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Die
Erfindung bezieht sich auf eine Phasenregelkreisschaltung, auf ein
Verfahren zum Verriegeln der Phase, ein Speicherbauelement und ein Speichersystem.
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1A zeigt
einen herkömmlichen
Phasenregelkreis, der einen Phasenfrequenzdetektor (PFD) 10,
eine Ladungspumpe (CP) 12, einen Schleifenfilter (LF) 14,
einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 16, einen oder
mehrere Teiler 18-1, 18-2 und/oder einen oder
mehrere Teiler 20 umfassen kann.
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Der
Phasenfrequenzdetektor (PFD) 10 kann ein externes Taktsignal
ECLK empfangen und ein UP- oder DN-Signal in Abhängigkeit von einer Phasendifferenz
zwischen dem externen Taktsignal ECLK und einem zurückgekoppelten
Taktsignal DCLK erzeugen. Wenn die Phase des externen Eingangssignals
ECLK der Phase des zurückgekoppelten
Taktsignals DCLK vorauseilt, wird das UP-Signal aktiviert. Wenn
die Phase des Signals ECLK der Phase des Signals DCLK nacheilt,
wird das DN-Signal aktiviert.
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Die
Ladungspumpe (CP) 12 und/oder der Schleifenfilter (LF) 14 können den
Pegel einer Steuerspannung (Vc) in Abhängigkeit von dem aktivierten UP-Signal
erhöhen
und können
den Pegel der Steuerspannung Vc in Abhängigkeit von dem aktivierten DN-Signal
reduzieren.
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Wenn
beispielsweise die Frequenz des externen Taktsignals ECLK 1 GHz
beträgt,
kann ein herkömmlicher
spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 16 zwei Taktsignale
CLK und CLKB jeweils mit einer Frequenz von 4GHZ erzeugen, um einen
oder mehrere endgültige
interne Takte mit einer Frequenz von 2 GHz zu erhalten. Der Teiler 18-1 kann
das Taktsignal CLK teilen, um zwei Taktsignale ICLK0 und ICLK180
jeweils mit einer Frequenz von 2 GHz zu erzeugen. Der Teiler 18-2 kann
das invertierte Taktsignal CLKB teilen, um zwei Taktsignale ICLK90
und ICLK270 jeweils mit einer Frequenz von 2 GHz zu erzeugen.
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Der
Teiler 20 kann eines der Taktsignale ICLK0, ICLK180, ICLK90
und ICLK270 empfangen und ein geteiltes Taktsignal DCLK mit einer
Frequenz von 1 GHz ausgeben, die gleich der Frequenz des Signals
ECLK ist.
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D.h.,
dass der Teiler 20 zum Erzeugen der endgültigen internen
Taktsignale ICLK0, ICLK180, ICLK90 und ICLK270 mit einer jeweiligen
Frequenz größer als
die des Signals ECLK notwendig ist. In anderen Worten sind die Frequenzen
der endgültigen internen
Takte ICLK0~ICLK270 gleich der Frequenz des externen Eingangstakts
ECLK, wenn eine PLL den Teiler 20 nicht umfasst. Die jeweilige
Frequenz der Signale CLK und CLKB muss jedoch viermal höher sein
als die des Signals ECLK, um die endgültigen internen Takte ICLK0~ICLK270
mit einer Frequenz zu erzeugen, die doppelt so groß ist wie
die des Signals ECLK.
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Als
Folge hiervon ist ein Problem herkömmlicher Phasenregelkreise,
dass höherfrequente
interne Taktsignale (beispielsweise 4 GHz oder höher) nur schwierig durch einen
VCO erzeugt werden können, wenn
eine Versorgungsspannung VCC niedrig ist (beispielsweise niedriger
als 2VDD oder niedriger als 1.8V). Weiterhin können herkömmliche Phasenregelkreise eine
größere Chipfläche als
Folge der Anzahl von Teilern aufweisen.
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1B zeigt
einen weiteren herkömmlichen Phasenregelkreis.
Der herkömmliche
Phasenregelkreis von 1B umfasst einige identische
Elemente wie der in 1A gezeigte Phasenregelkreis.
Zusätzlich
zu dem einen oder den mehreren Teilern 18-1 und 18-2 und
dem einen oder den mehreren Teilern 20, kann der herkömmliche
Phasenregelkreis von 1B weiterhin einen oder mehrere
Teiler 18-3, 18-4, 18-5 und 18-6 aufweisen.
Wie gezeigt, ist die jeweilige Frequenz der Signale CLK und CLKB
achtmal größer als
die des Signals ECLK, während
die jeweilige Frequenz der Signale iCLK0~iCLK270 viermal größer ist
als die des Signals ECLK. Weiterhin ist die jeweilige Frequenz der
Signale ICLK0~IXLK315 zweimal größer als
diejenige des Signals ECLK.
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Beispielsweise
beträgt
die Frequenz der Signale CLK und CLKB 8 GHz, die Frequenz der Signale iCLK0~iCLK270
4 GHz und die Frequenz der Signale ICLK0~ICLK315 2 GHz, wenn die
Frequenz des Signals ECLK 1 GHz beträgt. Bei niedrigen Versorgungsspannungen,
beispielsweise weniger als 2VDD, kann einherkömmlicher VCO 16 die
Ausgangstakte CLK und CLKB mit einer Frequenz von 8 GHz nicht erzeugen.
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2 zeigt
einen herkömmlichen
spannungsgesteuerten Oszillator, beispielsweise den VCO 16 von 1A oder 1B.
Der herkömmliche spannungsgesteuerte
Oszillator kann einen ersten Ringoszillator 16-1 mit einem
oder mehreren Invertern I1, I2 und I3 in Schleifenkonfiguration,
einen zweiten Ringoszillator 16-2 mit einem oder mehreren Invertern
I4, I5 und I6 in einer Schleifenkonfiguration (beispielsweise in
einer identischen Konfiguration wie der erste Ringoszillator 16-1)
und einen Zwischenspeicherschaltkreis 16-3 zum Zwischenspeichern
der Signale CLK und CLKB umfassen, der einen oder mehrere Inverter
I7 und I8 umfasst.
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Die
Frequenz des Ausgangstakts CLK/CLKB kann in Abhängigkeit von einem Pegel der
Spannung Vc gesteuert werden. Wenn der Pegel von Vc erhöht wird,
kann die Frequenz des Ausgangstakts CLK/CLKB erhöht werden. Wenn der Pegel von
Vc erniedrigt wird, kann die Frequenz des Ausgangstakts CLK/CLKB
erniedrigt werden. Ein Problem kann sein, dass die Spannung Vc einen
zu niedrigen Pegel aufweist (wenn sie durch eine Versorgung mit
niedrigem Pegel zur Verfügung
gestellt wird), so dass die hochfrequenten Ausgangstaktsignale CLK/CLKB
(beispielsweise mit 4 GHz oder mehr) nicht erzeugt werden können.
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3A zeigt
ein Zeitablaufdiagramm eines beispielhaften Betriebs eines herkömmlichen
Phasenregelkreises, beispielsweise des herkömmlichen Phasenregelkreises
von 1A.
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Der
spannungsgesteuerte Oszillator 16 kann die beiden Taktsignale
CLK und CLKB mit einer Phasendifferenz von 180° erzeugen, die eine viermal
größere Frequenz
als die des Signals ECLK aufweisen. Die jeweilige Frequenz der Signale
ICLK0~ICLK270 kann zweimal größer sein
als die des Signals ECLK.
