DE102006008054A1

DE102006008054A1 - Rotierende elektrische Maschine

Info

Publication number: DE102006008054A1
Application number: DE102006008054A
Authority: DE
Inventors: Misa Nakayama; Kouki Naka; Masao Morita; Masaya Inoue; Akihiro Shimada
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2005-02-22
Filing date: 2006-02-21
Publication date: 2006-10-05
Also published as: JP2006271187A; US7642685B2; CN1897410A; US20060192457A1; CN1897410B

Abstract

Es wird eine rotierende elektrische Maschine angegeben, die folgendes aufweist: einen Stator (1), bei dem eine Spule (4) auf eine Vielzahl von Zähnen (5) in Form einer konzentrierten Wicklung gewickelt ist und wobei die Spule (4) mit einer Dreiphasen-Stromversorgung verbunden ist; und einen Rotor (2), der gegenüber von den Zähnen (5) des Stators (1) angeordnet ist; dabei besitzt das Verhältnis zwischen der Anzahl von Polen und der Anzahl von Schlitzen des Stators (1) den Wert 1 : 3. Es ist keine höhere harmonische der magnetomotorischen Kraft in niedriger Ordnung nahe bei der Grundwelle vorhanden, so daß ein effizienter Betrieb der rotierenden elektrischen Maschine ermöglicht ist. Aufgrund der Verwendung des Stators mit konzentrierter Wicklung ist es ferner möglich, eine rotierende elektrische Maschine mit hoher Produktivität bei kleinem Spulenkopf sowie bei hoher Massenherstellbarkeit und mit hohem Raumausnutzungsfaktor zu schaffen.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine rotierende elektrische Maschine und im spezielleren auf eine rotierende elektrische Maschine mit einem Stator, bei dem eine konzentrierte Wicklung verwendet wird.
Herkömmlicherweise wird bei Statoren eines Dreiphasen-Induktionsmotors eine verteilte Wicklung verwendet. Bei Permanentmagnetmotoren dagegen werden häufig Statoren verwendet, bei denen eine konzentrierte Wicklung verwendet wird. Ein großer Unterschied zwischen einem Stator mit konzentrierter Wicklung und einem Stator mit verteilter Wicklung besteht darin, daß bei dem Stator mit konzentrierter Wicklung ein Magnetfluß mit negativer Phase (der in gegenläufiger Richtung zu einer Rotationsrichtung läuft) auftritt, der in der Wellenform der magnetischen Durchflutung bzw. magnetomotorischen Kraft frequenzmäßig nahe bei der Grundwelle liegt.
Diese Tatsache führt zu Nachteilen, wie zum Beispiel dem Auftreten von Pulsieren (Welligkeit) oder einem schlechteren Leistungsfaktor bei einem Induktionsmotor eines derartigen Typs, der einen Strom auf der Sekundärseite aufgrund eines von dem Stator erzeugten Magnetflusses führt und der einen Magnetfluß erzeugt. Jedoch haben Statoren mit konzentrierter Wicklung Vorteile in erster Linie vom Gesichtspunkt der Produktivität her, wie zum Beispiel hohe Massenherstellbarkeit, kleiner Spulenkopf sowie hoher Raumausnutzungsfaktor.

Vor dem vorstehend beschriebenen Hintergrund ist die konzentrierte Wicklung bei Statoren eines Induktionsmotors in Betracht gezogen worden. Zum Beispiel wird folgende Technik verwendet. In diesem einschlägigen Stand der Technik besteht ein Stator aus einer Vielzahl von axial geteilten Statoren; ein geteilter Stator ist derart angeordnet, daß er umfangsmäßig in bezug auf einen anderen geteilten Stator nur um einen Winkel β versetzt ist; ferner ist eine Statorwicklungsspule einzeln auf jeden Zahn der geteilten Statoren gewickelt, so daß der vorstehend beschriebene Magnetfluß mit negativer Phase eliminiert werden kann (siehe zum Beispiel die ungeprüfte japanische Patentanmeldung Nr. 298578/1995 (z.B. Anspruch 1)).

Dennoch ist bei der in der vorstehend genannten Veröffentlichung offenbarten Technik ein Spulenkopf selbst in dem axial zentralen Bereich erforderlich. Aus diesem Grund geht einer der der konzentrierten Wicklung innewohnenden Vorteile, nämlich ein kleiner Spulenkopf, verloren. Ferner gibt es in Abhängigkeit von der Konfiguration einige Fälle mit einem größeren Spulenkopf als im Fall des Typs mit einer verteilten Wicklung. Das heißt, der Vorteil des Typs mit konzentrierter Wicklung läßt sich nicht immer verwirklichen. Dieses Problem macht sich besonders bei Motoren mit kleiner Stapeldicke bemerkbar.

