad 80 bereitgestellt wird. Der Strom fließt durch den Transistor 60 zum Leitungspfad 76 und zur Referenz bei 78. In einem Ausführungsbeispiel, in welchem die AC-Komponenten der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 im Wesentlichen symmetrisch und zueinander um 180° außer Phase sind, wird ungefähr während der Hälfte der Zeit der Transistor 58 so vorgespannt, dass er mehr Strom leitet, und während der anderen Hälfte der Zeit wird der Transistor 60 so vorgespannt, dass er mehr Strom leitet.
Die ACC 24 weist einen Widerstand 82, einen Kondensator 84 und einen Verstärker 86, welcher über den Verstärkereingangspfad 80 elektrisch mit den Transistoren 58 und 60 gekoppelt ist, auf. Die Transistoren 58 und 60 sind über den Verstärkereingangspfad 80 elektrisch mit einem Anschluss des Widerstands 82 und mit einem Anschluss des Kondensators 84 gekoppelt. Der andere Anschluss des Widerstands 82 und der andere Anschluss des Kondensators 84 sind über den Leistungsleitungspfad 32 elekt risch mit der Stromversorgungsspannung VDD gekoppelt. Die Transistoren 58 und 60 sind über den Verstärkereingangspfad 80 elektrisch mit dem negativen Eingang des Verstärkers 86 gekoppelt.
Wenn die Transistoren 58 und 60 so vorgespannt werden, dass sie leiten, wird den Transistoren 58 und 60 über den Verstärkereingangspfad 80 Strom vom Kondensator 84 und durch den Widerstand 82 zugeführt. Der zugeführte Strom steht in einer Beziehung zur Stärke und Dauer der Vorspannungen an jedem der Transistoren 58 und 60, und die Vorspannungen stehen in einer Beziehung zu den Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2. Das resultierende Signal von den Differenzpaartransistoren 58 und 60 wird gefiltert und durch den Kondensator 84 integriert, um eine Fast-DC-Spannung VSQ am Verstärkereingangspfad 80 am negativen Eingang des Verstärkers 86 bereitzustellen. Die Fast-DC-Spannung VSQ steht in einer Beziehung zu den Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2.
Die ACC 24 weist einen Kondensator 88, Widerstände 90 und 92, einen NMOS-Transistor 94 und eine Stromquelle 96 auf. Der positive Eingang des Verstärkers 86 ist über einen Verstärkereingangspfad 98 elektrisch mit einem Anschluss des Kondensators 88 und mit einem Anschluss des Widerstands 90 gekoppelt. Der andere Anschluss des Kondensators 88 und der andere Anschluss des Widerstands 90 sind über den Leistungsleitungspfad 32 elektrisch mit der Stromversorgungsspannung VDD gekoppelt. Der positive Eingang des Verstärkers 86 ist über den Verstärkereingangspfad 98 ebenfalls elektrisch mit einer Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 94 gekoppelt. Die andere Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 94 ist elektrisch mit einer Referenz, z. B. einer Masse, bei 100 gekoppelt. In einem Ausführungsbeispiel sind alle Referenzen bei 74, 78 und 100 dieselben. In einem Ausführungsbeispiel sind alle Referenzen 74, 78 und 100 bei einer Masse.
Das Gate des Transistors 94 ist über einen Leitungspfad 102 elektrisch mit einer Seite der Stromquelle 96 und mit einem Anschluss des Widerstands 92 gekoppelt. Die andere Seite der Stromquelle 96 ist über den Leistungsleitungspfad 32 elektrisch mit der Stromversorgungsspannung VDD gekoppelt, und der andere Anschluss des Widerstands 92 ist über den Leitungspfad 72 elektrisch mit dem Gate und dem Drain-Source-Pfad des Transistors 66 gekoppelt.
Die Stromquelle 96 führt einen Strom durch den Widerstand 92 und den Transistor 66 der Referenz bei 74 zu. Der Strom durch den Widerstand 92 und den Transistor 66 erzeugt eine Spannung VRG am Leitungspfad 102. Der Transistor 66 ist der als Diode angeschlossene Transistor, welcher die DC-Spannung VDC am Leitungspfad 72 bereitstellt. Die Spannung VRG ist gleich der DC-Spannung VDC plus der Spannung über den Widerstand 92, und ist proportional zum Widerstandswert des Widerstands 92.
In einem Ausführungsbeispiel ist der Widerstand 92 ein Polysilizium-Widerstand, und Strom von der Stromquelle 96 wird von einer Bandlückenreferenzspannung geteilt durch einen Stromsenken-Polysilizium-Widerstand abgeleitet. Der Widerstandswert des Widerstands 92 und der Widerstandswert des Stromsenken-Polysilizium-Widerstands ändern sich zusammen, um eine konstante Spannung über den Widerstand 92 über Prozess-, Spannungs- und Temperaturänderungen sicherzustellen. In einem Ausführungsbeispiel ist der Widerstand 92 ein veränderlicher Widerstand, z. B. ein programmierbarer Widerstand, und der Widerstandswert des Widerstands 92 wird verändert, um die Spannung VRG zu verändern. In einem Ausführungsbeispiel weist der Widerstand 92 einen konstanten Widerstandswert auf, und der Strom durch die Stromquelle 96 wird verändert, um die Spannung VRG zu verändern.
Die Spannung VRG spannt den Transistor 94 so vor, dass er mehr oder weniger Strom durch den Transistor 94 zur Referenz bei 100 leitet. Der Strom, welcher durch den Transistor 94 fließt, wird über den Verstärkereingangspfad 98 durch den Widerstand 90 dem Transistor 94 zugeführt. Der Strom, welcher durch den Widerstand 90 fließt, verursacht einen Spannungsabfall über den Widerstand 90. Die resultierende Spannung VREF am Verstärkereingangspfad 98 wird durch den Kondensator 88 gefiltert und als eine Referenzspannung am positiven Eingang des Verstärkers 86 verwendet. Der Ausgang des Verstärkers 86 ist über den „Tail Current"-Vorspannungsleiter 30 elektrisch mit dem Gate des Transistors 46 gekoppelt.
Ein bei 89 dargestellter Verstärkerschaltkreis weist einen Verstärker 86 und Kondensatoren 84 und 88 auf. Der Verstärkerschaltkreis 89 empfängt das Spannungssignal VSQ am Verstärkereingangspfad 80 und die Referenzspannung VREF am Verstärkereingangspfad 98 und stellt die „Tail Current"-Vorspannung VTC für das Gate des Transistors 46 bereit. In anderen hier beschriebenen Ausführungsbeispielen weist der Verstärkerschaltkreis 89 andere geeignete Komponenten auf.
Der Verstärker 86 vergleicht das Spannungssignal VSQ mit der Referenzspannung VREF. Falls das Spannungssignal VSQ größer als die Referenzspannung VREF ist, stellt der Verstärker 86 eine niedrige Ausgangsspannung als „Tail Current"-Vorspannung VTC am „Tail Current"-Vorspannungsleiter 30 bereit. Eine größere Differenz zwischen dem Spannungssignal VSQ und der Referenzspannung VREF erzeugt eine niedrigere „Tail Current"- Vorspannung VTC. Die niedrigere „Tail Current"-Vorspannung VTC spannt den Transistor 46 so vor, dass er mehr Strom leitet, um dem VCO-Kern 22 mehr Strom zuzuführen. Der dem VCO-Kern 22 zugeführte erhöhte Strom erhöht die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2, wodurch das Spannungssignal VSQ zur Referenzspannung VREF hin verringert wird.
Falls das Spannungssignal VSQ kleiner als die Referenzspannung VREF ist, stellt der Verstärker 86 eine hohe Ausgangsspannung als die „Tail Current"-Vorspannung VTC am „Tail Current"-Vorspannungsleiter 30 bereit. Eine größere Differenz zwischen dem Spannungssignal VSQ und der Referenzspannung VREF erzeugt eine höhere „Tail Current"-Vorspannung VTC. Eine höhere „Tail Current"-Vorspannung VTC spannt den Transistor 46 so vor, dass er weniger Strom leitet und dem VCO-Kern 22 einen verringerten Strom zuführt. Der verringerte Strom, welcher dem VCO-Kern 22 zugeführt wird, verringert die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2, wodurch das Spannungssignal VSQ in Richtung der Referenzspannung VREF erhöht wird. Im stationären Zustand ist das Spannungssignal VSQ im Wesentlichen gleich der Referenzspannung VREF.
Die Amplituden, z. B. die Spitze-Spitze-Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 werden durch Einstellen der Referenzspannung VREF festgelegt. Falls die Referenzspannung VREF erniedrigt wird, werden die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 so erhöht, dass sie das Spannungssignal VSQ erniedrigen. Falls die Referenzspannung VREF erhöht wird, werden die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 so verringert, dass sie das Spannungssignal VSQ erhöhen.
In einem Ausführungsbeispiel wird die Referenzspannung VREF durch Einstellen des Widerstandswerts des Widerstands 92 fest gelegt. Falls der Widerstandswert des Widerstands 92 erhöht wird, nimmt die Spannung VRG zu, um den Transistor 94 so vorzuspannen, dass er mehr Strom leitet und die Referenzspannung VREF erniedrigt, wodurch die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 erhöht werden. Falls der Widerstandswert des Widerstands 92 verringert wird, nimmt die Spannung VRG ab, um den Transistor 94 so vorzuspannen, dass er weniger Strom leitet und die Referenzspannung VREF erhöht, wodurch die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 verringert werden. Erhöhen des Widerstandswerts des Widerstands 92 erhöht die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2, und Verringern des Widerstandswerts des Widerstands 92 verringert die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2.
Beim Betrieb eines Ausführungsbeispiels des VCO 20 stellt der VCO-Kern 22 differenzielle Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 an den Ausgangsleitern 26 und 28 bereit. Jedes der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 umfasst eine AC-Komponente, welche sinusförmig ist und eine Amplitude A aufweist. Die AC-Komponente jedes der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 wird durch die folgende Gleichung (1) beschrieben: OUTPUTAC = A·cos(ωt) (1)
Die Signale an den Leitungspfaden 68 und 70 umfassen die Außer-Phase-AC-Komponenten der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 und die DC-Schwellenspannung V_T vom Leitungspfad 72. Die Signale an den Leitungspfaden 68 und 70 werden durch die folgende Gleichung (2) beschrieben: Input68,70 = VT ± A·cos(ωt) (2)
Wenn die Transistoren 58 und 60 so vorgespannt werden, dass sie mehr oder weniger Strom leiten, fließt Strom durch den Widerstand 82. Der Strom, welcher durch die Transistoren 58 und 60 fließt, wird durch die folgende Gleichung (3) beschrieben: I = ½μ·COX·W/L·(VT + A·cos(ωt) – VT)2 ≅ ½μ·COX·W/L·[A·cos(ωt)]2 I = ½μ·COX·W/L·A2·[1 + cos(2ωt)]/2 (3)
Hierbei ist μ die Beweglichkeit des Bauelements, C_OX ist die Oxidkapazität der Transistoren 58 und 60 und W/L ist das Seitenverhältnis der Transistoren 58 und 60.