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3A zeigt,
dass der interne Takt ICLK0 mit dem externen Takt ECLK verriegelt
ist. Wenn eine Versorgungsspannung einen höheren Pegel aufweist, können alle
oben genannten, internen Taktsignale normal erzeugt werden. Wenn
jedoch eine Versorgungsspannung einen niedrigeren Pegel aufweist,
ist es nicht möglich,
das Zeitablaufdiagramm von 3A zu
erzeugen.
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3B zeigt
ein Zeitablaufdiagramm eines beispielhaften Betriebs eines herkömmlichen
Phasenregelkreises, beispielsweise des herkömmlichen Phasenregelkreises
von 1B.
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Der
spannungsgesteuerte Oszillator 16 kann die beiden Taktsignale
CLK und CLKB mit einer Phasendifferenz von 180° erzeugen, die jeweils eine
Frequenz aufweisen, die achtmal so groß ist wie die des Signals ECLK.
Die jeweilige Frequenz der Signale iCLK0~iCLK270 kann viermal so
groß sein
wie die des Signals ECLK. Die jeweilige Frequenz der Signale ICLK~ICLK315
kann zweimal so groß sein
wie die des Signals ECLK.
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3B zeigt,
dass der interne Takt ICLK0 mit dem externen Takt ECLK verriegelt
ist. Wenn eine Versorgungsspannung einen höheren Pegel aufweist, können alle
oben genannten, internen Taktsignale normal erzeugt werden. Wenn
jedoch eine Versorgungsspannung einen niedrigeren Pegel aufweist,
ist es unmöglich,
wie oben ausgeführt,
das Zeitablaufdiagramm von 3B zu
erzeugen.
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Phasenregelkreisschaltung,
ein Verfahren zum Verriegeln der Phase, ein Speicherbauelement und ein
Speichersystem zur Verfügung
zu stellen, die einen stabilen Betrieb über einen großen Versorgungsspannungsbereich
sicherstellen.
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Die
Erfindung löst
dieses Problem durch eine Phasenregelkreisschaltung mit den Merkmalen
des Anspruchs 1 oder 26, ein Verfahren zum Verriegeln der Phase
mit den Merkmalen des Anspruchs 27 oder 28, ein Speicherbauelement
mit den Merkmalen des Anspruchs 29 und ein Speichersystem mit den Merkmalen
des Anspruchs 31.
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Bevorzugte
Ausführungsformen
der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche, deren Wortlaut hiermit
durch Bezugnahme in die Be schreibung aufgenommen wird, um unnötige Textwiederholungen
zu vermeiden.
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Beispielhafte
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung betreffen Speicherbauelemente und Verfahren
zum Schreiben und Lesen von Daten aus einem Speicherzellenfeld,
die mindestens vier Schleifen umfassen und mehrere interne Taktsignale erzeugen.
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Beispielhafte
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung betreffen Speichersysteme und Verfahren
zum Schreiben von Daten in und Lesen von Daten aus einem Speicher,
der eine Anzahl von Speicherbauelementen enthält, die mindestens vier Schleifen
aufweisen und mehrere interne Taktsignale erzeugen.
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Beispielhafte
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung betreffen Phasenregelkreisschaltungen,
Speicherbauelemente und Speichersysteme, welche einen spannungsgesteuerten
Oszillatorschaltkreis mit einem Hyper-Ringoszillator beinhalten.
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Beispielhafte
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung betreffen Phasenregelkreisschaltungen,
Speicherbauelemente und Speichersysteme, bei welchen ein spannungsgesteuerter
Oszillatorschaltkreis ein oder mehrere Schleifenschaltkreise aufweist.
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Beispielhafte
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung betreffen Phasenregelkreisschaltungen,
Speicherbauelemente und Speichersysteme, welche eine verringerte
Anzahl von Teilern oder keine Teiler aufweisen.
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Beispielhafte
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung betreffen Phasenregelkreisschaltungen,
Speicherbauelemente und Speichersys teme, welche eine verringerte
Chipfläche
aufweisen, da weniger Teiler oder keine Teiler benötigt werden.
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Beispielhafte
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung betreffen Phasenregelkreisschaltungen,
Verfahren zum Verriegeln der Phase eines zurückgekoppelten Taktsignals mit
einem externen Taktsignal, Speicherbauelemente, Verfahren zum Schreiben
von Daten in und zum Lesen von Daten aus einem Speicherzellenfeld,
Speichersysteme und Verfahren zum Schreiben von Daten in und Lesen von
Daten aus einem Speicher, der eine Anzahl von Speicherbauelementen
umfasst, welche höherfrequente
interne Taktsignale (beispielsweise 2 GHz und mehr) erzeugen können, obgleich
eine Versorgungsspannung VDD vergleichsweise niedrig ist (beispielsweise
kleiner als 2V).
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In
einer weiteren beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung ist der Schleifenfilterschaltkreis als ein digitaler Schleifenfilterschaltkreis
ausgebildet.
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In
einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung umfasst ein Verfahren zum Schreiben von
Daten in und Lesen von Daten aus einem Speichenzellenfeld die Schritte:
Empfangen eines externen Taktsignals und eines zurückgekoppelten
Taktsignals, direktes Erzeugen von mindestens n (wobei n eine ganze
Zahl ≥ 4
ist) internen Taktsignalen als Antwort auf ein externes Taktsignal
und das zurückgekoppelte
Signal, Erzeugen von p Steuersignalen (wobei p eine ganze Zahl ≥ 3 ist) als
Antwort auf die mindestens n internen Taktsignale, Empfangen eines
seriellen Bitstroms und Umwandeln des seriellen Bitstroms in einen
parallelen Bitstrom, der als Antwort auf jedes der p Steuersignale
in das Speicherzellenfeld geschrieben werden kann, und Empfangen
von einem parallelen Bitstrom aus dem Speicherzellenfeld und Umwandeln
des parallelen Bitstroms in einen seriellen Bitstrom als Antwort
auf jedes der p Steuersignale.
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In
einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung umfasst ein Speichersystem einen Speicher
mit einer Anzahl von Speicherbauelementen, wobei jedes Speicherbauelement
ein Speicherzellenfeld und einen Phasenregelschaltkreis umfasst,
welcher ein externes Taktsignal und ein zurückgekoppeltes Signal empfängt und
mindestens n (wobei n ein ganze Zahl ≥ 4 ist) interne Taktsignale direkt erzeugt,
einen Steuersignalgeneratorschaltkreis zum Empfangen der mindestens
n internen Taktsignale und Erzeugen von p Steuersignalen (wobei
p eine ganze Zahl ≥ 3
ist), mindestens einen Seriell-Parallel-Wandler zum Empfangen eines
seriellen Bitstromes von m Bits (wobei m eine ganze Zahl ≥ 1 ist) und Umwandeln
des seriellen Bitstroms von m Bits in einen parallelen Bitstrom,
der als Antwort auf jedes der p Steuersignale in ein Speicherzellenfeld
schreibbar ist, mindestens einen Parallel-Seriell-Wandler zum Empfangen
eines parallelen Bitstromes aus einem Speicherzellenfeld und Umwandeln
des parallelen Bitstroms in einen seriellen Bitstrom als Antwort
auf jedes der p Steuersignale und eine Speichersteuereinheit, die
das externe Taktsignal für
den Phasenregelkreis eines jeweiligen Speicherbauelements derart
bereitstellt, dass der Phasenregelkreis die mindestens n internen
Taktsignale, die an dem Steuersignalgeneratorschaltkreis anliegen,
erzeugen kann, und die ein Befehlsignal und ein Adresssignal bereitstellt,
um den parallelen Bitstrom aus einem beliebigen der Anzahl von Speicherbauelementen
zu lesen und den seriellen Bitstrom in ein beliebiges der Anzahl
von Speicherbauelementen zu schreiben.