Die vorliegende Erfindung hat sich zum Ziel gesetzt, die eingangs geschilderten Probleme des Standes der Technik zu lösen, und eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in der Angabe einer rotierenden elektrischen Maschine, bei der höhere Harmonische der magnetomotorischen Kraft in niedriger Ordnung nahe der Grundwelle eliminiert sind, während eine hohe Produktivität – bei der es sich um einen Vorteil des konzentrierten Wicklungstyps handelt – aufrechterhalten bleibt und auf diese Weise ein effizienter Betrieb ermöglicht wird.

Gelöst wird diese Aufgabe mit einer rotierenden elektrischen Maschine, wie sie im Anspruch 1 angegeben ist.

Eine rotierende elektrische Maschine gemäß der Erfindung weist folgendes auf: einen Stator, bei dem eine Spule auf eine Vielzahl von Zähnen in konzentrierter Wicklung gewickelt ist und die Spule mit einer Dreiphasen-Stromversorgung verbunden ist; sowie einen Rotor, der den Zähnen des Stators gegenüberliegend angeordnet ist; wobei das Verhältnis zwischen der Anzahl von Polen und der Anzahl von Schlitzen des Stators 1:3 beträgt.

Bei der erfindungsgemäßen rotierenden elektrischen Maschine wird eine konzentrierte Wicklung mit drei Phasen verwendet, wobei das Verhältnis zwischen der Anzahl von Polen und der Anzahl von Schlitzen des Stators 1:3 beträgt. Infolgedessen gibt es keine höhere Harmonische der magnetomotorischen Kraft niedriger Ordnung nahe der Grundwelle, und somit ist es möglich, eine erfindungsgemäße rotierende elektrische Maschine in effizienter Weise zu betreiben. Ferner ermöglicht ein Stator des Typs mit konzentrierter Wicklung die Schaffung einer rotierenden elektrischen Maschine mit hoher Produktivität und kleinem Spulenkopf, hoher Massenherstellbarkeit sowie hohem Raumausnutzungsfaktor.