Die DC-Komponente des Stroms I wird aus der obigen Gleichung (3) abgelesen und durch die folgende Gleichung (4) beschrieben: IDC = ¼μ·COX·W/L·A2 (4)
Der durch den Widerstand 82 (R82) und Kondensator 84 fließende Strom stellt eine Fast-DC-Spannung VSQ am Verstärkereingangspfad 80 bereit, welche durch die folgende Gleichung (5) beschrieben wird: VSQ = VDD – R82[¼μ·COX·W/L·A2] (5)
Die Fast-DC-Spannung VSQ am Verstärkereingangspfad 80 wird mit der Referenzspannung VREF am Verstärkereingangspfad 98 verglichen, um die „Tail Current"-Vorspannung VTC zu erhalten. Die „Tail Current"-Vorspannung VTC stellt den Strom, welcher durch den Transistor 46 fließt, und die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 ein.
Um die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 auf einen gewählten Wert festzulegen, wird der Widerstandswert des Widerstands 92 festgelegt, um die Referenzspannung VREF einzustellen. In einem Ausführungsbeispiel sind die Transistoren 58, 60 und 94 im Wesentlichen identische Transistoren, und die Widerstände 82 und 90 weisen im Wesentlichen den gleichen Widerstandswert auf, so dass die gewählten Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 dadurch erreicht werden, dass die Spannung über den Widerstand 92 gleich der gewählten Amplitude A geteilt durch die Quadratwurzel aus 2 festgelegt wird, wie in den folgenden Gleichungen (6) bis (9) hergeleitet.
Die Referenzspannung VREF ist gleich der Stromversorgungsspannung VDD minus der Spannung über den Widerstand 90 (R90), was durch die folgenden Gleichungen (6)-(8) beschrieben wird: VREF = VDD – R90[½μ·COX·W/L·(VRG – VT)2] (6),wobei VRG = VDC + VR92 ≅ VT + VR92 (7).
Somit kann Gleichung (6) folgendermaßen umgeschrieben werden: VREF = VDD – R90[½μ·COX·W/L·(VT + VR92 – VT)2], VREF = VDD – R90[½μ·COX·W/L·VR922] (8).
In den obigen Gleichungen (6)-(8) ist μ die Beweglichkeit des Bauelements, C_OX ist die Oxidkapazität des Transistors 94 und W/L ist das Seitenverhältnis des Transistors 94. Weiterhin ist VRG die Spannung am Leitungspfad 102, VDC die Spannung am Leitungspfad 72 und VR92 die Spannung über den Widerstand 92.
Im stationären Zustand ist die Spannung VSQ im Wesentlichen gleich der Referenzspannung VREF. Indem man Gleichung (5), welche die Spannung VSQ darstellt, mit Gleichung (8), welche die Referenzspannung VREF darstellt, gleichsetzt, wird die Beziehung zwischen der Amplitude A der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 und der Spannung über den Widerstand 92 hergeleitet. Dies ist durch die folgende Gleichung (9) beschrieben: VDD – R82·[¼μ·COXW/L·A2] = VDD – R90·[½μ·COX·W/L·VR922],und daher ½·A2 = VR922 oder A = √2·VR92 (9).
Daher ist die Amplitude A jedes der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 gleich der Spannung über den Widerstand 92, VR92, multipliziert mit der Quadratwurzel aus 2. In anderen Worten ist die Spannung über den Widerstand 92, VR92, gleich der Amplitude A geteilt durch die Quadratwurzel aus 2.
In einem Ausführungsbeispiel, in welchem die Transistoren 58, 60 und 94 im Wesentlichen identisch sind und Gleichung (8) gültig bleibt, führt die Stromquelle 96 einen Strom von 20 μ-Ampere durch den Widerstand 92 zu, und die Schwellenspannung V_T ist gleich 0,3 Volt. Um eine Amplitude A von 200 m-Volt zu erhalten, wird VR92 gleich 200 m-Volt geteilt durch die Quadratwurzel aus 2, oder 141 m-Volt gesetzt. Unter Anwendung des Ohmschen Gesetzes erhält man einen Widerstandswert von 7 k-Ohm für den Widerstand 92 und eine Spannung VRG von 0,41 Volt. Um eine Amplitude A von 400 m-Volt zu erhalten, wird VR92 gleich 400 m-Volt geteilt durch die Quadratwurzel aus 2, oder 282 m- Volt gesetzt. Unter Anwendung des Ohmschen Gesetzes erhält man einen Widerstandswert von 14 k-Ohm für den Widerstand 92 und eine Spannung VRG von 0,58 Volt. Durch Teilen der Amplitude A durch die Quadratwurzel aus 2 erhält man eine kleinere Spannung VRG am Leitungspfad 102. Die kleinere Spannung VRG ermöglicht Niederspannungs-CMOS-Betrieb.
2 ist ein Schaltbild, welches ein Ausführungsbeispiel des Widerstands 92 darstellt. Der Widerstand 92 umfasst Widerstandselemente 110, 112, 114 und 116 und Schalter 118, 120 und 122. Der Widerstand 92 ist ein programmierbares Widerstandsnetzwerk, welches parallel geschaltete Widerstandselemente 110, 112, 114 und 116 aufweist. Die Widerstandselemente 112, 114 und 116 werden in das Widerstandsnetzwerk hinein oder aus dem Widerstandsnetzwerk geschaltet, um den Widerstandswert des Widerstands 92 zu verändern. In anderen Ausführungsbeispielen umfasst der Widerstand 92 jede geeignete Zahl von Widerstandselementen und Schaltern. Auch ist in anderen Ausführungsbeispielen der Widerstand 92 eine beliebige Art eines programmierbaren Widerstandsnetzwerks, z. B. ein Widerstandsnetzwerk, welches Widerstandselemente in einer Reihenschaltung aufweist.
Jeder der Anschlüsse 1 der Schalter 118, 120 und 122 ist über den Leitungspfad 102 elektrisch mit einem Anschluss des Widerstandselements 110 gekoppelt. Anschluss 2 des Schalters 118 ist über einen Leitungspfad 124 elektrisch mit einem Anschluss des Widerstandselements 112 gekoppelt. Anschluss 2 des Schalters 120 ist über einen Leitungspfad 126 elektrisch mit einem Anschluss des Widerstandselements 114 gekoppelt, und Anschluss 2 des Schalters 122 ist über einen Leitungspfad 128 elektrisch mit einem Anschluss des Widerstandselements 116 gekoppelt. Die anderen Anschlüsse jedes der Widerstandselemente 110, 112, 114 und 116 sind über den Leitungspfad 72 elektrisch miteinander gekoppelt.
Die Schalter 118, 120 und 122 sind über Steuersignalpfade 134, 132 und 130 mit einer (nicht gezeigten) Steuerschaltung, z. B. einem Mikroprozessor gekoppelt. Anschluss 3 des Schalters 122 ist elektrisch mit dem Steuersignalpfad 130 gekoppelt, um ein Steuersignal CONTROL1 zu empfangen. Anschluss 3 des Schalters 120 ist elektrisch mit dem Steuersignalpfad 132 gekoppelt, um ein Steuersignal CONTROL2 zu empfangen, und Anschluss 3 des Schalters 118 ist elektrisch mit dem Steuersignalpfad 134 gekoppelt, um ein Steuersignal CONTROL3 zu empfangen. Die Steuerschaltung stellt die Steuersignale CONTROL1, CONTROL2 und CONTROL3 für die Schalter 122, 120 und 118 bereit, um die Widerstandselemente 116, 114 und 112 ein- und auszuschalten. In einem Ausführungsbeispiel umfasst die Steuerschaltung ein Register, welches so eingestellt ist, dass es die Steuersignale CONTROL1, CONTROL2 und CONTROL3 bei gewählten Spannungspegeln hält.
Die Schalter 122, 120 und 118 werden gesteuert, um als Antwort auf die Steuersignale CONTROL1, CONTROL2 und CONTROL3 zwischen den Anschlüssen 1 und 2 zu leiten oder als offener Stromkreis zu wirken. In einem Ausführungsbeispiel leitet der Schalter 118, wenn er ein hohes Steuersignal CONTROL3 empfängt, und wirkt als ein offener Stromkreis, wenn er ein niedriges Steuersignal CONTROL3 empfängt; leitet der Schalter 120, wenn er ein hohes Steuersignal CONTROL2 empfängt, und wirkt als ein offener Stromkreis, wenn er ein niedriges Steuersignal CONTROL2 empfängt; und leitet der Schalter 122, wenn er ein hohes Steuersignal CONTROL1 empfängt, und wirkt als ein offener Stromkreis, wenn er ein niedriges Steuersignal CONTROL1 empfängt. In anderen Ausführungsbeispielen leiten die Schalter 118, 120 und 122 und wirken als offene Stromkreise, wenn sie beliebige geeignete Steuersignalwerte empfangen.
Der maximale Widerstandswert des Widerstands 92 ist gleich dem Widerstandswert des Widerstandselements 110. Die Widerstandselemente 112, 114 und 116 werden in das Widerstandsnetzwerk hinein oder aus dem Widerstandsnetzwerk geschaltet, um den Widerstandswert des Widerstands 92 zu ändern. Wenn Widerstandselemente in das Widerstandsnetzwerk hinein geschaltet werden, wird der Widerstandswert des Widerstands 92 verringert. Festlegen des Widerstandswerts des Widerstands 92 legt die Referenzspannung VREF und die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 fest.
3 ist ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Schalters 118. Der Schalter 118 umfasst einen PMOS-Transistor 140, einen NMOS-Transistor 142 und einen Inventor 144. Der PMOS-Transistor 140 und NMOS-Transistor 142 sind zwischen den Anschlüssen 1 und 2 des Schalters 118 parallel geschaltet. An einer Seite sind der Drain-Source-Pfad des PMOS-Transistors 140 und der Drain-Source-Pfad des NMOS-Transistors 142 über den Leitungspfad 102 elektrisch gekoppelt. An der anderen Seite sind der Drain-Source-Pfad des PMOS-Transistors 140 und der Drain-Source-Pfad des NMOS-Transistors 142 über ein Leitungspfad 124 elektrisch gekoppelt. Das Gate des NMOS-Transistors 142 ist über einen Leitungspfad 134 am Anschluss 3 des Schalters 118 elektrisch mit dem Eingang des Invertors 144 gekoppelt. Das Steuersignal CONTROL3 wird am Leitungspfad 134 am Anschluss 3 empfangen. Der Ausgang des Invertors 144 ist über einen Leitungspfad 146 elektrisch mit dem Gate des PMOS-Transistors 140 gekoppelt. In einem Ausführungsbeispiel sind die Schalter 120 und 122 dem Schalter 118 ähnlich.
Im Betrieb schaltet ein hohes Steuersignal CONTROL3 den NMOS-Transistor 142 ein. Der Drain-Source-Pfad des NMOS-Transistors 142 leitet zwischen den Anschlüssen 1 und 2. Der Invertor 144 empfängt das hohe Steuersignal CONTROL3 und stellt ein niedriges Ausgangssignal für das Gate des PMOS-Transistors 140 bereit. Der PMOS-Transistor 140 wird eingeschaltet und der Drain-Source-Pfad des PMOS-Transistors 140 leitet ebenfalls zwischen den Anschlüssen 1 und 2. Da der NMOS-Transistor 142 und der PMOS-Transistor 140 leiten, stellt der Schalter 118 eine niedrige Impedanz zwischen den Anschlüssen 1 und 2 bereit, um den Widerstand 112 in das Widerstandsnetzwerk zu schalten.