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In
einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung umfasst ein Verfahren zum Schreiben von
Daten in und zum Lesen von Daten aus einem Speicher mit einer Anzahl
von Speicherbauelementen die Schritte: Bereitstellen eines externen
Taktsignals für
ein jeweiliges Speicherbauelement aus einer Anzahl von Speicherbauelementen, direktes
Erzeugen von mindestens n (wobei n eine ganze Zahl ≥ 4 ist) internen Taktsignalen
aus dem externen Taktsignal, Erzeugen von p Steuersignalen (wobei
p eine ganze Zahl ≥ 3
ist) als Antwort auf die mindestens n internen Taktsignale, Empfangen
eines seriellen Datenstroms und Umwandeln des seriellen Datenstroms
in einen parallelen Datenstrom, welcher als Antwort auf jedes der
p Steuersignale in ein beliebiges Speicherbauelement aus der Anzahl
von Speicherbauelementen geschrieben werden kann, Bereitstellen
eines Schreibbefehlssignals und eines Adresssignals, um den parallelen
Datenstrom in mindestens eines aus der Anzahl von Speicherbauelementen
zu schreiben, Bereitstellen eines Lesebefehlssignals und eines Adresssignals,
um einen parallelen Datenstrom aus mindestens einem aus der Anzahl
von Speicherbauelementen zu lesen, Empfangen des parallelen Datenstroms
aus einem beliebigen aus der Anzahl von Speicherbauelementen und
Umwandeln des parallelen Datenstroms in einen seriellen Datenstrom
als Antwort auf jedes der p Steuersignale.
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Vorteilhafte
Ausführungsformen
der Erfindung, die nachfolgend detailliert beschrieben sind, und
auch die oben zur Erleichterung des Verständnisses der Erfindung erörterten
herkömmlichen
Ausführungsformen
sind in den Zeichnungen dargestellt. Hierbei zeigt:
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1A einen
herkömmlichen
Phasenregelkreis bzw. eine herkömmliche
Phasenregelschleife,
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1B einen
weiteren herkömmlichen
Phasenregelkreis,
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2 einen
herkömmlichen
spannungsgesteuerten Oszillator,
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3A ein
Zeitablaufdiagramm, das einen beispielhaften Betrieb eines herkömmlichen
Phasenregelkreises veranschaulicht,
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3B ein
Zeitablaufdiagramm, das einen beispielhaften Betrieb eines weiteren
herkömmlichen Phasenregelkreises
veranschaulicht,
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4 einen
Phasenregelkreis gemäß einer beispielhaften
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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5A einen
spannungsgesteuerten Oszillator gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung,
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5B ein
beispielhaftes Äquivalenzdiagramm
des spannungsgesteuerten Oszillators von 5A,
-
6A einen
spannungsgesteuerten Oszillator gemäß einer weiteren beispielhaften
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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6B eine
weitere Darstellung des spannungsgesteuerten Oszillators von 6A,
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6C ein
beispielhaftes Äquivalenzdiagramm
des spannungsgesteuerten Oszillators von 6A,
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7 ein
Zeitablaufdiagramm des Betriebs des Phasenregelkreises von 6A gemäß einer beispielhaften
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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8A einen
spannungsgesteuerten Oszillator gemäß einer weiteren beispielhaften
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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8B ein
beispielhaftes Äquivalenzdiagramm
des spannungsgesteuerten Oszillators von 8A,
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9 ein
Zeitablaufdiagramm des Betriebs des spannungsgesteuerten Oszillators
von 8A gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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10 ein
beispielhaftes Äquivalenzdiagramm
eines spannungsgesteuerten Oszillators gemäß einer weiteren beispielhaften
Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung,
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11 ein
Zeitablaufdiagramm des Betriebs des spannungsgesteuerten Oszillators
von 10 gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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12 ein
beispielhaftes Äquivalenzdiagramm
eines spannungsgesteuerten Oszillators gemäß einer weiteren beispielhaften
Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung,
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13 ein
Zeitablaufdiagramm des Betriebs des spannungsgesteuerten Oszillators
von 12 gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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14A einen Phasendetektor gemäß einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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14B einen Phasendetektor gemäß einer weiteren beispielhaften
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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14C ein Zeitablaufdiagramm des Betriebs des Phasendetektors
von 14B gemäß einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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15A eine Ladungspumpe und ein Schleifenfilter
gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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15B ein Zeitablaufdiagramm des Betriebs der Ladungspumpe
und des Schleifenfilters von 15A gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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15C ein Zeitablaufdiagramm des Betriebs der Ladungspumpe
und des Schleifenfilters von 15A gemäß einer
weiteren beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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16A einen Teiler gemäß einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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16B einen Teiler gemäß einer weiteren beispielhaften
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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17 einen
Phasenregelkreis gemäß einer weiteren
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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18 einen
Phasenregelkreis gemäß einer weiteren
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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19 einen
Digital-Analog-Wandler und ein Schleifenfilter gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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20 eine
Simulation eines Frequenzverhaltens eines spannungsgesteuerten Oszillators
gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung im Vergleich zu einem Frequenzverhalten
eines herkömmlichen
spannungsgesteuerten Oszillators,
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21 ein
Speichersystem mit einem Phasenregelkreis gemäß einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung und
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22 ein
Speicherbauelement mit einem Phasenregelkreis gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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Es
versteht sich, dass wenn ein Element als mit einem anderen Element „verbunden" oder „gekoppelt" bezeichnet wird,
es unmittelbar bzw. direkt mit dem anderen Element verbunden bzw.
gekoppelt sein kann oder dass dazwischen liegende Elemente vorhanden
sein können.
Im Unterschied dazu sind, wenn ein Element als „direkt verbunden" oder „direkt gekoppelt" bezeichnet wird,
keine dazwischen liegenden Elemente vorhanden. Andere Ausdrücke, die dazu
verwendet werden Verbindung zwischen Elementen auszudrücken, sind
in einer entsprechenden Art und Weise aufzufassen (d.h. „zwischen" im Unterschied zu „unmittelbar
zwischen", „benachbart" im Unterschied zu "unmittelbar benachbart" usw.).
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4 veranschaulicht
einen Phasenregelkreis gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung, der einen Phasen-Frequenz-Detektor (PFD) 10,
eine Ladungspumpe (CP) 12, ein Schleifenfilter (LF) 14,
einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 16' und/oder einen
oder mehrere Teiler 20 umfasst. Der VCO 16' kann unmittelbar
eine Anzahl von höherfrequenten
(zum Beispiel 2 GHz und mehr) internen Taktsignalen ICLK1~ICLKn
erzeugen, die den internen Taktsignalen ICLK0~ICLK270 von 1A entsprechend,
obgleich eine Versorgungsspannung VDD vergleichsweise gering ist
(zum Beispiel kleiner als 2V). In einer beispielhaften Ausführungsform
kann der VCO 16' zusammen
mit einem Hyper-Ringoszillator ausgebildet sein, welcher unmittelbar
oder direkt eine Anzahl von internen Taktsignalen erzeugen kann
(zum Beispiel vier Taktsignale oder mehr), die eine regelmäßige Phasendifferenz
aufweisen. Des Weiteren kann ein VCO, beispielsweise VCO 16', gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung eine verringerte Chipfläche aufweisen,
da keine Teiler, zum Beispiel die Teiler 18-1, 18-2 und/oder 20, benötigt werden.