Bevorzugte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung und Weiterbildungen der Erfindung werden im folgenden anhand der zeichnerischen Darstellungen mehrerer Ausführungsbeispiele noch näher erläutert. In den Zeichnungen zeigen:
1 eine Schnittdarstellung einer rotierenden elektrischen Maschine mit 12 Schlitzen bei 4 Polen gemäß einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
2 eine Schnittdarstellung einer Statorwicklung der rotierenden elektrischen Maschine mit 12 Schlitzen bei 4 Polen gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
3 eine Schnittdarstellung einer rotierenden elektrischen Maschine mit 18 Schlitzen bei 6 Polen gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
4 eine Schnittdarstellung einer Statorwicklung der rotierenden elektrischen Maschine mit 18 Schlitzen bei 6 Polen gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
5 eine schematische Darstellung zur Erläuterung des Anwendungsbereichs der rotierenden elektrischen Maschine mit 12 Schlitzen bei 4 Polen gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
6 eine schematische Darstellung zur Erläuterung des Anwendungsbereichs der rotierenden elektrischen Maschine mit 18 Schlitzen bei 6 Polen gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
7 eine Längsschnittdarstellung eines Rotors einer rotierenden elektrischen Maschine gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
8 eine Längsschnittdarstellung eines Rotors einer rotierenden elektrischen Maschine gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
9 eine Längsschnittdarstellung eines Rotors einer rotierenden elektrischen Maschine gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung;
10 eine Längsschnittdarstellung eines Rotors einer rotierenden elektrischen Maschine gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der Erfindung; und
11 eine schematische Darstellung zur Erläuterung der Verluste der höheren Harmonischen bei einer rotierenden elektrischen Maschine gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Im folgenden werden mehrere bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.
Ausführungsbeispiel 1
1 zeigt eine Schnittdarstellung einer rotierenden elektrischen Maschine, wobei es sich insbesondere um einen Dreiphasen-Induktionsmotor mit konzentrierter Wicklung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung handelt. Unter Bezugnahme auf 1 ist ein Dreiphasen-Induktionsmotor 100 mit konzentrierter Wicklung aus einem Stator 1 und einem Rotor 2 gebildet.
Der Stator 1 ist hergestellt durch integrales Ausbilden eines Kernrückens 3, der durch Laminieren, zum Beispiel von elektromagnetischem Stahlplattenmaterial, gebildet ist, sowie von Bereichen, in denen jeweils Zähne 5, die gleichermaßen durch Laminieren beispielsweise von elektromagnetischem Stahlplattenmaterial gebildet sind, in konzentrierter Weise mit einer jeweiligen Spule 4 bewickelt sind.
Wie in 2 gezeigt ist, sind die auf jeden der Zähne 5 gewickelten Spulen 4 jeweils mit einer Dreiphasen-Stromversorgung (U-Phase, V-Phase, W-Phase) verbunden und derart gewickelt, daß ein rotierendes Magnetfeld in verbundener bzw. homogener Weise erzeugt wird.
Der Rotor 2 weist einen Rotorkern 7, der durch Laminieren zum Beispiel von elektromagnetischem Stahlplattenmaterial gebildet ist, sowie einen Sekundärleiter 8 auf, der zum Beispiel durch Aluminium-Druckguß gebildet ist, in in dem Rotorkern 7 vorgesehenen Sekundärleiter-Bildungsschlitzen, wobei der Rotor 2 mit einer durch diesen hindurchgeführten Welle 9 hergestellt wird. Der Sekundärleiter 8 bildet normalerweise einen Endring (nicht gezeigt) an jedem der beiden Endbereiche in Richtung der Stapeldicke.
Der Stator 1 und der Rotor 2, die in der vorstehend beschriebenen Weise hergestellt sind, werden unter Freilassung eines Spalts 6 zwischen einander zu einer einzigen Einheit kombiniert, so daß ein Induktionsmotor mit konzentrierter Wicklung gebildet wird.
Im folgenden wird eine magnetomotorische Kraft bzw. magnetische Durchflutung betrachtet, die durch einen Stator mit verteilter Wicklung erzeugt wird, wie dieser im allgemeinen für einen Dreiphase-Induktionsmotor verwendet wird. Die Tabelle 1 zeigt höhere Harmonische der magnetomotorischen Kraft, die durch den Stator mit verteilter Wicklung in dem Fall erzeugt wird, in dem die Anzahl der Schlitze in jeder Phase bei jedem Pol 3 beträgt.
Diese Anzahl von 3 Schlitzen bei jeder Phase an jedem Pol bedeutet 18 Statorschlitze im Fall von 2 Polen sowie 36 Statorschlitze im Fall von 4 Polen. Die Tabelle 1 zeigt die höheren Harmonischen, wobei die Grundwelle mit 100 % angenommen wird. Aus der Tabelle 1 ist erkennbar, daß die höhere Harmonische in bezug auf die Grundwelle der magnetomotorischen Kraft gering ist, wobei sich diese magnetomotorische Kraft geringfügig in der 5^ten und 7^ten Ordnung zeigt.