Ein niedriges Steuersignal CONTROL3 schaltet den NMOS-Transistor 142 aus, und der Drain-Source-Pfad des NMOS-Transistors 142 wirkt als ein offener Schaltkreis zwischen den Anschlüssen 1 und 2. Der Invertor 144 empfängt das niedrige Steuersignal CONTROL3 und stellt ein hohes Ausgangssignal für das Gate des PMOS-Transistors 140 bereit. Der PMOS-Transistor 140 wird ausgeschaltet, und der Drain-Source-Pfad des PMOS-Transistors 140 wirkt als ein offener Schaltkreis zwischen den Anschlüssen 1 und 2. Da der NMOS-Transistor 142 und der PMOS-Transistor 140 ausgeschaltet sind, stellt der Schalter 118 eine hohe Impedanz oder einen offenen Schaltkreis zwischen den Anschlüssen 1 und 2 bereit, um den Widerstand 112 aus dem Widerstandsnetzwerk zu schalten.
4 ist ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Verstärkerschaltkreises 200. Der Verstärkerschaltkreis 200 umfasst einen Differenzverstärker 202, Kondensatoren 204 und 206 und Widerstände 208 und 210. In einem Ausführungsbeispiel wird der Verstärkerschaltkreis 200 anstelle des (in 1 gezeigten) Verstärkerschaltkreises 89 verwendet. Der Ausgang des Differenzverstärkers 202 ist über den „Tail Current"-Vorspannungsleiter 30 elektrisch mit dem Gate des Transistors 46 gekoppelt. Ein Anschluss des Widerstands 208 ist elektrisch mit dem Verstärkereingangspfad 98 gekoppelt, und ein Anschluss des Widerstands 210 ist elektrisch mit dem Verstärkereingangspfad 80 gekoppelt. Der Verstärkerschaltkreis 200 empfängt das Spannungssignal VSQ am Verstärkereingangspfad 80 und die Referenzspannung VREF am Verstärkereingangspfad 98. Als Antwort stellt der Verstärkerschaltkreis 200 die „Tail Current"-Vorspannung VTC über den „Tail Current"-Vorspannungsleiter 30 für das Gate des Transistors 46 bereit.
Ein Eingang des Differenzverstärkers 202 ist über einen Leitungspfad 212 elektrisch mit dem anderen Anschluss des Widerstands 208 und mit einem Anschluss des Kondensators 204 gekoppelt, und der andere Eingang des Differenzverstärkers 202 ist über ein Leitungspfad 214 elektrisch mit dem anderen Anschluss des Widerstands 210 und mit einem Anschluss des Kondensators 206 gekoppelt. Die Differenzverstärker 202 und die anderen Anschlüsse der Kondensatoren 204 und 206 sind über den Leistungsleitungspfad 32 elektrisch mit der Stromversorgungsspannung VDD gekoppelt.
Der Differenzverstärker 202 weist Differenzpaartransistoren 216 und 218, Stromspiegeltransistoren 220 und 222, eine Stromquelle 224 und eine bei 226 dargestellte Klemmschaltung auf. In einem Ausführungsbeispiel sind die Transistoren 216 und 218 NMOS-Transistoren, die Transistoren 220 und 222 PMOS-Transistoren, und die Klemmschaltung 226 ist ein als Diode angeschlossener NMOS-Transistor. In anderen Ausführungsbeispielen umfasst die Klemmschaltung 226 eine geeignete Zahl und eine geeignete Art von Transistoren.
Das Gate des Transistors 218 ist über den Leitungspfad 212 elektrisch mit dem Widerstand 208 und mit einem Anschluss des Kondensators 204 gekoppelt, und das Gate des Transistors 216 ist über den Leitungspfad 214 elektrisch mit dem Widerstand 210 und mit einem Anschluss des Kondensators 206 gekoppelt. Eine Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 218 ist über einen Leitungspfad 228 elektrisch mit einer Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 216 und mit einem Anschluss der Stromquelle 224 gekoppelt. Der andere Anschluss der Stromquelle 224 ist elektrisch mit einer Referenz, z. B. einer Masse, bei 230 gekoppelt.
Die andere Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 218 ist über einen Leitungspfad 232 elektrisch mit dem Gate und mit einer Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 222 und mit dem Gate des Transistors 220 gekoppelt. Die andere Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 216 ist über den „Tail Current"-Vorspannungsleiter 30 elektrisch mit einer Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 220 und einer Seite des Drain-Source-Pfads der Klemmschaltung 226 gekoppelt. Die andere Seite der Drain-Source-Pfade der Transistoren 220 und 222 und das Gate und die andere Seite des Drain-Source-Pfads der Klemmschaltung 226 sind mit dem Leistungsleitungspfad 32 elektrisch gekoppelt, um die Stromversorgungsspannung VDD zu empfangen.
Der Widerstand 208 empfängt die Referenzspannung VREF und stellt für den Kondensator 204 und das Gate des Transistors 218 ein entsprechendes Signal bereit. Der Kondensator 204 filtert das Signal am Leitungspfad 212. Der Widerstand 210 empfängt das Spannungssignal VSQ und stellt für den Kondensator 206 und das Gate des Transistors 216 ein entsprechendes Signal bereit. Der Kondensator 206 filtert und integriert das Signal am Leitungspfad 214.
In einem Ausführungsbeispiel ist, um den Verstärkerschaltkreis 200 und die ACC zu stabilisieren, ein dominanter Pol am Leitungspfad 214 ausgebildet. Der (in 1 gezeigte) Widerstand 82 stellt einen Niederimpedanzpfad für die Stromversorgungsspannung VDD bereit, und der Widerstand 210 stellt einen großen, mit dem Kondensator 206 gekoppelten Widerstandswert bereit. Auch können, wenn das Signal am Leitungspfad 212 ungefähr eine Vorspannung nahe der Mitte der Differenz zwischen VDD und einer Referenz, z. B. einer Masse, aufweist, die Kondensatoren 204 und 206 jede geeignete Art von Kondensator sein, z. B. ein PMOS-Kondensator, welcher mit VDD gekoppelt ist, oder ein NMOS-Kondensator, welcher mit der Referenz gekoppelt ist.
Die Differenzpaartransistoren 216 und 218 unterscheiden zwischen den empfangenen Signalen. Einer der Transistoren 216 und 218 wird so vorgespannt, dass er mehr Strom leitet, und der andere wird so vorgespannt, dass er weniger Strom leitet. Die Stromspiegeltransistoren 220 und 222 wirken als eine aktive Last und stellen einen hohen effektiven Lastwiderstand bereit, was die Verstärkung durch den Differenzverstärker 202 vergrößert.
Die Klemmschaltung 226 legt die Untergrenze der „Tail Current"-Vorspannung VTC fest, wodurch eine Obergrenze für die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 festgesetzt wird. Die (in 1 gezeigte) ACC 24 stellt beim Ingangsetzen eine niedrige „Tail Current"-Vorspannung VTC bereit, um sicherzustellen, dass der (in 1 gezeigte) VCO-Kern 22 zu schwingen beginnt. Beim Ingangsetzen schwingt der VCO-Kern 22 nicht, und das Spannungssignal VSQ liegt nahe bei VDD, wobei VDD größer als die Referenzspannung VREF ist. Die „Tail Current"-Vorspannung VTC ist niedrig und durch die Klemmschaltung 226 beschränkt. Die Untergrenze der „Tail Current"-Vorspannung VTC ist auf VDD minus den Spannungsabfall über die Klemmschaltung 226 begrenzt. Begrenzen der Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 vermeidet Überspannungszustände oberhalb von VDD oder unterhalb der Referenz. Diese Überspannungszustände könnten andernfalls zu Substratströmen oder Spannung in der Vorrichtung führen. Die Klemmschaltung 226 ist ein als Diode angeschlossener NMOS-Transistor. In anderen Ausführungsbeispielen kann die Klemmschaltung 226 jede geeignete Klemmschaltung sein.
Im Betrieb empfängt der Widerstand 208 die Referenzspannung VREF und stellt ein Signal für das Gate des Transistors 218 bereit. Der Widerstand 210 empfängt das Spannungssignal VSQ und stellt ein Signal für das Gate des Transistors 216 bereit. Die Differenzpaartransistoren 216 und 218 unterscheiden zwischen den empfangenen Signalen, so dass einer der Transistoren 216 und 218 so vorgespannt wird, dass er mehr Strom leitet, und der andere so vorgespannt wird, dass er weniger Strom leitet. Falls der Transistor 218 so vorgespannt wird, dass er mehr Strom leitet, ist der Strom durch den Transistor 218 größer als der Strom durch den Transistor 216. Die Stromspiegeltransistoren 220 und 222 werden so vorgespannt, dass sie mehr Strom leiten, und die „Tail Current"-Vorspannung VTC wird auf einen hohen Spannungspegel angehoben. Falls der Transistor 216 so vorgespannt wird, dass er mehr Strom leitet, ist der Strom durch den Transistor 216 größer als der Strom durch den Transistor 218. Die Stromspiegeltransistoren 220 und 222 werden so vorgespannt, dass sie weniger Strom leiten, und die „Tail Current"-Vorspannung VTC wird auf eine niedrige Spannung abge senkt. Die Klemmschaltung 226 wirkt als Klemme und setzt die Untergrenze der „Tail Current"-Vorspannung VTC, und somit eine Obergrenze für die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 fest.
5 ist ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Verstärkerschaltkreises 300. Der Verstärkerschaltkreis 300 weist einen Differenzverstärker 302 und Kondensatoren 304 und 306 auf. In einem Ausführungsbeispiel wird der Verstärkerschaltkreis 300 anstelle des (in 1 gezeigten) Verstärkerschaltkreises 89 verwendet.
Ein Eingang des Differenzverstärkers 302 ist über den Verstärkereingangspfad 98 elektrisch mit einem Anschluss des Kondensators 304 gekoppelt, und der andere Eingang des Differenzverstärkers 302 ist über den Verstärkereingangspfad 80 elektrisch mit einem Anschluss des Kondensators 306 gekoppelt. Der Ausgang des Differenzverstärkers 302 ist über den „Tail Current"-Vorspannungsleiter 30 elektrisch mit dem Gate des Transistors 46 gekoppelt. Der Differenzverstärker 302 und die anderen Anschlüsse der Kondensatoren 304 und 306 sind über den Leistungsleitungspfad 32 elektrisch mit der Stromversorgungsspannung VDD gekoppelt.
Der Verstärkerschaltkreis 300 empfängt das Spannungssignal VSQ am Verstärkereingangspfad 80 und die Referenzspannung VREF am Verstärkereingangspfad 98. Als Antwort darauf stellt der Verstärkerschaltkreis 300 über den „Tail Current"-Vorspannungsleiter 30 die „Tail Current"-Vorspannung VTC für das Gate des Transistors 46 bereit.