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5A veranschaulicht
einen spannungsgesteuerten Oszillator gemäß einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, der eine Anzahl von Invertern I1 bis
I6 umfasst. In einer beispielhaften Ausführungsform umfasst ein erster Schleifenschaltkreis
die Inverter I4, I5, I2 und I3, ein zweiter Schleifenschaltkreis
umfasst die Inverter I1, I2 und I3 und ein dritter Schleifenschaltkreis
umfasst die Inverter I4, I6 und I3. Ein Takt ICLK0 kann durch eine
Phasenkombination oder eine phasenrichtige Addition der von I1 und
I5 erzeugten Taktsignale erzeugt werden. Jedes Taktsignal ICLK90,
ICLK180, ICLK270 kann nach ähnlichen
Prinzipien, wie dem einer phasenrichtigen Addition, erzeugt werden.
In einer beispielhaften Ausführungsform
kann die Phase an einem Knoten D der Phase an einem Knoten A um 90° vorauseilen.
Die Phase des Knotens C kann der Phase des Knotens D um 90° vorauseilen.
Die Phasen eines jeweiligen Knotens kann auf entsprechende Weise
bestimmt werden, so dass die Knoten gleichmäßig hinsichtlich ihrer Phasenlage
beabstandet sind.
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5B zeigt
ein Äquivalenzdiagramm
(equivalent Diagramm) des spannungsgesteuerten Oszillators von 5A,
welches die Anzahl von Invertern I1 bis I6 und der Takte ICLK0,
ICLK90, ICLK180 und ICLK270 darstellt bzw. veranschaulicht. In der
beispielhaften Ausführungsform
der 5A und 5B empfängt jeder
der Knoten A und B zwei Eingangssignale (I1, I5/I2, I6) und gibt
ein Ausgangssignal (I2/I3) aus, wäh rend jeder der Knoten C und
D ein Eingangssignal (I3/I4) empfängt und zwei Ausgangssignale
(I1, I4/I5, I6) ausgibt.
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6A zeigt
einen spannungsgesteuerten Oszillator gemäß einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, der eine Anzahl von Invertern I1 bis
I8 umfasst. In einer beispielhaften Ausführungsform umfasst ein erster
Schleifenschaltkreis die Inverter I1, I2, I3 und I4, ein zweiter
Schleifenschaltkreis umfasst die Inverter I1, I2 und I8, ein dritter
Schleifenschaltkreis umfasst die Inverter I3, I4 und I7, ein vierter
Schleifenschaltkreis umfasst die Inverter I2, I3 und I6, ein fünfter Schleifenschaltkreis umfasst
die Inverter I7 und I8, ein sechster Schleifenschaltkreis umfasst
die Inverter I5 und I6 und ein siebter Schleifenschaltkreis umfasst
die Inverter I1, I5 und I4.
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6B zeigt
eine Alternative zu 6A und 6C zeigt
ein Äquivalenzdiagramm
des spannungsgesteuerten Oszillators von 6A, das
die Anzahl von Invertern I1 bis I8 und die Taktsignale ICLK0, ICLK90,
ICLK180 und ICLK270 veranschaulicht. In der beispielhaften Ausführungsform
der 6A und 6B empfängt jeder
Knoten A, B, C und D zwei Eingangssignale (I1, I6/I2, I7/I3, I5/I4,
I8) und gibt ein Ausgangssignal (I2/I3/I4/I1) aus.
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7 zeigt
ein Zeitablaufdiagramm, das den Betrieb des Phasenregelkreises von 6A gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Wie abgebildet, ist die
Frequenz von allen internen Taktsignalen ICLK0~ICLK270 zweifach
größer als
die des externen Taktsignals ECLK. Demzufolge kann der Phasenregelkreis
von 6A eine Anzahl von internen Taktsignalen (zum
Beispiel vier oder mehr) mit einer hohen Frequenz (zum Beispiel
2 GHz oder mehr) erzeugen, die den internen Taktsignalen ICLK0~ICLK270
von 1A entsprechen, ohne dass Teiler benötigt werden,
selbst wenn die Versorgungsspannung VDD niedrig ist (zum Beispiel
weniger als 2V).
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8A veranschaulicht
einen spannungsgesteuerten Oszillator gemäß einer weiteren beispielhaften
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, der eine Anzahl von Invertern I1 bis
I10 umfasst. Die Taktsignale ICLK0, ICLK72, ICLK144, ICLK216 und
ICLK288 können
mittels eines Prinzips wie der phasenrichtigen Addition oder der
Phasenkombination erzeugt werden. In einer beispielhaften Ausführungsform
können
sich die Phasen der Knoten A–E
um 72° unterscheiden.
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Die 8B zeigt
ein beispielhaftes Äquivalenzdiagramm
des spannungsgesteuerten Oszillators von 8A, das
die Anzahl der Inverter I1 bis I10 und die Taktsignale ICLK0, ICLK72,
ICLK144, ICLK216 und ICLK288 veranschaulicht. In der beispielhaften
Ausführungsform
der 8A und 8B empfängt jeder
Knoten A–E
zwei Eingangssignale (I2, I6/I1, I10/I5, I9/I4, I7/I3, I8) und gibt
zwei Ausgangssignale (I3, I7/I2, I6/I1, I6/I5, I10/I4, I9) aus.
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9 zeigt
ein Zeitablaufdiagramm eines Betriebs des Phasenregelkreises von 8A gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Wie dargestellt, ist die Frequenz von allen
fünf internen
Taktsignalen ICLK0, ICLK72, ICLK144, ICLK216 und ICLK288 doppelt
so groß wie die
des externen Taktsignals ECLK. Demzufolge kann der Phasenregelkreis
von 8A eine Anzahl von internen Taktsignalen (zum
Beispiel vier und mehr) mit einer hohen Frequenz (zum Beispiel 2
GHz und mehr) erzeugen, ohne dass Teiler benötigt werden, selbst wenn die
Versorgungsspannung VDD niedrig ist (zum Beispiel weniger als 2V).
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10 zeigt
ein beispielhaftes Äquivalenzdiagramm
eines spannungsgesteuerten Oszillators gemäß einer weiteren beispielhaften
Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung, das eine Anzahl von Invertern, Knoten A–F und Taktsignale
CLK0, CLK60, CLK120, CLK180, CLK240 und CLK300 veranschaulicht.
In einer beispielhaften Ausführungsform
können sich
die Phasen der Knoten A–F
um 60° unterscheiden.
In der beispielhaften Ausführungsform
der 10 empfängt
jeder der Knoten A–F
drei Eingangssignale und gibt zwei Ausgangssignale aus.
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11 zeigt
ein Zeitablaufdiagramm eines Betriebs des spannungsgesteuerten Oszillators
von 10 gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung. Die Taktsignale CLK0, CLK60, CLK120, CLK180,
CLK240 und CLK300 können
mittels eines Prinzips wie der phasenrichtigen Additon bzw. der
Phasenkombination erzeugt werden. Wie veranschaulicht, ist die Frequenz
der sechs internen Taktsignale CLK0, CLK60, CLK120, CLK180, CLK240
und CLK300 doppelt so groß wie die
des externen Taktsignals ECLK. Demzufolge kann der spannungsgesteuerte
Oszillator von 10 eine Anzahl von internen
Taktsignalen (zum Beispiel vier und mehr) mit hoher Frequenz (zum
Beispiel 2 GHz und mehr) ohne Verwendung von Teilern erzeugen, selbst
wenn die Versorgungsspannung VDD niedrig ist (zum Beispiel kleiner
als 2V).
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12 zeigt
ein beispielhaftes Äquivalenzdiagramm
eines spannungsgesteuerten Oszillators gemäß einer weiteren beispielhaften
Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung, das eine Anzahl von Invertern, Knoten A–H und Taktsignale
CLK0, CLK45, CLK70, CLK135, CLK180, CLK225, CLK270 und CLK315 darstellt.
In einer beispielhaften Ausführungsform
können
sich die Phasen der Knoten A–F um
45° unterscheiden.