Tabelle 1
In gleicher Weise zeigt die nachfolgende Tabelle 2 die höheren Harmonischen einer magnetomotorischen Kraft, die von einem Stator mit verteilter Wicklung in dem Fall erzeugt wird, in dem die Anzahl der Schlitze in jeder Phase bei jedem Pol 2 und 1 beträgt. Die Resultate der Tabelle 1 sind ebenfalls in der Tabelle 2 veranschaulicht. In jedem Fall sind die Resultate unter der Annahme gezeigt, daß die Grundwelle der von den jeweiligen Statoren erzeugten magnetomotorischen Kraft 100 % beträgt.
Im Vergleich zu der Tabelle 1 ist zu erkennen, daß die höheren Harmonischen in der fünften und der siebten Ordnung zwar mit sinkender Anzahl von Schlitzen in jeder Phase bei jedem Pol zunehmen, wobei jedoch die Ordnungen, in denen die höheren Harmonischen erzeugt werden, die gleichen sind.
Tabelle 2
Im folgenden wird eine magnetomotorische Kraft betrachtet, die von einem Stator mit konzentrierter Wicklung erzeugt wird, wie dieser bei Permanentmagnetmotoren häufig verwendet wird. Bei Permanentmagnetmotoren werden häufig Statoren verwendet, die eine Basiseinheit mit 3 Schlitzen bei 2 Polen aufweisen. Diese Basiseinheit mit 3 Schlitzen bei 2 Polen bedeutet 6 Schlitze im Fall von 4 Polen sowie 9 Schlitze in Fall von 6 Polen. Die nachfolgende Tabelle 3 veranschaulicht die höheren Harmonischen der magnetomotorischen Kraft, die von einem Stator mit konzentrierter Wicklung im Fall einer Basiseinheit mit 3 Schlitzen bei 2 Polen erzeugt werden.
Es ist zu erkennen, daß magnetomotorische Kräfte zum Beispiel in der sekundären oder 4^ten Ordnung erzeugt werden, die im Fall des in der Tabelle 2 veranschaulichten Stators mit verteilter Wicklung nicht erzeugt werden. Diese sekundäre magnetomotorische Kraft wirkt in einer Richtung, die zu der der Grundwelle entgegengesetzt ist, und wird als magnetomotorische Kraft mit negativer Phase bezeichnet.
Aufgrund der Tatsache, daß eine solche magnetomotorische Kraft mit negativer Phase bei einer Frequenz nahe der Grundwelle vorhanden ist, kann ein Induktionsmotor nicht in effizienter Weise rotieren. Die Haupteinflüsse hierbei sind das Auftreten von Pulsieren (Welligkeit) des Drehmoments oder ein verschlechterter Leistungsfaktor.
Tabelle 3
In Anbetracht dieser Resultate ist bei Induktionsmotoren mit einem Stator mit verteilter Wicklung ein effizienter Betrieb des Induktionsmotors möglich, da keine magnetomotorische Kraft mit negativer Phase in den Ordnungen nahe bei der Grundwelle auftritt.
Dagegen ist bei Induktionsmotoren, die einen Stator mit konzentrierter Wicklung (wobei dessen Basiseinheit 3 Schlitze bei 2 Polen beträgt), wie er bei Permanentmagnetmotoren häufig verwendet wird, kein effizienter Betrieb des Induktionsmotors möglich, da eine magnetomotorische Kraft mit negativer Phase in den Ordnungen nahe der Grundwelle auftritt.
Im folgenden wird die magnetomotorische Kraft eines Stators mit konzentrierter Wicklung gemäß diesem ersten Ausführungsbeispiel erläutert. Ein Stator mit konzentrierter Wicklung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel weist eine Basiseinheit von 3 Schlitzen bei 1 Pol auf und unterscheidet sich damit von einem Stator mit 3 Schlitzen bei 2 Polen, wie er bei Permanentmagnetmotoren häufig verwendet wird. Diese Grund einheit bedeutet somit 6 Schlitze im Fall von 2 Polen sowie 12 Schlitze im Fall von 4 Polen. Die nachfolgende Tabelle 4 veranschaulicht die höheren Harmonischen der magnetomotorischen Kraft eines Stators mit konzentrierter Wicklung, der die Basiseinheit mit 3 Schlitzen pro Pol aufweist.
In der gleichen Weise wie bei den vorausgehenden Tabellen sind die Resultate unter Annahme der Grundwelle bei 100 % dargestellt. Während starke höhere Harmonische der magnetomotorischen Kraft in niedriger Ordnung nahe der Grundwelle bei Statoren mit einer Basiseinheit von 3 Schlitzen bei 2 Polen vorhanden sind, wie diese bei Permanentmagnetmotoren häufig verwendet werden, tritt keine höhere Harmonische der magnetomotorischen Kraft in niedriger Ordnung nahe der Grundwelle bei Statoren mit einer Basiseinheit von 3 Schlitzen pro Pol gemäß der vorliegenden Erfindung auf.
Da ferner die magnetomotorische Kraft gemäß der Erfindung äquivalent zu der von einem Stator mit verteilter Wicklung erzeugten Kraft ist, dessen Anzahl von Schlitzen in jeder Phase bei jedem Pol 1 beträgt, wie dies in 2 gezeigt ist, versteht es sich, daß die gleiche Leistungsfähigkeit wie die eines Stators mit verteilter Wicklung erzielbar ist, bei dem die Anzahl der Schlitze in jeder Phase pro Pol 1 beträgt. Auf diese Weise ist es möglich, einen Induktionsmotor in effizienter Weise rotieren zu lassen.
Tabelle 4