Der Differenzverstärker 302 umfasst Differenzpaartransistoren 316 und 318, Stromspiegeltransistoren 320 und 322, eine Strom quelle 324, eine Klemmschaltung 326 und einen Kondensator 327. In einem Ausführungsbeispiel sind die Transistoren 316 und 318 NMOS-Transistoren, die Transistoren 320 und 322 PMOS-Transistoren und die Klemmschaltung 326 ist ein als Diode angeschlossener NMOS-Transistor. In anderen Ausführungsbeispielen weist die Klemmschaltung 326 jede geeignete Anzahl und Art von Transistoren auf.
Das Gate des Transistors 318 ist über den Verstärkereingangspfad 98 elektrisch mit dem Kondensator 304 gekoppelt, und das Gate des Transistors 316 ist über den Verstärkereingangspfad 80 elektrisch mit dem Kondensator 306 gekoppelt. Eine Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 318 ist über einen Leitungspfad 328 elektrisch mit einer Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 316 und mit einem Anschluss der Stromquelle 324 gekoppelt. Der andere Anschluss der Stromquelle 324 ist elektrisch mit einer Referenz, z. B. einer Masse, bei 330 gekoppelt.
Die andere Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 318 ist über einen Leitungspfad 332 elektrisch mit dem Gate und mit einer Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 322 und mit dem Gate des Transistors 320 gekoppelt. Die andere Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 316 ist über den „Tail Current"-Vorspannungsleiter 30 elektrisch mit einer Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 320, einer Seite des Drain-Source-Pfads der Klemmschaltung 326 und mit einem Anschluss des Kondensators 327 gekoppelt. Die andere Seite der Drain-Source-Pfade der Transistoren 320 und 322, der andere Anschluss des Kondensators 327 und das Gate und die andere Seite des Drain-Source-Pfads der Klemmschaltung 326 sind elektrisch so gekoppelt, dass sie über den Leistungsleitungspfad 32 die Stromversorgungsspannung VDD empfangen.
Das Gate des Transistors 318 empfängt die Referenzspannung VREF und das Gate des Transistors 316 empfängt das Spannungssignal VSQ. Die Differenzpaartransistoren 316 und 318 unterscheiden zwischen den empfangenen Signalen. Einer der Transistoren 316 und 318 wird so vorgespannt, dass er mehr Strom leitet, und der andere wird so vorgespannt, dass er weniger Strom leitet. Die Stromspiegeltransistoren 320 und 322 wirken als eine aktive Last und stellen einen hohen effektiven Lastwiderstand bereit, wodurch die Verstärkung durch den Differenzverstärker 302 vergrößert wird.
Die Klemmschaltung 326 legt die Untergrenze der „Tail Current"-Vorspannung VTC fest, wodurch eine Obergrenze für die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 festgesetzt wird. Die (in 1 gezeigte) ACC 24 stellt beim Ingangsetzen eine niedrige „Tail Current"-Vorspannung VTC bereit, um sicherzustellen, dass der (in 1 gezeigte) VCO-Kern 22 zu schwingen beginnt. Beim Ingangsetzen schwingt der VCO-Kern 22 nicht, und das Spannungssignal VCQ ist nahe bei VDD, wobei VDD größer als die Referenzspannung VREF ist. Die „Tail Current"-Vorspannung VTC ist niedrig und wird durch die Klemmschaltung 326 begrenzt. Die Untergrenze der „Tail Current"-Vorspannung VTC ist auf VDD minus den Spannungsabfall über die Klemmschaltung 326 begrenzt. Begrenzen der Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 verhindert Überspannungszustände oberhalb von VDD oder unterhalb der Referenz. Diese Überspannungszustände könnten andernfalls zu Substratströmen und Spannung in der Vorrichtung führen. Die Klemmschaltung 326 ist ein als Diode angeschlossener NMOS-Transistor. In anderen Ausführungsbeispielen kann die Klemmschaltung 326 jede geeignete Klemmschaltung sein.
Um den Verstärkerschaltkreis 300 und die ACC zu stabilisieren, ist ein dominanter Pol am „Tail Current"-Vorspannungsleiter 30 ausgebildet. Der Ausgang des Differenzverstärkers 302 stellt einen Hochimpedanzausgang bereit, welcher mit dem Kondensator 327 gekoppelt ist. In einem Ausführungsbeispiel ist der Kondensator 327 ein Metallstapelkondensator. In einem Ausführungsbeispiel ist der Kondensator 327 ein mit VDD gekoppelter PMOS-Kondensator. In anderen Ausführungsbeispielen kann der Kondensator 327 jeder geeignete Kondensator, z. B. ein spannungsunabhängiger Kondensator sein.
Im Betrieb empfängt das Gate des Transistors 318 die Referenzspannung VREF und das Gate des Transistors 316 das Spannungssignal VSQ. Die Differenzpaartransistoren 316 und 318 unterscheiden zwischen den empfangenen Signalen, so dass einer der Transistoren 316 und 318 so vorgespannt wird, dass er mehr Strom leitet, und der andere so vorgespannt wird, dass er weniger Strom leitet. Falls der Transistor 318 so vorgespannt wird, dass er mehr Strom leitet, ist der Strom durch den Transistor 318 größer als der Strom durch den Transistor 316. Die Stromspiegeltransistoren 320 und 322 werden so vorgespannt, dass sie mehr Strom leiten, und die „Tail Current"-Vorspannung VTC wird auf einen hohen Spannungspegel angehoben. Falls der Transistor 316 so vorgespannt wird, dass er mehr Strom leitet, ist der Strom durch den Transistor 316 größer als der Strom durch den Transistor 318. Die Stromspiegeltransistoren 320 und 322 werden so vorgespannt, dass sie weniger Strom leiten, und die „Tail Current"-Vorspannung VTC wird auf eine niedrige Spannung abgesenkt. Die Klemmschaltung 326 wirkt als Klemme und setzt eine Untergrenze der „Tail Current"-Vorspannung VTC, und somit eine Obergrenze für die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 fest.
6 ist ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Klemmschaltung 400. Die Klemmschaltung 400 umfasst einen Widerstand 402 und NMOS-Transistoren 404 und 406 in einer als Reihenschaltung ausgebildeten und als Diode angeschlossenen Klemmstruktur. In anderen Ausführungsbeispielen kann die Klemmschaltung jede geeignete Zahl von Komponenten in jeder geeigneten Klemmstruktur aufweisen.
In einem Ausführungsbeispiel wird die Klemmschaltung 400 anstelle der Klemmschaltung 226 im Verstärkerschaltkreis 200 von 4 verwendet. In einem Ausführungsbeispiel wird die Klemmschaltung 400 anstelle der Klemmschaltung 326 im Verstärkerschaltkreis 300 von 5 verwendet.
Eine Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 404 ist elektrisch mit dem „Tail Current"-Vorspannungsleiter 30 gekoppelt. Die andere Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 404 ist über den Leistungsleitungspfad 32 elektrisch mit dem Gate und mit einer Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 406 und mit der Stromversorgungsspannung VDD gekoppelt. Die andere Seite des Drain-Souce-Pfads des Transistors 406 ist über einen Leitungspfad 408 elektrisch mit dem Gate des Transistors 404 und mit einem Anschluss des Widerstands 402 gekoppelt. Der andere Anschluss des Widerstands 402 ist elektrisch mit einer Referenz, z. B. einer Masse, bei 410 gekoppelt.
Der Transistor 406 ist ein als Diode angeschlossener Transistor, welcher über den Leitungspfad 408 eine Gatevorspannung für das Gate des Transistors 404 bereitstellt. Der Widerstand 402 weist einen hohen Widerstandswert auf. Wenn die „Tail Current"-Vorspannung VTC abnimmt, klemmt der Transistor 404 die „Tail Current"-Vorspannung VTC auf VDD minus die Summe der Schwellenspannung des Transistors 404 und der Schwellenspan nung des Transistors 406. Die als Reihenschaltung ausgestaltete und als Diode angeschlossene Klemmstruktur hilft, Interferenz am oder nahe am stationären Zustand zu beseitigen.
7 ist ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer ACC 524 in einem Ausführungsbeispiel eines VCO 500. Der VCO 500 umfasst einen VCO-Kern 522 und die ACC 524. Der VCO-Kern 522 ist über Ausgangsleiter 526 und 528 und einen „Tail Current"-Vorspannungsleiter 530 elektrisch mit der ACC 524 gekoppelt. Auch sind der VCO-Kern 522 und die ACC 524 über einen Leistungsleitungspfad 532 elektrisch mit einer Stromversorgungsspannung VDD gekoppelt.
Die ACC 524 empfängt über die Ausgangsleiter 526 und 528 differenzielle Ausgangssignale vom VCO-Kern 522. Die differenziellen Ausgangssignale schwingen zueinander außer Phase. Jedes der differenziellen Ausgangssignale spannt einen Transistor von Differenzpaartransistoren vor. Die Differenzpaartransistoren leiten einen Strom, welcher in einer Beziehung zu den Amplituden der differenziellen Ausgangssignale steht. Der durch die Differenzpaartransistoren geleitete Strom wird mit einem programmierbaren Referenzstrom verglichen, um den „Tail Current" des VCO-Kerns 522 und die Amplituden der differenziellen Ausgangssignale zu regeln. In anderen Ausführungsbeispielen kann die ACC 524 in jeder geeigneten Schaltung verwendet werden, um die Amplituden von von dieser Schaltung empfangenen Signalen zu regeln.
Der VCO-Kern 522 weist NMOS-Varaktoren 534 und 536, Induktivitäten 538 und 540 und PMOS-Transistoren 542, 544 und 546 auf. Das Gate des Varaktors 534 ist über einen Steuersignalpfad 548 elektrisch mit dem Gate des Varaktors 536 gekoppelt. Drain und Source des Varaktors 534 sind über den Ausgangsleiter 526 e lektrisch miteinander und mit einem Anschluss der Induktivität 538 gekoppelt. Drain und Source des Varaktors 536 sind über den Ausgangsleiter 528 elektrisch miteinander und mit einem Anschluss der Induktivität 540 gekoppelt. Der andere Anschluss der Induktivität 538 ist über einen Gemeinsame-Modensignalpfad 550 elektrisch mit dem anderen Anschluss der Induktivität 540 gekoppelt.
Die Varaktoren 534 und 536 und die Induktivitäten 538 und 540 schwingen mit einer Resonanzfrequenz, welche auf den Kapazitätswerten der Varaktoren 534 und 536 und den Induktivitätswerten der Induktivitäten 538 und 540 beruht. Die Kapazitätswerte der Varaktoren 534 und 536 werden mit einer Steuerspannung VCNTRL am Steuersignalpfad 548 gesteuert. Die Steuerspannung VCNTRL steuert die Schwingungsfrequenz des VCO-Kerns 522 über die Varaktoren 534 und 536. Eine Gemeinsame-Modenspannung VCM wird für eine Vorspannung am Gemeinsame-Modensignalpfad 550 bereitgestellt. Die Transistoren 542, 544 und 546 stellen einen negativen Widerstand bereit, um Energieverluste aufgrund der schwingenden Varaktoren 534 und 536 und Induktivitäten 538 und 540 auszugleichen, und um die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 an den Ausgangsleitern 526 und 528 festzulegen.