In der beispielhaften Ausführungsform
von 12 empfängt
jeder der Knoten A–H
vier Eingangssignale und gibt drei Ausgangssignale aus.
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13 zeigt
ein Zeitablaufdiagramm, das einen Betrieb des spannungsgesteuerten
Oszillators von 12 gemäß einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Die Takt signale CLK0,
CLK45, CLK70, CLK135, CLK180, CLK225, CLK270 und CLK315 können mittels
eines Prinzips wie der phasenrichtigen Addition erzeugt werden.
Wie dargestellt, ist die Frequenz der acht internen Taktsignale
CLK0, CLK45, CLK70, CLK135, CLK180, CLK225, CLK270 und CLK315 doppelt
so groß wie
die des externen Taktsignals ECLK. Demzufolge kann der spannungsgesteuerte Oszillator
von 12 eine Anzahl von internen Taktsignalen (zum
Beispiel vier und mehr) mit hoher Frequenz (zum Beispiel 2 GHz und
mehr) ohne Verwendung von Teilern erzeugen, selbst wenn die Versorgungsspannung
VDD niedrig ist (zum Beispiel kleiner als 2V).
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Wie
in den 4–13 dargestellt,
kann ein VCO, und demzufolge ein Phasenregelkreis gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung n interne Taktsignale erzeugen, wobei
n eine ganze Zahl ist. Wie oben beschrieben, können die internen Taktsignale
durch eine beliebige Technik, zum Beispiel die phasenrichtige Addition bzw.
die Phasenkombination, erzeugt werden. Ferner können, wie oben ausgeführt, die
internen Taktsignale je nach Anforderung gleichmäßig oder ungleichmäßig hinsichtlich
ihrer Phasenlage verteilt werden.
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Wie
oben ausgeführt,
kann gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung die Phasenregelkreisschaltung einen spannungsgesteuerten
Oszillatorschaltkreis umfassen, welcher eine Steuerspannung empfängt und
unmittelbar bzw. direkt mindestens n (wobei n eine Ganze Zahl ≥ 4 ist) interne
Taktsignale erzeugt. In anderen beispielhaften Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung kann der spannungsgesteuerte Oszillatorschaltkreis
einen Hyper-Ringoszillator umfassen.
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In
anderen beispielhaften Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung erzeugt der spannungsgesteuerte Oszillatorschaltkreis
n interne Taktsignale mit einer Frequenz, die eine Vielfache einer Frequenz
eines externen Taktsignals ist, wobei mindestens eines der n internen
Taktsignale zum Erzeugen eines zurückgekoppelten Taktsignals verwendet wird.
In anderen beispielhaften Ausführungsformen der
vorliegenden Erfindung beträgt
die Vielfache vier, acht oder 16.
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In
beispielhaften Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung ist der Schleifenfilterschaltkreis als
Tiefpassfilter ausgeführt.
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In
weiteren beispielhafter Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung enthält
der spannungsgesteuerte Oszillatorschaltkreis, der die n internen Taktsignale
erzeugt, n Knoten und erzeugt mindestens zwei der n internen Taktsignale
durch phasenrichtige Addition bzw. Phasenkombination.
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In
weiteren beispielhaften Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung empfangen zwei Knoten des spannungesteuerten
Oszillatorschaltkreises n/2 Eingangssignale und zwei Knoten des
spannungsgesteuerten Oszillatorschaltkreises empfangen (n/2) – 1 Eingangssignale,
wenn n = 4 ist. In weiteren beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung empfängt
jeder der Knoten des spannungsgesteuerten Oszillatorschaltkreises
n/2 Eingangssignale, wenn n eine gerade Zahl größer als 4 ist. In weiteren
beispielhaften Ausführungsformen der
vorliegenden Erfindung empfängt
jeder Knoten des spannungsgesteuerten Oszillatorschaltkreises (n – 1)/2 Eingangssignale,
wenn n eine ungerade Zahl größer als
4 ist. In weiteren beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung umfasst der Hyper-Ringoszillator n·(n/2) Inverter, wenn n eine
gerade Zahl größer als
4 ist. In weiteren beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung umfasst der Hyper-Ringoszillator
n·((n – 1)/2)
Inverter, wenn n eine ungerade Zahl größer als 4 ist.
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In
einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung unterscheidet sich die Phase eines jeweiligen
der n Knoten um 360/n.
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In
einer weiteren beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung umfasst der Hyper-Ringoszillator vier Knoten, sechs Inverter
und mindestens drei Schleifenschaltkreise oder vier Knoten, acht
Inverter und mindestens sieben Schleifenschaltkreise, wenn n = 4
ist.
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In
einer weiteren beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung umfasst der Hyper-Ringoszillator 5 Knoten, zehn
Inverter und mindestens acht Schleifenschaltkreise, wenn n = 5 ist.
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In
einer weiteren beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung umfasst der Hyper-Ringoszillator 6 Knoten, 18
Inverter und mindestens acht Schleifenschaltkreise, wenn n = 6 ist.
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In
einer weiteren beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung umfasst der Hyper-Ringoszillator 8 Knoten, 32
Inverter und mindestens acht Schleifenschaltkreise, wenn n = 8 ist.
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In
einer weiteren beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung ist die Steuerspannung kleiner als oder gleich zwei Volt,
zum Beispiel 1.8 Volt.
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In
einer weiteren beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung ist mindestens eines der n internen Taktsignale mit dem
externen Taktsignal verriegelt.
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In
einer weiteren beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung erzeugt der spannungsgesteuerte Oszillatorschaltkreis
m·n interne
Taktsignale (wobei m eine ganze Zahl ≥ 2 ist), eine Frequenz der m·n internen
Taktsignalen ist eine Vielfache einer Frequenz des externen Taktsignals
und mindestens eines der m·n
internen Taktsignale wird dazu verwendet, das zurückgekoppelte
Taktsignal zu erzeugen. In wei teren beispielhaften Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung ist die Vielfache vier, acht, oder 16.
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In
einer weiteren beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung umfasst der spannungsgesteuerte Oszillatorschaltkreis
zusätzlich
einen spannungsgesteuerten Oszillator, der die Steuerspannung empfängt und
n interne Zwischentaktsignale erzeugt, und n Teiler, welche die
n internen Zwischentaktsignale in die m·n internen Taktsignale teilen.
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In
einer weiteren beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung ist die Frequenz der m·n internen Taktsignale eine
Vielfache einer Frequenz des externen Taktsignals, eine Frequenz
der n internen Zwischentaktsignale ist eine Vielfache der Frequenz
des externen Taktsignals und eine Frequenz der n internen Zwischentaktsignale
ist eine Vielfache der Frequenz der m·n internen Taktsignale.
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In
einer weiteren beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung umfasst der spannungsgesteuerte Oszillatorschaltkreis
keinen Teiler.
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In
einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung umfasst eine Phasenregelkreisschaltung
einen spannungsgesteuerten Oszillatorschaltkreis, der mindestens
vier Schleifen aufweist, eine Steuerspannung empfängt und
eine Anzahl von internen Taktsignalen erzeugt.
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In
einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung umfasst eine Phasenregelkreisschaltung
einen spannungsgesteuerten Oszillatorschaltkreis, der mindestens
n (wobei n eine Ganze Zahl ≥ 4
ist) interne Taktsignale jeweils mittels einer getrennten Schleife
erzeugt.
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14A veranschaulicht ein Beispiel eines Phasendetektors
der 4 gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Wie gezeigt, kann der Phasendetektor
ein oder mehrere Flip-Flops, zum Beispiel D-Flip-Flops DF1 Und DF2, und
ein NAND-Gatter NA enthalten.