Wie vorstehend beschrieben wird, ist bei dem Induktionsmotor mit konzentrierter Wicklung, der einen Stator mit konzentrierter Wicklung und mit einer Basiseinheit von 3 Schlitzen bei 1 Pol aufweist, aufgrund der Tatsache, daß keine höheren Harmonischen in Ordnungen nahe der Grundwelle vorhanden sind, in erster Linie der Leistungsfaktor verbessert, so daß ein effizienter Betrieb des Induktionsmotors möglich ist. Darüber hinaus ermöglicht der Stator mit konzentrierter Wicklung die Erzielung solcher Vorteile wie die einer höheren Massenherstellbarkeit, eines kleineren Spulenkopfes sowie eines höheren Raumausnutzungsfaktors.
Hierbei zeigen die 1 und 2 einen Induktionsmotor mit konzentrierter Wicklung, und zwar mit 12 Schlitzen bei 4 Polen, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel, während die 3 und 4 einen Induktionsmotor mit konzentrierter Wicklung mit 18 Schlitzen bei 6 Polen gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel zeigen.
Ausführungsbeispiel 2
Ein Widerstandswert R₁ einer Induktionsmaschine mit verteilter Wicklung kann anhand der nachfolgenden Gleichung (3) berechnet werden, wobei die Länge einer Spule (Kupferdraht) mit L bezeichnet wird und eine Querschnittsfläche der Spule mit A_C bezeichnet wird:
Unter der Annahme, daß eine Spulenlänge pro Windung L₁ beträgt, erhält man den vorstehend genannten Wert L mittels der nachfolgenden Gleichung (4) unter Verwendung der Anzahl von Windungen n sowie der Anzahl von Schlitzen N_S in jeder Phase: L = L1nNS (4).
Wenn ein Außendurchmesser des Stators Φ_d beträgt, ein Spulendurchmesser 0,8 Φ_d beträgt und die Anzahl der Pole p beträgt, kann eine Spulenlänge L_E von einem Spulenendbereich bzw. Spulenkopfbereich der Induktionsmaschine mit verteilter Wicklung anhand der nachfolgenden Gleichung (5) berechnet werden:
Wenn eine gesamte Schlitzfläche mit A_S bezeichnet wird und ein Ausnutzungsfaktor mit σ bezeichnet wird, ergibt sich eine Beziehung, wie diese durch die nachfolgende Gleichung (6) dargestellt ist:
Unter der Annahme, daß die Kernlänge des Stators L_C beträgt, erhält man infolgedessen den Widerstandswert R₁ anhand der nachfolgenden Gleichung (7):
Wenn man eine für die Verbindung erforderliche Länge mit 1 annimmt, läßt sich die Gesamtlänge L_S der Induktionsmaschine mit verteilter Wicklung durch die nachfolgende Gleichung (8) darstellen:
In der gleichen Weise läßt sich auch ein Widerstandswert R₂ einer Induktionsmaschine mit konzentrierter Wicklung ermitteln. Während der Wicklungsfaktor der Induktionsmaschine mit verteilter Wicklung 1 berägt, beträgt der Wicklungsfaktor der Induktionsmaschine mit konzentrierter Wicklung 0,5. Zum Erzielen des gleichen Drehmoments bei gleichem Strom ist es somit notwendig, die Anzahl der Windungen pro Schlitz zu verdoppeln.
Andererseits wird vorausgesetzt, daß die Induktionsmaschine mit konzentrierter Wicklung einen Raumausnutzungsfaktor hat, der doppelt so groß ist wie der der Induktionsmaschine mit verteilter Wicklung. Ferner läßt sich eine Spulenlänge L_E von einem Spulenkopfbereich der Induktionsmaschine mit konzentrierter Wicklung anhand der nachfolgenden Gleichung 9 erzielen:
Unter Berücksichtigung der vorstehenden Fakten läßt sich der Widerstandswert R₂ der Induktionsmaschine mit konzentrierter Wicklung gemäß der nachfolgenden Gleichung (10) berechnen:
Dabei bedeutet: N_S = 3 p.
Ferner kann eine Gesamtlänge L_S der Induktionsmaschine mit konzentrierter Wicklung durch die nachfolgende Gleichung (11) dargestellt werden:
Als Ergebnis der vorstehend genannten Berechnungen ist somit erkennbar, daß Vorteile oder Nachteile im Vergleich zwischen der Induktionsmaschine mit verteilter Wicklung und der Induktionsmaschine mit konzentrierter Wicklung von der Statorkernlänge und dem Statoraußendurchmesser abhängig sind.
Unter der Annahme, daß die Statorkernlänge L_C sowohl bei der Induktionsmaschine mit verteilter Wicklung als auch bei der Induktionsmaschine mit konzentrierter Wicklung gleich ausgebildet ist, wird eine volle Länge der Induktionsmaschine mit konzentrierter Wicklung notwendigerweise kleiner als bei der Berechnung gemäß der vorstehenden Gleichung. Darüber hinaus wird die Effizienz bei dem kleineren Widerstandswert stärker verbessert, so daß eine Induktionsmaschine mit konzentrierter Wicklung die nachfolgende Gleichung (12) erfüllt:
Die vorstehende Gleichung (12) läßt sich in die nachfolgende Gleichung (13) umschreiben:
Im Vergleich mit der Induktionsmaschine mit verteilter Wicklung erreicht die Induktionsmaschine mit konzentrierter Wicklung innerhalb des Bereichs der Gleichung (13) somit eine stärkere Miniaturisierung und gleichzeitig eine Verbesserung in der Effizienz.
Als Ergebnis der vorstehend genannten Rechenergebnisse kann man sagen, daß unter der Voraussetzung einer gleichen Statorkernlänge bei Erzielung des gleichen Drehmoments bei gleichem Strom die volle Länge der Induktionsmaschine mit konzentrierter Wicklung notwendigerweise kleiner wird.