Der Drain- und Source-Anschluss des Varaktors 534 ist über den Ausgangsleiter 526 elektrisch mit dem Drain-Source-Pfad des Transistors 542 und mit dem Gate des Transistors 544 gekoppelt. Der Drain- und Source-Anschluss des Varaktors 536 ist über den Ausgangsleiter 528 elektrisch mit dem Drain-Source-Pfad des Transistors 544 und mit dem Gate des Transistors 542 gekoppelt. Die Drain-Source-Pfade der Transistoren 542 und 544 sind über den „Tail Current"-Leitungspfad 552 elektrisch mit dem Drain-Source-Pfad des Transistors 546 gekoppelt. Die ande re Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 546 ist über den Leistungsleitungspfad 532 elektrisch mit der Stromversorgungsspannung VDD gekoppelt. Das Gate des Transistors 546 ist über den „Tail Current"-Vorspannungsleiter 530 elektrisch mit der ACC 524 gekoppelt.
Der VCO-Kern 522 schwingt, um schwingende differenzielle Ausgangssignale OUTPUT1 bzw. OUTPUT2 an den Ausgangsleitern 526 bzw. 528 bereitzustellen. Ein Abschnitt der ACC 524 ist mit dem Transistor 546 gekoppelt, um eine Stromspiegelstruktur auszubilden, welche eine „Tail Current"-Vorspannung VTC am „Tail Current"-Vorspannungsleiter 530 bereitstellt. Die Stromspiegelstruktur einschließlich. der „Tail Current"-Vorspannung VTC regelt den Strom, welcher durch den Transistor 546 fließt. Der Strom, welcher durch den Transistor 546 fließt, wird den Varaktoren 534 und 536 und den Induktivitäten 538 und 540 zugeführt, um verloren gegangene Energie zu ersetzen und die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 festzulegen.
Im Betrieb des VCO-Kerns 522 wird, wenn das Ausgangssignal OUTPUT1 hoch bezüglich des Ausgangssignals OUTPUT2 ist, der Transistor 544 so vorgespannt, dass er weniger Strom leitet, und der Transistor 542 wird so vorgespannt, dass er mehr Strom leitet. Strom, welcher durch den Transistor 546 fließt, lädt den Ausgangsleiter 526 durch den Transistor 542 auf. Die Amplitude des Ausgangssignals OUTPUT1 am Ausgangsleiter 526 steht in einer Beziehung zum Strom, welcher durch den Transistor 546 fließt. Größere Ströme führen zu größeren Amplituden des Ausgangssignals OUTPUT1. Kleinere Ströme führen zu kleineren Amplituden des Ausgangssignals OUTPUT1.
Wenn der VCO-Kern 522 schwingt, entlädt sich der Ausgangsleiter 526 und der Ausgangsleiter 528 lädt sich auf, so dass ein niedriges Ausgangssignal OUTPUT1 im Vergleich zu einem hohen Ausgangssignal OUTPUT2 bereitgestellt wird. Der Transistor 544 wird so vorgespannt, dass er mehr Strom leitet, und der Transistor 542 wird so vorgespannt, dass er weniger Strom leitet. Der Strom, welcher durch den Transistor 546 fließt, lädt den Ausgangsleiter 528 durch den Transistor 544 auf. Die Amplitude des Ausgangssignals OUTPUT2 am Ausgangsleiter 528 steht in einer Beziehung zum Strom, welcher durch den Transistor 546 fließt. Größere Ströme führen zu größeren Amplituden des Ausgangssignals OUTPUT2. Kleinere Ströme führen zu kleineren Amplituden des Ausgangssignals OUTPUT2. Die ACC 524 empfängt die Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 und stellt in einer Rückkopplungsschleife die „Tail Current"-Vorspannung VTC und den durch den Transistor 546 fließenden Strom bereit, welcher die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 festlegt.
Um die Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 zu empfangen, umfasst die ACC 524 DC-blockierende Kondensatoren 554 und 556, welche mit Differenzpaar-NMOS-Transistoren 558 und 560 gekoppelt sind, und Widerstände 562 und 564, welche mit einem NMOS-Transistor 566 gekoppelt sind. Eine Seite oder ein Anschluss des Kondensators 554 ist über den Ausgangsleiter 526 elektrisch mit dem VCO-Kern 522 gekoppelt, und eine Seite oder ein Anschluss des Kondensators 556 ist über den Ausgangsleiter 528 elektrisch mit dem VCO-Kern 522 gekoppelt. Der andere Anschluss des Kondensators 554 ist über einen Leitungspfad 568 elektrisch mit dem Gate des Transistors 558 und mit einem Anschluss des Widerstands 562 gekoppelt. Der andere Anschluss des Kondensators 556 ist über einen Leitungspfad 570 elektrisch mit dem Gate des Transistors 560 und mit einem Anschluss des Widerstands 5b4 gekoppelt. Die anderen Anschlüsse der Wi derstände 562 und 564 sind über einen Leitungspfad 572 elektrisch mit dem Gate und mit einer Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 566 gekoppelt. Die andere Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 566 ist elektrisch mit einer Referenz, z. B. einer Masse, bei 574 gekoppelt.
Die Drain-Source-Pfade der Transistoren 558 und 560 sind an einer Seite über einen Leitungspfad 580 und an der anderen Seite über einen Leitungspfad 576 elektrisch gekoppelt. Der Leitungspfad 576 ist elektrisch mit einer Referenz, z. B. einer Masse, bei 578 gekoppelt.
Die AC-Komponenten der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 gehen durch die Kondensatoren 554 und 556 zu den Gates der Transistoren 558 und 560. Der Kondensator 554 blockiert die DC-Komponenten des Ausgangssignals OUTPUT1 am Ausgangsleiter 526, und der Kondensator 556 blockiert die DC-Komponenten des Ausgangssignals OUTPUT2 am Ausgangsleiter 528. Das Gate des Transistors 558 empfängt die AC-Komponenten des Ausgangssignals OUTPUT1 über einen Leitungspfad 568, und das Gate des Transistors 560 empfängt die AC-Komponenten des Ausgangssignals OUTPUT2 über einen Leitungspfad 570.
Der Transistor 566 ist ein als Diode angeschlossener Transistor, welcher eine DC-Spannung VDC am Leitungspfad 572 bereitstellt. Der Transistor 566 wird nahe einer Schwellenspannung vorgespannt, um ungefähr die Schwellenspannung als die DC-Spannung VDC am Leitungspfad 572 bereitzustellen. Die DC-Spannung VDC am Leitungspfad 572 wird durch die Widerstände 562 und 564 für die Leitungspfade 568 und 570 bereitgestellt. Die AC-Komponenten des Ausgangssignals OUTPUT1 am Leitungspfad 568 schwingen um die Spannung, welche durch den Widerstand 562 bereitgestellt wird, und die AC-Komponenten des Ausgangssig nals OUTPUT2 am Leitungspfad 570 schwingen um die Spannung, welche durch den Widerstand 564 bereitgestellt wird.
Die AC-Komponenten der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 sind zueinander außer Phase. Wenn das Signal am Leitungspfad 568 hoch im Vergleich zum Signal am Leitungspfad 570 wird, wird der Transistor 560 so vorgespannt, dass er weniger Strom leitet, und der Transistor 558 wird so vorgespannt, dass er mehr über den Leitungspfad 580 bereitgestellten Strom leitet. Der Strom fließt durch den Transistor 558 zum Leitungspfad 576 und zur Referenz bei 578. Wenn das Signal am Leitungspfad 568 niedrig im Vergleich zum Signal am Leitungspfad 570 wird, wird der Transistor 558 so vorgespannt, dass er weniger Strom leitet, und der Transistor 560 wird so vorgespannt, dass er mehr über den Leitungspfad 580 bereitgestellten Strom leitet. Der Strom fließt durch den Transistor 560 zum Leitungspfad 576 und zur Referenz bei 578. In einem Ausführungsbeispiel, in welchem die AC-Komponenten der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 im Wesentlichen symmetrisch und zueinander um 180° außer Phase sind, wird ungefähr während der Hälfte der Zeit der Transistor 558 so vorgespannt, dass er mehr Strom leitet, und während der anderen Hälfte der Zeit wird der Transistor 560 so vorgespannt, dass er mehr Strom leitet.
Die ACC 524 umfasst einen Kondensator 582, einen NMOS-Transistor 584, PMOS-Transistoren 586 und 587 und einen Strombegrenzer 581. Die Transistoren 558 und 560 sind über einen Leitungspfad 580 elektrisch mit einer Seite oder einem Anschluss des Kondensators 582, dem Gate des Transistors 584 und mit einer Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 586 gekoppelt. Die andere Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 586 ist über den Leistungsleitungspfad 532 elektrisch mit der Stromversorgungsspannung VDD gekoppelt, und der andere An schluss des Kondensators 582 ist elektrisch mit einer Referenz, z. B. einer Masse, bei 588 gekoppelt.
Der Transistor 586 ist Teil eines Stromspiegels, welcher dem Kondensator 582 und den Transistoren 558 und 560 einen vorprogrammierten Strom zuführt. Der durch die Transistoren 558 und 560 geleitete Strom steht in einer Beziehung zur Stärke und Dauer der Vorspannung an jedem der Transistoren 558 und 560, welche wiederum in einer Beziehung zu den Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 steht. Falls der durch den Transistor 586 zugeführte vorprogrammierte Strom größer als der durch die Transistoren 558 und 560 geleitete Strom ist, lädt sich der Kondensator 582 auf eine höhere Spannung auf. Falls der durch den Transistor 586 zugeführte vorprogrammierte Strom kleiner als der durch die Transistoren 558 und 560 geleitete Strom ist, entlädt sich der Kondensator 582 auf eine niedrigere Spannung. Das resultierende Signal am Leitungspfad 580 wird gefiltert und vom Kondensator 582 integriert, um eine Fast-DC-Spannung am Leitungspfad 580 am Gate des Transistors 584 bereitzustellen. Die Fast-DC-Spannung am Leitungspfad 580 steht in einer Beziehung zu den Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2.
Der Transistor 584 wird durch das Spannungssignal am Leitungspfad 580 vorgespannt. Eine Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 584 ist über einen Leitungspfad 583 elektrisch mit einem Anschluss des Strombegrenzers 581 gekoppelt. Die andere Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 584 ist über den „Tail Current"-Vorspannungsleiter 530 elektrisch mit dem Gate des Transistors 546 und mit dem Gate und mit einer Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 587 gekoppelt. Die andere Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 587 ist über den Leistungsleitungspfad 532 elektrisch mit der Stromversorgungs spannung VDD gekoppelt, und der andere Anschluss des Strombegrenzers 581 ist elektrisch mit einer Referenz, z. B. einer Masse, bei 585 gekoppelt.
Die Transistoren 587 und 546 sind in einer Stromspiegelstruktur gekoppelt. Das Spannungssignal am Leitungspfad 580 spannt den Transistor 584 vor, um den durch den Transistor 587 zugeführten Strom und die Amplitude der „Tail Current"-Vorspannung VTC am Leitungspfad 530 zu regeln. Der durch den Transistor 587 zugeführte Strom wird durch den Transistor 546 gespiegelt und für den Rest des VCO-Kerns 522 bereitgestellt, um die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 festzulegen. Der Strombegrenzer 581 begrenzt die Obergrenze des Stroms, welcher durch den Transistor 587 zugeführt wird, welche die Obergrenze des Stroms, welcher durch den Transistor 546 zugeführt wird und die Obergrenze der Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 beschränkt. Der Strombegrenzer 581 kann jeder geeignete Strombegrenzer, z. B. ein Widerstand sein.