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Wie
gezeigt, kann das D-Flip-Flop DF1 das Signal ECLK als sein Taktsignal
empfangen, das D-Flip-Flop DF2 kann das Signal DCLK als sein Taktsignal
empfangen und beide D-Flip-Flops DF1 und DF2 können Vcc als ein Eingangssignal
empfangen. Ein Ausgangssignal des D-Flip-Flops DF1 kann das Steuersignal
UP sein und ein Ausgangssignal des D-Flip-Flop DF2 kann das Steuersignal DN sein.
Die Steuersignale UP und DN können
mittels des NAND-Gatters NA NAND-verknüpft und zu den D-Flip-Flops DF1 und
DF2 zurückgeschleift
werden.
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Der
Phasendetektor von 14 kann die Phasendifferenz
zwischen dem externen Taktsignal ECLK und einem zurückgekoppelten
Taktsignal DCLK messen und kann die Steuersignale UP und DN für die Ladungspumpe
(zum Beispiel die Ladungspumpe (CP) 12 der 4)
erzeugen, um das Schleifenfilter zu laden oder zu entladen (zum
Beispiel das Schleifenfilter (LF) 14 der 4).
Das Schleifenfilter liefert als Antwort auf das Steuersignal UP
oder DN eine Steuerspannung (Vc) für den VCO, wie beispielsweise
in 4 gezeigt.
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14B zeigt ein Beispiel eines Phasendetektors 10 von 4 gemäß einer
weiteren beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Wie gezeigt, kann der Phasendetektor
ein oder mehrere Flip-Flops,
zum Beispiel D-Flip-Flops DF1 und DF2, ein UND-Gatter A und eine
Verzögerungselement
DL umfassen.
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Wie
gezeigt, kann das D-Flip-Flop DF1 einen Referenztakt R als seinen
Takt empfangen, das D-Flip-Flop DF2 kann einen zurückgekoppelten
Takt V als eigenen Takt empfangen und beide D-Flip-Flops DF1 und DF2
können
Vdd als ein Eingangssignal empfangen. Ein Ausgangssignal des D-Flip-Flops
DF1 kann das Steuersignal UP und ein Ausgangssignal des D-Flip-Flops
DF2 kann das Steuersignal DN sein. Die Steuersignale UP und DN können durch
das UND-Gatter A UND-verknüpft, durch
das Verzögerungselement
DL verzögert
und zu den D-Flip-Flops DF1 und DF2 zurückgeschleift werden.
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14C zeigt ein Zeitablaufdiagramm eines Betriebs
des Phasendetektors von 14B gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Wie dargestellt, misst der Phasendetektor
den Phasenversatz θd zwischen dem Referenztakt R und dem zurückgekoppelten
Takt V und erzeugt daraus zum Verriegeln oder Einrasten der Phase
ein Steuersignal τd entsprechend dem Phasenversatz θd.
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Die 15A zeigt ein Beispiel einer Ladungspumpe und
eines Schleifenfilters, beispielsweise der Ladungspumpe (CP) 12 und
des Schleifenfilters (LF) 14 von 4, gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Wie gezeigt, kann die Ladungspumpe (CP) 12 einen
oder mehrere Transistoren umfassen, zum Beispiel P1 und N1, und
das Schleifenfilter (LF) 14 kann eine oder mehrere Kapazitäten und/oder
Widerstände
C1, C2 und R aufweisen.
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Wie
gezeigt, kann P1 mittels einer ersten Stromquelle I1 mit VCC verbunden
sein und durch ein durch Invertieren des Steuersignals UP gewonnenes
Signal UPB gesteuert werden. N1 kann mittels einer zweiten Stromquelle 12 mit
Masse verbunden sein und kann mittels des Steuersignals DN gesteuert
werden. Eine Steuerspannung Vc, die durch die Ladungspumpe (CP) 12 ausgegeben
wird, kann parallel an C1 und R/C2 angelegt werden. Wie abgebildet
können
R und C2 in Serie geschaltet sein.
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In
einer exemplarischen Betriebsart, wie beispielsweise in 15B gezeigt, kann ein UP-Steuersignal an die Ladungspumpe
(CP) 12 ausgegeben werden, wenn ein Referenztaktsignal
(RCLK) einem Rückkopplungstaktsignal
(VCLK) eines VCOs vorauseilt (zum Beispiel eines beliebigen der
in den 1A, 1B, 2, 4, 5A, 6A, 8A, 10 oder 12 abgebildeten
VCOs). Die Ladungspumpe (CP) 12 kann das Schleifenfilter (LF) 14 derart
aufladen, dass ein Spannungspegel der Steuerspannung Vc erhöht wird
(zum Beispiel fortschreitend), bis ein Einrast- oder Verriegelungsvorgang
in dem Phasenregelkreis abgeschlossen ist. In einer beispielhaften
Ausführungsform
ist das Schleifenfilter als Tiefpassfilter ausgebildet.
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In
einer exemplarischen Betriebsart, wie beispielsweise in 15C gezeigt, kann das Steuersignal DN an die Ladungspumpe
(CP) 12 ausgegeben werden, wenn das Referenztaktsignal
(RCLK) dem Rückkopplungstaktsignal
(VCLK) des VCOs nacheilt. Die Ladungspumpe (CP) 12 kann
das Schleifenfilter (LF) 14 derart entladen, dass ein Spannungspegel der
Steuerspannung Vc erniedrigt wird (zum Beispiel fortschreitend),
bis ein Einrast- oder Verriegelungsvorgang in dem Phasenregelkreis
abgeschlossen ist.
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Die 16A und 16B zeigen
Beispiele für
einen Teiler, beispielsweise des Teiler 20 von 4,
gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung. Wie gezeigt, kann der Teiler ein oder mehrere
Flip-Flops umfassen, beispielsweise D-Flip-Flops DF3, DF4 und/oder
DFS.
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Wie
in 16A gezeigt, kann das D-Flip-Flop DF3 ein oder
mehrere interne Taktsignale iclk (zum Beispiel ein beliebiges der
internen Taktsignale ICLK0~ICLKn von 4) als eigenes
Taktsignal empfangen, sein eigenes Ausgangssignal QB als ein Eingangssignal
empfangen und ein Taktsignal oclk als ein Rückkopplungstaktsignal ausgeben
(zum Beispiel das Rückkopplungssignal
DCLK von 4). In der beispielhaften Ausführungsform
von 16A ist der Teiler als ein „Teiler-durch-2"-Teiler ausgebildet. Wenn
beispielsweise das interne Taktsignal eine Frequenz von 2 GHz aufweist,
weist das Ausgangstaktsignal oclk eine Frequenz von 1 GHZ auf.
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Wie
in 16B gezeigt, können
die D-Flip-Flops DF4 und D5 in Serie geschaltet werden. Das D-Flip-Flop
DF4 kann das eine oder die mehreren internen Taktsignale iclk (zum
Beispiel ein beliebiges der internen Taktsignale ICLK0~ICLKn von 4)
als eigenes Taktsignal empfangen, sein eigenes Ausgangssignal QB
als ein Eingangssignal empfangen und ein Ausgangstaktsignal iclk' als ein Ausgangstaktsignal
ausgeben. Entsprechend kann das D-Flip-Flop DF5 das eine oder die
mehreren internen Taktsignale iclk' als eigenes Taktsignal empfangen, sein
eigenes Ausgangssignal QB als ein Eingangssignal empfangen und das
Ausgangstaktsignal oclk als ein Rückkopplungstaktsignal ausgeben
(zum Beispiel das Rückkopplungstaktsignal
DCLK in der 4). In einer beispielhaften
Ausführungsform
der 16B ist der Teiler als ein „Teiler-durch-4"-Teiler ausgebildet.