Die ACC 524 umfasst einen PMOS-Transistor 590, einen NMOS-Transistor 594, eine Stromquelle 596 und einen Widerstand 592. Die Transistoren 586 und 590 sind in einer Stromspiegelstruktur gekoppelt. Das Gate des Transistors 586 ist über einen Leitungspfad 591 elektrisch mit dem Gate und mit einer Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 590 und mit einer Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 594 gekoppelt. Die andere Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 590 ist über den Leistungsleitungspfad 532 elektrisch mit der Stromversorgungsspannung VDD gekoppelt, und die andere Seite des Drain-Source-Pfads des Transistors 594 ist elektrisch mit einer Referenz, z. B. einer Masse, bei 600 gekoppelt. In einem Ausführungsbeispiel liegen alle Referenzen bei 574, 578, 585 und 600 bei der gleichen Spannung. In einem Ausführungsbeispiel sind insbesondere alle Referenzen bei 574, 578, 585 und 600 elektrisch mit einer Masse gekoppelt.
Das Gate des Transistors 594 ist über einen Leitungspfad 602 elektrisch mit einer Seite der Stromquelle 596 und mit einem Anschluss des Widerstands 592 gekoppelt. Die andere Seite der Stromquelle 596 ist über den Leistungsleitungspfad 532 elektrisch mit der Stromversorgungsspannung VDD gekoppelt, und der andere Anschluss des Widerstands 592 ist über den Leitungspfad 572 elektrisch mit dem Gate und dem Drain-Source-Pfad des Transistors 566 gekoppelt.
Die Stromquelle 596 führt durch den Widerstand 592 und den Transistor 566 der Referenz bei 574 Strom zu. Der Strom durch den Widerstand 592 und den Transistor 566 erzeugt eine Spannung VRG am Leitungspfad 602. Der Transistor 566 ist der als Diode angeschlossene Transistor, welcher die DC-Spannung VDC am Leitungspfad 572 bereitstellt. Die Spannung VRG ist gleich der DC-Spannung VDC plus der Spannung über den Widerstand 592, und ist proportional zum Widerstandswert des Widerstands 592.
In einem Ausführungsbeispiel ist der Widerstand 592 ein Polysilizium-Widerstand, und der Strom von der Stromquelle 596 wird von einer Bandlückenreferenzspannung geteilt durch einen Stromsenken-Polysilizium-Widerstand hergeleitet. Der Widerstandswert des Widerstands 592 und der Widerstandswert des Stromsenken-Polysilizium-Widerstands ändern sich gemeinsam, um eine Spannung über den Widerstand 592 sicherzustellen, welche unter Prozess-, Spannungs- und Temperaturänderungen konstant bleibt. In einem Ausführungsbeispiel ist der Widerstand 592 ein veränderlicher Widerstand, z. B. ein programmierbarer Widerstand ähnlich zum programmierbaren Widerstand von 2 und 3, und der Widerstandswert des Widerstands 592 wird verändert, um die Spannung VRG zu ändern. In einem Ausführungsbeispiel weist der Widerstand 592 einen konstanten Widerstandswert auf, und der Strom durch die Stromquelle 596 wird verändert, um die Spannung VRG zu ändern.
Die Transistoren 590 und 586 sind in einer Stromspiegelstruktur gekoppelt. Die Spannung VRG spannt den Transistor 594 so vor, dass er Strom leitet, welcher durch die Transistoren 590 und 594 zur Referenz bei 600 fließt. Der Strom, welcher durch den Transistor 590 fließt, wird durch den Transistor 586 gespiegelt und dem Kondensator 582 und den Transistoren 558 und 560 zugeführt.
Falls der durch den Transistor 586 zugeführte Strom größer als der durch die Transistoren 558 und 560 geleitete Strom ist, lädt sich der Kondensator 582 auf eine höhere Spannung auf. Die höhere Spannung am Gate des Transistors 584 spannt den Transistor 584 so vor, dass er mehr Strom leitet und dass er dem VCO-Kern 22 einen größeren Strom zuführt. Der größere Strom im VCO-Kern 22 erhöht die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2, wodurch der durch die Transistoren 558 und 560 geleitete Strom vergrößert wird.
Falls der durch den Transistor 586 zugeführte Strom kleiner als der durch die Transistoren 558 und 560 geleitete Strom ist, entlädt sich der Kondensator 582 auf eine niedrigere Spannung. Die niedrigere Spannung am Gate des Transistors 584 spannt den Transistor 584 so vor, dass er dem VCO-Kern 22 einen kleineren Strom zuführt. Der kleinere Strom im VCO-Kern 22 verringert die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2, wodurch der durch die Transistoren 558 und 560 geleitete Strom verringert wird. Im stationären Zustand ist der durch die Transistoren 558 und 560 geleitete durchschnittliche DC-Strom gleich dem Strom, welcher durch den Transistor 586 zugeführt wird.
Die Amplituden, z. B. Spitze-Spitze-Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 werden durch Einstellen des Referenzstroms IREF durch den Transistor 586 festgelegt. Falls der Referenzstrom IREF verringert wird, werden die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 verringert. Dies verringert den durch die Transistoren 558 und 560 geleiteten Strom. Falls der Referenzstrom IREF erhöht wird, werden die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 erhöht. Dies erhöht den durch die Transistoren 558 und 560 geleiteten Strom.
Der Referenzstrom IREF wird durch Einstellen des Widerstandswerts des Widerstands 592 eingestellt. Falls der Widerstandswert des Widerstands 592 erhöht wird, nimmt die Spannung VRG so zu, dass sie den Transistor 594 so vorspannt, dass er mehr Strom leitet, wodurch der Referenzstrom IREF zunimmt. Falls der Widerstandswert des Widerstands 592 verringert wird, nimmt die Spannung VRG so ab, dass sie den Transistor 594 so vorspannt, dass er weniger Strom leitet, wodurch der Referenzstrom IREF abnimmt. Erhöhen des Widerstandswerts des Widerstands 592 erhöht somit den Referenzstrom IREF und die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2. Erniedrigen des Widerstandswerts des Widerstands 592 verringert den Referenzstrom IREF und die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2.
8 ist eine Darstellung der Leerlauf-AC-Antwort 600 eines Ausführungsbeispiels der (in 1 gezeigten) ACC 24. Das Ausführungsbeispiel der ACC 24 für die Darstellung umfasst einen Verstärkerschaltkreis 200 nach 4 anstelle des Ver stärkerschaltkreises 89. Die AC-Antwort 600 umfasst eine Darstellung der Verstärkung 602 und eine Darstellung der Phase 604. Die Darstellung der Verstärkung 602 zeigt die Verstärkung als Funktion der Frequenz, und die Darstellung der Phase 604 zeigt die Phase als Funktion der Frequenz. Die Verstärkung ist bei 606 in Einheiten von Dezibel (dB) entlang der y-Achse dargestellt, und die Phase ist bei 608 in Einheiten von Grad entlang der y-Achse dargestellt. Die Frequenz ist bei 610 in Einheiten von Hertz (Hz) in einer logarithmischen Skala entlang der x-Achse dargestellt.
Der Phasenspielraum ist ein Maß für die Stabilität der ACC 24. Der Phasenspielraum ist die Phasendifferenz zwischen der Phase bei einer Verstärkung von 1 und einer Phase von minus 180°. Die Darstellung der Verstärkung 602 schneidet die bei 614 dargestellte Verstärkung von 1, oder 0 dB, am Punkt 612. Die Frequenz des Schnittpunkts, von der Größenordnung 10 MHz, wird bei 616 zur Darstellung der Phase 604 verfolgt. Die Darstellung der Phase 604 schneidet die Spur der Frequenz bei 618 bei einer Phase von minus 107°, wie bei 620 dargestellt. Die Differenz zwischen minus 107° und minus 180° ist ein Phasenspielraum von plus 73°, was anzeigt, dass die ACC 24 stabil ist.
Die Tabelle I enthält Ergebnisse im Zeitbereich für verschiedene Prozesse, Spannungen und Temperaturen (PST) für ein Ausführungsbeispiel der ACC 24, welches den Verstärkerschaltkreis 200 umfasst. In den Ergebnissen im Zeitbereich sind fünf Prozesse enthalten, welche als TT-, FF-, SS-, FS- und SF-Prozesse bezeichnet sind. Die Spannung wird von 1,08 Volt bis 1,32 Volt, oder 1,2 Volt plus oder minus 10 Prozent variiert. Die enthaltenen Temperaturen sind 0° Celsius, 75° Celsius und 125° Celsius.
Tabelle I
Der (in 1) gezeigte Widerstand 92 wird so festgelegt, dass man eine Spannung von 141 m-Volt über den Widerstand 92 (VR92) und eine gewählte Amplitude A von 200 m-Volt erhält. Die resultierenden Schwingungsamplituden A der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 liegen zwischen ungefähr 196 m-Volt und ungefähr 203 m-Volt, was einer Abweichung von ungefähr plus oder minus 1,5% entspricht.
Die Tabelle II enthält die Ergebnisse einer Stabilitätsanalyse bei Veränderungen des Prozesses, der Spannung, der Temperatur, der Bandlücken(BL)-Spannung und des Widerstands 92 für ein Ausführungsbeispiel der ACC 24, welches den Verstärkerschaltkreis 200 enthält. Die Bandlückenspannung wird verwendet, um die (in 1 gezeigte) Stromquelle 96 bereitzustellen. In den Ergebnissen der Stabilitätsanalyse sind drei Prozesse enthalten, welche als TT-, FF- und SS- Prozesse bezeichnet sind. Die Spannung wird von 1,08 Volt bis 1,32 Volt, oder 1,2 Volt plus oder minus 10% verändert. Die Temperaturen sind 0°C, 75°C und 125°C. Die Veränderung der Bandlücke ist 0%, plus 5% und minus 5%, und die veränderten Werte des Widerstands 92 werden als Widerstände RN, RL und RH bezeichnet.
Tabelle II
Die Leerlaufverstärkung liegt im Bereich von 46 dB bis 52 dB. Der Phasenspielraum liegt im Bereich von 73° bis 82°, und die Bandbreite (BB) bei geschlossenem Stromkreis ändert sich zwischen 17 und 21 MHz.
9A und 9B sind Darstellungen, welche vorübergehende Antworten beim Ingangsetzen eines Ausführungsbeispiels der (in 1 gezeigten) ACC 24 zeigen, welche den (in 4 gezeigten) Verstärkerschaltkreis 200 aufweist. 9A ist eine Darstellung 700, welche die Referenzspannung VREF bei 702, das Spannungssignal VSQ bei 704 und die „Tail Current"-Vorspannung VTC bei 706 zeigt. Die Spannungen 702, 704 und 706 sind gegen die Zeit aufgezeichnet, mit Einheiten von Volt (V) entlang der y-Achse und Einheiten von Zeit in Sekunden (s) entlang der x-Achse. 9B ist eine Darstellung 800, welche die Spitze-Spitze-Spannungsschwankung beider differenzieller Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 zeigt. Die Linien 802 und 804 der Darstellung stellen die Einhüllende der Spitze-Spitze-Spannungsschwankung dar. Die Linie 802 stellt die maximale Spannung und die Linie 804 die minimale Spannung dar. Die Linien 802 und 804 sind gegen die Zeit aufgetragen, mit Einheiten von Volt (V) entlang der y-Achse und mit Einheiten von Zeit in Sekunden (s) entlang der x-Achse.
Beim Ingangsetzen schwingt der VCO-Kern 22 nicht, und die Transistoren 58 und 60 sind ungefähr mit der Schwellenspannung V_T vorgespannt, so dass sie einen kleinen Strom durch den Widerstand 82 leiten. Das resultierende Spannungssignal VSQ 704 ist ungefähr 900 m-Volt, wie bei 708 gezeigt. Die Referenzspannung VREF 702 wird, wie bei 710 gezeigt, auf ungefähr 600 m-Volt festgelegt.
Der Verstärkerschaltkreis 200 stellt die „Tail Current"-Vorspannung VTC 706 bereit, welche durch die Klemmschaltung 226 auf eine Spannung von 620 m-Volt, bei 712 gezeigt, geklemmt wird. Im Bereich 712 spannt die „Tail Current"-Vorspannung VTC 706 den Transistor 46 so vor, dass sie einen maximalen Stromfluss durch den Transistor 46 zum Rest des VCO-Kerns 22 bereitstellt. Der VCO-Kern 22 beginnt zu schwingen und stellt die maximale Spitze-Spitze-Spannungsschwankung der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 bereit, wie bei 806 gezeigt. Die Linie 802 zeigt, dass die maximale Spannung der Spitze-Spitze-Spannungsschwankung ungefähr 1,2 Volt ist, und die Linie 804 zeigt, dass die minimale Spannung der Spitze-Spitze-Spannungsschwankung ungefähr minus 600 m-Volt ist. Die Spitze-Spitze-Spannungsschwankung ist ungefähr plus oder minus 900 m-Volt oder ungefähr 1,8 Volt, von minus 600 m-Volt bis plus 1,2 Volt.
Die Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 werden für die ACC 24 und die Transistoren 58 und 60 bereitgestellt, um den Stromfluss durch die Transistoren 58 und 60 zu erhöhen. Der erhöhte Stromfluss erniedrigt das Spannungssignal VSQ 704 auf die Referenzspannung 702 zu. Solange das Spannungssignal VSQ 704 größer als die Referenzspannung VREF 702 ist, stellt der Verstärkerschaltkreis 200 eine niedrige „Tail Current"-Vorspannung VTC 706 für den Transistor 46 bereit, welcher einen großen Strom für den Rest des VCO-Kerns 22 bereitstellt. Der große Strom erhält die große Spitze-Spitze- Spannungsschwankung der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 aufrecht, welche für die Transistoren 58 und 60 bereitgestellt werden, um das Spannungssignal VSQ 704 weiter auf die Referenzspannung VREF 702 zu zu erniedrigen.
Wenn das Spannungssignal VSQ 704 sich der Referenzspannung VREF 702 nähert, wie zwischen 500 Nanosekunden und 1,2 Mikrosekunden nach dem Ingangsetzen beim Beispiel, stellt der Verstärkerschaltkreis 200 eine zunehmende „Tail Current"-Vorspannung VTC 706 bereit, wie bei 714 gezeigt. Die zunehmende „Tail Current"-Vorspannung VTC 706 im Bereich 714 spannt den Transistor 46 so vor, dass er dem VCO-Kern 22 einen verringerten Strom zuführt. Der verringerte Strom erniedrigt die Spitze-Spitze-Spannungsschwankung und die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2, wie bei 808 gezeigt. Die verringerten Spitze-Spitze-Spannungsschwankungen der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 bei 808 werden für die Transistoren 58 und 60 bereitgestellt, um den Stromfluss durch die Transistoren 58 und 60 zu verringern.
Wenn das Spannungssignal VSQ 704 die Referenzspannung VREF 702 am Punkt 716 schneidet, stellt der Verstärkerstromkreis 200 im Abschnitt 718 eine größere und zunehmende „Tail Current"-Vorspannung VTC 706 bereit. Die größere und zunehmende „Tail Current"-Vorspannung VTC 706 im Abschnitt 718 spannt den Transistor 46 so vor, dass er dem VCO-Kern 22 einen verringerten Strom zuführt. Der verringerte Strom erniedrigt die Spitze-Spitze-Spannungsschwankung und die Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2, wie bei 810 gezeigt. Die erniedrigten Spitze-Spitze-Spannungsschwankungen der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 bei 810 werden für die Transistoren 58 und 60 bereitgestellt, um den Stromfluss durch die Transistoren 58 und 60 zu verringern und um die Abnahme im Spannungssignal VSQ 704 ungefähr beim gleichen Pegel wie die Referenzspannung VREF 702 zu stoppen.
Im stationären Zustand ist das Spannungssignal VSQ 704 ungefähr beim gleichen Pegel wie die Referenzspannung VREF 702, wie bei 720 gezeigt, und der Verstärkerschaltkreis 200 stellt die bei 722 gezeigte „Tail Current"-Vorspannung VTC 706 bereit. Die „Tail Current"-Vorspannung VTC 706 im Bereich 722 spannt den Transistor 46 so vor, dass er dem VCO-Kern 22 einen Strom zuführt, welcher für die bei 812 gezeigten Spitze-Spitze-Spannungsschwankungen und Amplituden der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 sorgt. Die Spitze-Spitze-Spannungsschwankungen der Ausgangssignale OUTPUT1 und OUTPUT2 bei 812 werden für die Transistoren 58 und 60 bereitgestellt, um einen Stromfluss bereitzustellen, welcher das Spannungssignal VSQ 704 ungefähr beim gleichen Pegel wie die Referenzspannung VREF 702 aufrechterhält.
Die Linie 802 zeigt, dass die maximale Spannung der Spitze-Spitze-Spannungsschwankung bei 812 ungefähr 400 m-Volt ist, und die Linie 804 zeigt, dass die minimale Spannung der Spitze-Spitze-Spannungsschwankung bei 812 ungefähr 0 Volt ist. Die Spitze-Spitze-Spannungsschwankung bei 812 ist ungefähr plus oder minus 200 m-Volt oder ungefähr 400 m-Volt, von 0 bis 400 m-Volt.

Claims

Amplitudenregelungsschaltung umfassend: eine erste Schaltung (58, 60, 62, 64, 66, 74, 78; 558, 560, 562, 564, 566, 574, 578), welche dazu eingerichtet ist, differenzielle Signale zu empfangen und ein erstes Signal (VSQ) auf der Grundlage der Amplituden der differenziellen Signale bereitzustellen; eine zweite Schaltung (90, 94, 100; 586, 590, 594, 600), welche dazu eingerichtet ist, ein Vorspannungssignal (VRG) zu empfangen und ein zweites Signal (VREF; IREF) auf der Grundlage des Vorspannungssignals (VRG) bereitzustellen; und eine dritte Schaltung (66, 74, 92, 96; 566, 574, 592, 596), welche dazu eingerichtet ist, eine Vorspannung für die erste Schaltung und das Vorspannungssignal (VRG) für die zweite Schaltung bereitzustellen, wobei das Vorspannungssignal (VRG) festgelegt wird, um gewählte Amplituden der differenziellen Signale bereitzustellen.
Amplitudenregelungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die dritte Schaltung einen Polysilizium-Widerstand (92; 592) umfasst.
Amplitudenregelungsschaltung nach Anspruch 2, wobei der Polysilizium-Widerstand (92; 592) dazu eingerichtet ist, einen Strom zu empfangen, um eine Spannung über den Polysilizium-Widerstand (92; 592) bereitzustellen, welche ein Teil des Vorspannungssignals (VRG) ist.
Amplitudenregelungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die dritte Schaltung einen programmierbaren Widerstand (92; 592) umfasst, welcher dazu eingerichtet ist, das Vorspannungssignal (VRG) einzustellen.
Amplitudenregelungsschaltung nach Anspruch 4, wobei der programmierbare Widerstand (92; 592) einen Strom empfängt, um eine Spannung über den programmierbaren Widerstand (92; 592) bereitzustellen, welche ein Teil des Vorspannungssignals (VAG) ist.
Amplitudenregelungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die dritte Schaltung eine Stromquelle (96; 596) umfasst, welche eine Bandlückenreferenz mit einem Polysilizium-Widerstand aufweist.
Amplitudenregelungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die erste Schaltung Differenzpaartransistoren (58, 60; 558, 560) umfasst, welche dazu eingerichtet sind, von der dritten Schaltung ungefähr bei der Schwellenspannung vorgespannt zu werden.
Amplitudenregelungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei die zweite Schaltung einen Transistor (94) umfasst, welcher dazu eingerichtet ist, mit dem Vorspannungssignal (VAG) vorgespannt zu werden, um Strom durch einen Widerstand (90) zu leiten und das zweite Signal (VREF) bereitzustellen.
Amplitudenregelungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei die zweite Schaltung einen Transistor (594) umfasst, welcher dazu eingerichtet ist, mit dem Vorspannungssignal (VAG) vorgespannt zu werden, um Strom durch einen Stromspiegel (586, 590) zu leiten und das zweite Signal (IREF) bereitzustellen.
Amplitudenregelungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, welche eine vierte Schaltung (89; 200; 300) umfasst, die dazu eingerichtet ist, das erste Signal (VSQ) und das zweite Signal (VREF; IRE F) zu empfangen und ein drittes Signal (VTC) auf der Grundlage der Differenz zwischen dem ersten Signal (VSQ) und dem zweiten Signal (VREF; IREF) bereitzustellen, wobei das dritte Signal (VTC) den Strom durch einen Stromspiegel regelt, um die Amplituden der differenziellen Signale festzulegen.
Amplitudenregelungsschaltung nach Anspruch 10, wobei die vierte Schaltung einen Strombegrenzer (226; 326; 400) aufweist, welcher dazu eingerichtet ist, den Strom durch den Stromspiegel zu begrenzen.
Amplitudenregelungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, welche einen Differenzverstärker (86; 202; 302) umfasst, der dazu eingerichtet ist, das erste Signal (VSQ) und das zweite Signal (VREF) zu empfangen und ein drittes Signal (VTC) auf der Grundlage der Differenz zwischen dem ersten Signal (VSQ) und dem zweiten Signal (VREF) bereitzustellen, wobei das dritte Signal (VTC) die Amplituden der differenziellen Signale regelt.
Amplitudenregelungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, welche einen Differenzverstärker (202; 302) umfasst, der eine Klemmschaltung (226; 326) aufweist, wobei der Differenzverstärker (202; 302) dazu eingerichtet ist, das erste Signal (VSQ) und das zweite Signal (VREF) zu empfangen und ein drittes Signal (VTC) auf der Grundlage der Differenz zwischen dem ersten Signal (VSQ) und dem zweiten Signal (VREF) bereitzustellen, und wobei die Klemmschaltung (226; 326) dazu einge richtet ist, einen unteren Wert des dritten Signals (VTC) zu begrenzen.
Amplitudenregelungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, welche einen Differenzverstärker (202) umfasst, der einen zum Empfangen des ersten Signals (VSQ) eingerichteten Eingang aufweist, wobei der Differenzverstärker (202) so eingerichtet ist, dass er einen dominanten Pol am Eingang aufweist.
Amplitudenregelungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, welche einen Differenzverstärker (302) umfasst, der einen zum Bereitstellen eines dritten Signals (VTC) eingerichteten Ausgang aufweist, wobei der Differenzverstärker (302) so eingerichtet ist, dass er einen dominanten Pol am Ausgang aufweist.
Amplitudenregelungsschaltung umfassend: eine erste Schaltung (58, 60, 62, 64, 66, 74, 78; 558, 560, 562, 564, 566, 574, 578), welche dazu eingerichtet ist, ein erstes Signal und ein zweites Signal zu empfangen und ein drittes Signal (VSQ) auf der Grundlage der Amplituden des ersten Signals und des zweiten Signals bereitzustellen; eine zweite Schaltung (90, 94, 100; 586, 590, 594, 600), welche dazu eingerichtet ist, ein Vorspannungssignal (VRG) zu empfangen und ein viertes Signal (VREF; IREF) auf der Grundlage des Vorspannungssignals (VRG) bereitzustellen; eine dritte Schaltung (89; 200; 300), welche dazu eingerichtet ist, das dritte Signal (VSQ) und das vierte Signal (VREF, IREF) zu empfangen und ein fünftes Signal (VTC) bereitzustellen, um die Amplituden des ersten Signals und des zweiten Signals zu regeln; und eine vierte Schaltung (66, 74, 92, 96; 566, 574, 592, 596), welche einen programmierbaren Widerstand (92; 592) umfasst, der auf einen gewählten Widerstandswert programmiert ist, um eine gewählte Spannung über den programmierbaren Widerstand (92; 592) bereitzustellen, um gewählte Amplituden des ersten Signals und des zweiten Signals zu erhalten, wobei die vierte Schaltung dazu eingerichtet ist, das Vorspannungssignal (VRG) für die zweite Schaltung bereitzustellen, und wobei die Spannung über den programmierbaren Widerstand (92; 592) ein Teil des Vorspannungssignals (VRG) ist.
Amplitudenregelungsschaltung nach Anspruch 16, wobei die Spannung über den programmierbaren Widerstand (92; 592) gleich einer der gewählten Amplituden des ersten Signals und des zweiten Signals geteilt durch die Quadratwurzel aus 2 ist.
Amplitudenregelungsschaltung nach Anspruch 16 oder 17, wobei das erste Signal und das zweite Signal außer Phase schwingende Signale sind.
Amplitudenregelungsschaltung nach einem der Ansprüche 16 bis 18, wobei die vierte Schaltung einen als Diode angeschlossenen Transistor (66; 566) umfasst, welcher dazu eingerichtet ist, eine Vorspannung von ungefähr der Schwellenspannung für die erste Schaltung bereitzustellen, und wobei das Vorspannungssignal (VRG) die Vorspannung plus die gewählte Spannung über den programmierbaren Widerstand (92; 592) umfasst.
Amplitudenregelungsschaltung nach einem der Ansprüche 16 bis 19, wobei die zweite Schaltung einen Transistor (94) umfasst, welcher dazu eingerichtet ist, Strom durch einen Widerstand (90) zu leiten, um das vierte Signal (VREF) bereitzustellen.
Amplitudenregelungsschaltung nach einem der Ansprüche 16 bis 20, wobei die zweite Schaltung einen Transistor (594) umfasst, welcher dazu eingerichtet ist, Strom durch einen Stromspiegel (586, 590) zu leiten, um das vierte Signal (IRE F) bereitzustellen.
Amplitudenregelungsschaltung umfassend: Mittel (58, 60, 62, 64, 66, 74, 78; 558, 560, 562, 564, 566, 574, 578) zum Bereitstellen eines ersten Signals (VSQ) auf der Grundlage von Signalamplituden; Mittel (66, 74, 92, 96; 566, 574, 592, 596) zum Bereitstellen einer Vorspannung für die Mittel zum Bereitstellen eines ersten Signals (VSQ); Mittel (66, 74, 92, 96; 566, 574, 592, 596) zum Bereitstellen eines Vorspannungssignals (VRG), welches die Vorspannung umfasst; Mittel (92, 96; 592, 596) zum Einstellen des Vorspannungssignals (VRG), um gewählte Signalamplituden bereitzustellen; und Mittel (90, 94, 100; 586, 590, 594, 600) zum Bereitstellen eines zweiten Signals (VREF; IREF) auf der Grundlage des Vorspannungssignals (VRG).
Amplitudenregelungsschaltung nach Anspruch 22, wobei das Mittel zum Einstellen umfasst: Mittel (96; 596) zum Zuführen eines Stroms zu einem Widerstandsnetzwerk (92; 592); und Mittel (118, 120, 122), um Widerstandselemente (110, 112, 114, 116) in das Widerstandsnetzwerk (92; 592) hinein oder aus dem Widerstandsnetzwerk (92; 592) zu schalten.
Amplitudenregelungsschaltung nach Anspruch 22 oder 23, umfassend: Mittel (98; 200; 3O0) zum Vergleichen des ersten Signals (VSQ) und des zweiten Signals (VREF), um ein Ausgangssignal (VTC) zu erhalten; und Mittel (42, 44, 46; 542, 544, 546) zum Festlegen der Signalamplituden auf der Grundlage des Ausgangssignals (VTC).
Amplitudenregelungsschaltung nach Anspruch 24, wobei die Mittel zum Vergleichen umfassen: Mittel (226; 326) zum Begrenzen des Ausgangssignals (VTC).
Amplitudenregelungsschaltung nach Anspruch 24 oder 25, wobei die Mittel zum Festlegen der Amplituden umfassen: Mittel zum Leiten von Strom durch einen Stromspiegel.
Spannungsgesteuerter Oszillator umfassend: eine Schaltung (22; 522), welche dazu eingerichtet ist, schwingende differenzielle Signale bereitzustellen; und eine Amplitudenregelungsschaltung (24; 524) nach einem der Ansprüche 1 bis 26, welche mit der Schaltung (22; 522), die dazu eingerichtet ist, schwingende differenzielle Signale bereitzustellen, gekoppelt ist.
Spannungsgesteuerter Oszillator umfassend: eine erste Schaltung (22; 522), welche dazu eingerichtet ist, schwingende differenzielle Signale bereitzustellen; eine zweite Schaltung (58, 60, 62, 64, 66, 74, 78; 558, 560, 562, 564, 566, 574, 578), welche dazu eingerichtet ist, die schwingenden differenziellen Signale zu empfangen und ein erstes Signal (VSQ) auf der Grundlage der Amplituden der schwingenden differenziellen Signale bereitzustellen; eine dritte Schaltung (89; 200; 300), welche dazu eingerichtet ist, das erste Signal (VSQ) und ein Referenzsignal (VREF; IREF) zu empfangen und ein zweites Signal (VTC) auf der Grund lage eines Vergleichs des ersten Signals (VSQ) und des Referenzsignals (VREF; IREF) bereitzustellen; und eine vierte Schaltung (66, 74, 90, 92, 94, 96, 100; 566, 574, 586, 590, 592, 594, 596, 600), welche dazu eingerichtet ist, das Referenzsignal (VREF; IREF) für die dritte Schaltung (89; 200; 300) und eine Gleichstrom-Vorspannung für die zweite Schaltung bereitzustellen, wobei das Referenzsignal (VREF; IREF) eingestellt wird, um gewählte Amplituden der schwingenden differenziellen Signale bereitzustellen.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 28, wobei die vierte Schaltung ein einstellbares Signal (VRG) bereitstellt, welches das Referenzsignal (VREF; IREF) einstellt, wobei das einstellbare Signal (VRG) für Niederspannungsbetrieb skaliert ist.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 28 oder 29, wobei die vierte Schaltung ein einstellbares Signal (VRG) bereitstellt, welches das Referenzsignal (VREF; IREF) einstellt, wobei das einstellbare Signal (VRG) ungefähr gleich den gewählten Amplituden der differenziellen Signale geteilt durch die Quadratwurzel aus 2 ist.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der Ansprüche 28 bis 30, wobei das Referenzsignal (VREF; IREF) eine über einen Widerstand (90) bereitgestellte Referenzspannung (VREF) oder ein über einen Stromspiegel (586, 590) bereitgestellter Referenzstrom (IREF) ist.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der Ansprüche 28 bis 31, wobei die erste Schaltung einen Transistor (46; 546) umfasst, welcher dazu eingerichtet ist, mit dem zweiten Signal (VTC) vorgespannt zu werden, um der ersten Schaltung Strom zuzuführen.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der Ansprüche 28 bis 32, wobei die erste Schaltung einen „Tail Current"-Transistor (546) und die dritte Schaltung einen Stromspiegeltransistor (587) umfasst, wobei der „Tail Current"-Transistor (546) und der Stromspiegeltransistor (587) in einem Stromspiegel ausgestaltet sind, um der ersten Schaltung Strom zuzuführen.
Verfahren zum Regeln von Signalamplituden, umfassend die Schritte: Empfangen einer Vorspannung und differenzieller Signale an einer ersten Schaltung (58, 60, 62, 64, 66, 74, 78; 558, 560, 562, 564, 566, 574, 578); Bereitstellen eines ersten Signals (VSQ) auf der Grundlage von Amplituden der empfangenen differenziellen Signale; Empfangen eines Vorspannungssignals (VRG), welches die Vorspannung umfasst, an einer zweiten Schaltung (90, 94, 100; 586, 590, 594, 600); und Bereitstellen eines zweiten Signals (VREF; IREF) auf der Grundlage des Vorspannungssignals (VRG).
Verfahren nach Anspruch 34, umfassend: Vergleichen des ersten Signals (VSQ) mit dem zweiten Signal (VREF; IREF); und Bereitstellen eines dritten Signals (VTC) auf der Grundlage des Vergleichs, um die Amplituden der differenziellen Signale zu regeln.
Verfahren nach Anspruch 34 oder 35, umfassend: Wählen eines Widerstandswerts für einen Widerstand (92; 592); und Bereitstellen des Vorspannungssignals (VRG) auf der Grundlage der Vorspannung und des gewählten Widerstandswerts.
Verfahren nach Anspruch 36, wobei das Bereitstellen des Vorspannungssignals umfasst: Bereitstellen eines Stroms für den Widerstand (92; 592).
Verfahren nach einem der Ansprüche 34 bis 37, wobei das Empfangen einer Vorspannung und differenzieller Signale umfasst: Blockieren von Gleichstrom-Komponenten der differenziellen Signale; und Empfangen von alternierenden Komponenten der differenziellen Signale an Differenzpaartransistoren (58, 60; 558, 560).
Verfahren nach einem der Ansprüche 33 bis 38, wobei das Bereitstellen des zweiten Signals (VREF) umfasst: Vorspannen eines Transistors (94), um einen Strom durch einen Widerstand (90) zu regeln.
Verfahren nach einem der Ansprüche 33 bis 39, wobei das Bereitstellen des zweiten Signals (IREF) umfasst: Vorspannen eines Transistors (594), um einen Strom durch einen Stromspiegel (586, 590) zu regeln.