Wenn beispielsweise das interne Taktsignal iclk eine Frequenz von
4 GHz aufweist, weist das Taktsignal iclk' eine Frequenz von 2 GHz auf und das
Ausgangstaktsignal oclk weist eine Frequenz von 1 GHz auf.
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17 zeigt
einen Phasenregelkreis gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, der den Phasenfrequenzdetektor (PFD) 10,
die Ladungspumpe (CP) 12, das Schleifenfilter (LF) 14,
den spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 16', einen oder mehrere Teiler 18-1', 18-2' und/oder einen
oder mehrere Teiler 20 umfassen kann. Der VCO 16' kann direkt
eine Anzahl von sogar höherfrequenten
internen Taktsignalen (zum Beispiel 4 GHz oder mehr) entsprechend
der internen Taktsignale ICLK0~ICLK 270 von 1A mit
vergleichsweise wenig Teilern erzeugen, und dies obwohl eine Versorgungsspannung VDD
vergleichsweise niedrig ist (zum Beispiel kleiner als 2V). In einer
beispielhaften Ausführungsform
können
der eine oder die mehreren Teiler 18-1', 18-2' eine Anzahl von höherfrequenten
internen Taktsignalen ICLK1, ICLK1B, ICLK2, ICLK2B, ...., ICLKn,
ICLKnB (zum Beispiel mit 2 GHz und mehr) erzeugen, obwohl die Versorgungsspannung
VDD vergleichsweise niedrig ist (zum Beispiel kleiner als 2V).
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In
einer beispielhaften Ausführungsform kann
der VCO 16' einen
Hyper-Ringoszillator
enthalten, der direkt eine Anzahl von internen Taktsignalen (zum
Beispiel vier Taktsignale und mehr) erzeugt, die einen regelmäßigen Phasenunterschied
aufweisen.
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Es
sei angemerkt, dass jeder der oben unter Bezug auf die Phasenregelkreise
der 4–13 erörterten
Ausführungsformen
und Variationen ebenso auf den Phasenregelkreis der 17 anwendbar ist.
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Obgleich
beispielhafte Ausführungsformen der
vorliegenden Erfindung in Bezug auf einen analogen Phasenregelkreis
veranschaulicht wurden, wie beispielsweise in den 4 und 17 dargestellt, können ein
oder mehrere der Konzepte der vorliegenden Erfindung ebenfalls auf
digitale Phasenregelkreise angewendet werden, wie in 18 dargestellt. 18 veranschaulicht
gemäß einer
weiteren beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung einen Phasenregelkneis, der den Phasenfrequenzdetektor
(PFD) 10, einen Zähler 32,
einen Digital-Analog-Wandler
(DA) 34, ein Schleifenfilter (LF) 36, einen spannungsgesteuerten
Oszillator (VCO) 38 und/oder einen oder mehrere Teiler 40 beinhalten kann.
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Die
VCO 38 kann unmittelbar eine Anzahl von höherfrequenten
internen Taktsignalen (zum Beispiel 2 GHz und mehr) entsprechend
den internen Taktsignalen ICLK0~ICLK 270 von 1A erzeugen, obwohl
eine Versorgungsspannung vergleichsweise klein ist (zum Beispiel
kleiner als 2V). In einer beispielhaften Ausführungsform kann der VCO 38 mittels
eines Hyper-Ringoszillators verwirklicht sein, der direkt eine Anzahl
von internen Taktsignalen (zum Beispiel vier Taktsignale und mehr)
erzeugen kann, die einen regelmäßigen Phasenunterschied
aufweisen. Zusätzlich
kann ein VCO gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, zum Beispiel der VCO 38, eine
verringerte Chipfläche aufweisen,
da keine Teiler, beispielsweise die Teiler 18-1, 18-2,
benötigt
werden.
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Wie
dargestellt, kann der Zähler 32 derart angesteuert
werden, dass er in Abhängigkeit
von dem Steuersignal UP oder DN aufwärts bzw. abwärts zählt, so
dass der Wert eines Zählsignals
(CNT), das aus einer Anzahl von Bits besteht, erhöht bzw.
erniedrigt wird. Beispielsweise kann die Zahl „1110000" auf „1111000" beim Empfangen des UP-Signals erhöht werden
oder die Zahl „1110000" kann beim Empfangen
des DN-Signals auf „1100000" erniedrigt werden.
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19 veranschaulicht
ein Beispiel eines Digital-Analog-Wandlers und eines Schleifenfilters gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, beispielsweise den Digital-Analog-Wandler
(DA) 34 und das Schleifenfilter (LF) 36 von 18.
Wie gezeigt, kann der Digital-Analog-Wandler (DA) 34 einen
ersten Schaltkreis CM mit einem oder mehreren Transistoren, beispielsweise
P2 und P3, einen zweiten Schaltkreis CC mit einem oder mehreren
Transistoren, beispielsweise N3-1, ..., N3-i (wobei i die Zahl der
Bits des Zählerausgangssignals
(CNT) ist) und einen oder mehrere Transistoren umfassen, beispielsweise
den Vorspannungstransistor N2.
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Wie
dargestellt und oben unter Bezugnahme auf 15 und
den Schleifenfilter (LF) 14 beschrieben, kann das Schleifenfilter
(LF) 36 eine oder mehrere Kapazitäten und/oder Widerstände C1,
C2, und R umfassen. Die Steuerspannung Vc, die durch den Digital-Analog-Wandler (DA)
34 ausgegeben wird, kann parallel an C1 und R/C2 angelegt werden.
Wie dargestellt können
R und C2 in Serie geschaltet sein.
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Der
Wert von Vbias, die an N2 anliegt, hält eine gewünschte Spannung aufrecht (beispielsweise die
Hälfte
von VCC).
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Im
Betrieb, wenn der Wert des Zählerausgangssignals
sich aus einer Mehrzahl von Bits zusammensetzt, die alle eine Eins
(111..11) aufweisen, können
alle Transistoren (N3-1~N3-i) angeschaltet sein, so dass sich eine
Knotenspannung auf ihrem untersten Wert befindet. In diesem Zustand
wird die Steuerspannung Vc auf ihren höchsten Wert angehoben.
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Entgegengesetzt
können
alle Transistoren (N3-2~N3-i) außer N3-1 ausgeschaltet sein,
so dass sich die Knotenspannung auf ihrem höchsten Wert befindet, wenn
der Wert von CNT sich aus Bits mit "100..00" zusammensetzt. In diesem Zustand wird die
Steuerspannung Vc auf ihren niedrigsten Wert abgesenkt. Wie oben
dargestellt, kann der Wert von VC durch das Zählerausgangssignal CNT eingestellt werden.
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Es
sei angemerkt, das jede der oben in Bezug auf den analogen Phasenregelkreis
der 4–17 erörterten
Alternativen und Variationen, sofern durchführbar, ebenfalls auf den digitalen Phasenregelkreis
der 18 anwendbar ist.
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20 veranschaulicht
eine Simulation einer Frequenzvariation (C) eines spannungsgesteuerten
Oszillators gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, verglichen mit einer Frequenzvariation
(P) eines herkömmlichen spannungsgesteuerten
Oszillators. Wie in 20 dargestellt, lassen sich
die internen Taktsignale mit 2 GHz (beispielsweise ICLK0, ICLK90,
ICLK180, ICLK270 der 4) direkt durch den erfindungsgemäßen VCO
erzeugen, wenn die Steuer spannung 1.43 V beträgt. Um jedoch die internen
Taktsignale mit 2 GHz mit einer herkömmlichen PLL zu erzeugen, muss
ein herkömmlicher
VCO Ausgangssignale mit 4 GHz liefern (beispielsweise CLK, CLKB
in 1A), was eine Steuerspannung von gut über 1.8V
erfordert. Daher ist es schwierig, bei Verwendung einer herkömmlichen
PLL und eines herkömmlichen
VCOs höherfrequente
interne Taktsignale aus einem Halbleiterbauelement mit geringer
Leistungsaufnahme auszugeben (unter 1.8 Volt).
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21 veranschaulicht
ein Beispiel eines erfindungsgemäßen Speichersystems
und 22 veranschaulicht ein Beispiel eines erfindungsgemäßen Speicherbauelementes,
beispielsweise das Speicherelement 200-1 von 21,
welches eine zugehörige
Steuerlogik umfasst. Insbesondere kann das Speichermodul 200 der 21 und 22 als
Phasenregelkneis 24 einen oder mehrere der oben in Verbindung
mit den 4–19 beschriebenen Phasenregelkreise
enthalten.
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Wie
dargestellt, kann ein Speichersystem gemäß einer beispielhaften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung eine Speichersteuereinheit 100 und
ein Speichermodul 200 enthalten. Das Speichermodul 200 kann
weiterhin eine Anzahl der Speicherbauelemente 200-1, 200-2, 200-x aufweisen,
welche beispielsweise als DRAMs ausgeführt sein können.
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Die
Speichensteuereinheit 100 kann für das Speichermodul 200 ein
externes Taktsignal ECLK, ein oder mehrere Steuersignale COM, ein
oder mehrere Adresssignale ADD und/oder ein oder mehrere Datensignale
DATA ausgeben.
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Das
Speichermodul 200 kann ebenfalls ein oder mehrere Datensignale
DATA für
die Speichersteuereinheit 100 ausgeben. In dem Beispiel
von 21 können
das eine oder die mehreren Datensignale aus einem seriellen Bitstrom
von 2n Bits bestehen, darstellbar durch
[1: 2n] DATA11 bis (1: 2n] DATAxj.
Wie in 21 dargestellt, kann das Speicherbauelement 200-1 das
externe Taktsignal ECLK, das eine oder die mehreren Befehlssignale COM,
das eine oder die mehreren Adresssignale ADD und die Datensignale
DATA 11 bis DATA 1j empfangen. Entsprechend kann
das Speicherbauelement 200-2 das externe Taktsignal ECLK,
das eine oder die mehreren Steuersignale COM, das eine oder die
mehreren externen Adresssignale ADD und die Datensignale DATA 21 und
DATA 2j empfangen und das Speicherbauelement 200-x kann
das externe Taktsignal ECLK, das eine oder die mehreren Steuersignale
COM, das eine oder die mehreren Adresssignale ADD und die Datensignale
DATA x1 bis xj empfangen.
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Wie
in dem Speichersystembeispiel von 21 dargestellt,
kann jedes Speicherbauelement 200-1, 200-2, 200-x das
Signal DATA bestehend aus 2n seriellen Bits
während
eines Taktzyklus des externen Taktsignals ECLK empfangen oder ausgeben. Zusätzlich kann
das Signal DATA mit j Bits gleichzeitig geschrieben oder gelesen
werden.
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Wie
in der 22 dargestellt, kann die zugeordnete
Steuerlogik einen Adresspuffer (ADD BUF) 10, einen Befehlsdekodierer
(COM DEC) 12, einen oder mehrere Seriell-Parallel-Wandler 14-1 bis 14j (j entspricht
dem j in der 1A), einen oder mehrere Parallel-Seriell-Wandler 16-1 bis 16j,
das Speicherzellenfeld 18, einen Zeilendekodierer 20,
einen Spaltendekodierer 22, eine PLL 24 und/oder
einen Steuersignalerzeugungsschaltkreis (CSG Ckt) 26 enthalten.
Der Adresspuffer (ADD BUF) 10 kann eine oder mehrere externe
Eingangsadressen (ADD) empfangen, um eine Zeilenadresse (RA) zu
erzeugen, die als Antwort auf ein aktives Befehlssignal (ACT) an den
Zeilendekodierer 20 angelegt wird.
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Der
Zeilendekodierer 20 kann ein Freigabesignal für eine Hauptwortleitung
aktivieren, das einer Anzahl von Zeilenadressen entspricht, die
aus einer Anzahl von Zeilenadresspuffern erzeugt werden, so dass
eine ge wünschte
Wortleitung (nicht dargestellt) in dem Speicherzellenfeld 18 ausgewählt werden kann.
Der Adresspuffer (ADD BUF) 10 kann als Antwort auf einen
Lesebefehl (RE) oder einen Schreibefehl (WE), die aus dem einem
oder den mehreren Befehlsignalen (COM) dekodiert werden, ebenfalls
eine Spaltenadresse (CA) erzeugen, die an den Spaltendekodierer 22 angelegt
wird.
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Der
Spaltendekodierer 22 kann eine Anzahl von Spaltenadressen
empfangen, um eine entsprechende Spaltenauswahlleitung (CSL) zu
aktivieren. Eine Anzahl von Bitleitungen des Speicherzellenfeldes 18 kann
als Antwort auf die ausgewählte
CSL ausgewählt
werden, so dass eine Anzahl von Daten in die ausgewählten Speicherzellen
geschrieben oder aus den ausgewählten
Speicherzellen gelesen werden können.
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Wie
oben beschrieben, kann der Befehlsdekodierer 12 einen aktiven
Befehl, einen Lesebefehl und einen Schreibbefehl erzeugen, nachdem
er eine Anzahl von externen Befehlssignalen (COM) empfangen hat,
beispielsweise RASB, CASB, WEB etc.
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Jeder
Seriell-Parallel-Wandler (14-1 bis 14j) kann als
Antwort auf einen Schreibbefehl (WE) und eine Anzahl von Steuersignalen
(P1 – P(2n)) ein serielles Datensignal DATA bestehend
aus 2n Datenbits empfangen und gleichzeitig
2n parallele Datenbits über 2n Datenbusleitungen
an das Speicherzellenfeld 18 ausgeben. Wenn eine Anzahl
von Dateneingangs-/Datenausgangspins
(DQ) j beträgt,
beträgt auch
die Anzahl der Seriell-Parallel-Wandler
j. Zusätzlich
kann jeder Seriell-Parallel-Wandler (14-1 bis 14-j)
an das Speicherzellenfeld 18 über 2n Datenbusleitungen
angeschlossen sein.
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Jeder
Parallel-Seriell-Wandler (16-1 bis 16j) kann als
Antwort auf ein Lesebefehlsignal (RE) und die Anzahl der Steuersignale
(P1 – P(2n)) parallel 2n Datenbits
aus dem Speicherzellenfeld 18 empfangen und 2n serielle
Datenbits ausgeben. Wenn die Anzahl der Dateneingangs-/Datenausgangspins
(DQ) j ist, beträgt
auch die Anzahl der Parallel-Seriell-Wandler j.
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Der
Phasenregelkreis 24 kann das externe Taktsignal ECLK empfangen
und einen Verriegelungsvorgang durchführen, um ein internes Taktsignal
CLK1 auszugeben, welches auf ECLK eingerastet ist oder mit ECLK
verriegelt ist. Nach dem Abschluss des Einrastvorgangs, kann der
Phasenregelkreis 24 eine Anzahl von internen Taktsignalen (CLK1~CLKI)
an den Steuersignalerzeugungsschaltkreis (CSG Ckt.) 26 ausgeben.
Der Steuersignalerzeugungsschaltkreis (CSG Ckt.) 26 kann
die Anzahl von Steuersignalen (P1 – P(2n))
erzeugen.