In dem Fall, in dem die volle Länge der Induktionsmaschinen gleich ausgebildet ist, kann somit die Statorkernlänge der Induktionsmaschine mit konzentrierter Wicklung größer gemacht werden, so daß ein geringerer Strom zum Erzielen des gleichen Drehmoments wie bei der Induktionsmaschine mit verteilter Wicklung ausreicht. Die Reduzierung des Stroms führt zu einer Verminderung des Kupferverlusts, so daß sich letztendlich wiederum die Effizienz verbessern läßt.
Eine Differenz zwischen der vollen Länge der Induktionsmaschine mit konzentrierter Wicklung sowie der vollen Länge der Induktionsmaschine mit verteilter Wicklung erhält man mittels der nachfolgenden Gleichung (14):
In dem Fall, in dem die Induktionsmaschinen in der vollen Länge gleich ausgebildet sind, kann somit die Statorkernlänge der Induktionsmaschine mit konzentrierter Wicklung anhand des nachfolgenden Ausdrucks (15) ermittelt werden:
Zum Erzielen des gleichen Drehmoments ist somit der Strom der Induktionsmaschine mit konzentrierter Wicklung ausreichend, den man erhält durch Multiplizieren des Stroms der Induktionsmaschine mit verteilter Wicklung mit einem Wert, den man anhand des nachfolgenden Ausdrucks (16) erhält:
Unter Berücksichtigung der vorstehend genannten Fakten kann die Induktionsmaschine mit konzentrierter Wicklung im Vergleich zu der Induktionsmaschine mit verteilter Wicklung miniaturisiert oder in der Effizienz verbessert werden, und zwar unter der Voraussetzung, daß die nachfolgende Gleichung (17) erfüllt ist:
Die vorstehende Gleichung (17) läßt sich in die folgende Gleichung (18) umschreiben:
Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel wird somit bei der Anordnung von 12 Schlitzen bei 4 Polen entweder eine Verbesserung in der Effizienz oder eine Miniaturisierung innerhalb des in 5 dargestellten Bereichs 5A erzielt, während in dem Bereich 5AA der 5 sowohl eine Verbesserung der Effizienz als auch eine Miniaturisierung erzielt werden. In der gleichen Weise werden bei der Anordnung von 18 Schlitzen bei 6 Polen entweder eine Verbesserung der Effizienz oder eine Miniaturisierung in dem in 6 dargestellten Bereich 6A erzielt, während in dem Bereich 6AA der 6 sowohl eine Verbesserung der Effizienz als auch eine Miniaturisierung erreicht werden.
Ausführungsbeispiel 3
Wie bei dem vorstehenden ersten Ausführungsbeispiel beschrieben, kann der Induktionsmotor mit konzentrierter Wicklung, der einen Stator mit konzentrierter Wicklung mit einer Basiseinheit von 3 Schlitzen pro Pol aufweist, in effizienter Weise betrieben werden, da keine höhere Harmonische der magnetomotorischen Kraft in der sekundären oder 4^ten Ordnung vorhanden ist, und zwar im Unterschied zu einem Stator mit konzentrierter Wicklung, der eine Basiseinheit von 3 Schlitzen bei 2 Polen aufweist, wie er bei Permanentmagnetmotoren häufig verwendet wird.
Es ist zu erkennen, daß im Fall einer großen höheren Harmonischen der magnetomotorischen Kraft in der 5^ten oder der 7^ten Ordnung das Pulsieren (Welligkeit) des Drehmoments häufig zunimmt. Zur Bewältigung dieser Situation wird gemäß dem vorliegenden zweiten Ausführungsbeispiel ein effizienterer Betrieb des Induktionsmotors mit konzentrierter Wicklung dadurch erzielt, daß die höhere Harmonische der magnetomotorischen Kraft in der 5^ten Ordnung verringert wird.
Die höhere Harmonische der magnetomotorischen Kraft in der 5^ten Ordnung hat eine Wellenlänge von 1/5 der Wellenlänge der Grundwelle. Zur Verminderung der Beeinträchtigung durch diese höhere Harmonische der magnetomotorischen Kraft in der 5^ten Ordnung kann ein Sekundärleiter 8 des Rotors 2 schräggestellt angeordnet werden. Unter der Annahme, daß eine Wellenlänge der Grundwelle 360° bei einem elektrischen Winkel beträgt, beträgt eine Wellenlänge in der 5^ten Ordnung 1/5 von diesen 360°. Unter der Annahme, daß der Sekundärleiter 8 des Stators 2 in einem elektrischen Winkel von Vielfachen von 1/5 der genannten 360° schräggestellt ist, kann der Sekundärleiter 8 des Rotors 2 den Effekt der höheren Harmonischen der magnetomotorischen Kraft in der 5^ten Ordnung reduzieren, die von dem Stator 1 erzeugt wird.
7 zeigt eine Längsschnittdarstellung eines Rotors eines Induktionsmotors mit konzentrierter Wicklung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung. In der Zeichnung bezeichnet das Bezugszeichen 7 den Rotorkern, das Bezugszeichen 8 bezeichnet den Sekundärleiter, das Bezugszeichen 9 bezeichnet die Welle, und das Bezugszeichen 10 bezeichnet einen Endring. Der Sekundärleiter 8 ist in einem elektrischen Winkel θr gemäß dem nachfolgenden Ausdruck schräggestellt. θr = 360/5 × n = 72 × n.
Dabei bedeuten:

θr: = Schrägstellungswinkel des Rotors, und
n: = eine natürliche Zahl.

Im spezielleren sind die Sekundärleiter 8 des Rotors 2 in einem elektrischen Winkel von 72°, 144°, 216° ... schräggestellt.
Wie vorstehend beschrieben, ist es bei diesem dritten Ausführungsbeispiel aufgrund der Schrägstellung eines Sekundärleiters des Rotors in einem elektrischen Winkel von einem integralen Vielfachen von 72° möglich, den nachteiligen Einfluß der von dem Stator erzeugten höheren Harmonischen der magnetomotorischen Kraft in der 5^ten Ordnung zu verringern. Dadurch läßt sich ein Induktionsmotor mit konzentrierter Wicklung mit geringer Welligkeit erzielen.
Ausführunsgbeispiel 4
Bei dem vierten Ausführungsbeispiel besteht die Möglichkeit, daß ein höheres Drehmoment mit dem gleichen Strom bei kleiner werdendem Schrägstellungswinkel erzeugt wird, und daher ist es wünschenswert, den Schrägstellungswinkel möglichst klein auszubilden. Mit einem Sekundärleiter des Rotors, der in einem elektrischen Winkel von 72° schräggestellt ist, so daß eine geringere Beeinträchtigung durch die höhere Harmonische der von dem Stator erzeugten magnetomotorischen Kraft in der 5^ten Ordnung erzielt wird, läßt sich das Drehmoment erhöhen, und gleichzeitig läßt sich der Effekt (zum Beispiel hohe Welligkeit) der von dem Stator erzeugten magnetomotorischen Kraft der 5^ten Ordnung verringern. 8 zeigt eine Längsschnittdarstellung eines Rotors eines Induktionsmotors mit konzentrierter Wicklung gemäß diesem vierten Ausführungsbeispiel.
Ausführunsgbeispiel 5
Wie bei dem vorstehenden ersten Ausführungsbeispiel beschrieben, kann der Induktionsmotor mit konzentrierter Wicklung, der einen Stator mit konzentrierter Wicklung mit einer Basiseinheit von 3 Schlitzen pro Pol aufweist, in effizienter Weise betrieben werden, da keine höhere Harmonische der magnetomotorischen Kraft in der sekundären oder 4^ten Ordnung vorhanden ist, und zwar im Unterschied zu einem Stator mit konzentrierter Wicklung, der eine Basiseinheit von 3 Schlitzen bei 2 Polen aufweist, wie dieser bei Permanentmagnetmotoren häufig verwendet wird.
Es ist darauf hinzuweisen, daß im Fall einer großen höheren Harmonischen der magnetomotorischen Kraft in der 5^ten oder der 7^ten Ordnung das Pulsieren (Welligkeit) des Drehmoments häufig höher wird. Zur Bewältigung dieser Situation wird bei dem vorliegenden fünften Ausführungsbeispiel durch Reduzieren der höheren Harmonischen der magnetomotorischen Kraft in der 7^ten Ordnung ein effizienterer Betrieb eines Induktionsmotors mit konzentrierter Wicklung erzielt.
Die höhere Harmonische der magnetomotorischen Kraft in der 7^ten Ordnung hat eine Wellenform mit einer Wellenlänge von 1/7 der Wellenlänge der Grundwelle. Zur Verringerung des nachteiligen Einflusses aufgrund dieser 7^ten Ordnung der höheren Harmonischen der magnetomotorischen Kraft ist es bevorzugt, daß ein Sekundärleiter 8 des Rotors 2 schräggestellt angeordnet wird. Unter der Annahme, daß ein elektrischer Winkel einer Wellenlänge einer Grundwelle von 360° als elektrischer Winkel verwendet wird, beträgt eine Wellenlänge in der 7^ten Ordnung 1/7 von diesen 360°.
Unter der Annahme, daß ein Sekundärleiter des Rotors in einem elektrischen Winkel von Vielfachen von 1/7 der vorstehend genannten 360° schräggestellt angeordnet ist, kann der Sekundärleiter 8 des Rotors 2 somit den Effekt der 7^ten Ordnung der höheren Harmonischen der von dem Stator 1 erzeugten magnetomotorischen Kraft vermindern.
9 zeigt eine Längsschnittdarstellung eines Rotors eines Induktionsmotors mit konzentrierter Wicklung gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. In der Zeichnung bezeichnet das Bezugszeichen 7 den Rotorkern, das Bezugszeichen 8 bezeichnet den Sekundärleiter, das Bezugszeichen 9 bezeichnet die Welle, und das Bezugszeichen 10 bezeichnet den Endring. Der Sekundärleiter 8 ist in einem elektrischen Winkel θr1 gemäß dem nachfolgenden Ausdruck schräggestellt: θr1 = 360/7 × n.
Dabei bedeuten:

θr1: = Schrägstellungswinkel des Rotors, und
n: = eine natürliche Zahl.

Genauer gesagt, es sind die Sekundärleiter 8 des Rotors 2 in einem elektrischen Winkel von 51,4°, 102,9°, 154,3° ... schräggestellt.
Wie vorstehend beschrieben, ist bei diesem fünften Ausführungsbeispiel durch die Schrägstellung eines Sekundärleiters des Rotors in einem elektrischen Winkel von einem integralen Vielfachen von (360/7)° die Möglichkeit geschaffen, den Effekt der höheren Harmonischen der von dem Stator erzeugten magnetomotorischen Kraft in der 7^ten Ordnung zu verringern. Als Ergebnis hiervon läßt sich ein Induktionsmotor mit konzentrierter Wicklung mit wenig Welligkeit erzielen.
Ausführunsgbeispiel 6
Bei dem vorstehend beschriebenen fünften Ausführungsbeispiel besteht die Möglichkeit, mit dem gleichen Strom ein höheres Drehmoment bei kleiner werdendem Schrägstellungswinkel zu erzeugen, so daß es wünschenswert ist, den Schrägstellungswinkel möglichst klein zu halten. Aufgrund der Schrägstellung eines Sekundärleiters 8 des Rotors 2 mit einem elektrischen Winkel von (360/7)°, so daß eine geringere Beeinträchtigung aufgrund der höheren Harmonischen der von dem Rotor erzeugten magnetomotorischen Kraft in der 7^ten Ordnung vorhanden ist, läßt sich das Drehmoment grösser gestalten und der Effekt (zum Beispiel hohe Welligkeit) der von dem Stator 1 erzeugten magnetomotorischen Kraft der 7^ten Ordnung vermindern. 10 zeigt eine Längsschnittdarstellung eines Rotors eines Induktionsmotors mit konzentrierter Wicklung gemäß diesem sechsten Ausführungsbeispiel.
Ausführunsgbeispiel 7
Es gibt eine finite Anzahl von Schlitzen in einem Stator 1, so daß ein Magnetfluß mit höherer Schlitz- bzw. Nutharmonischer erzeugt wird. Dieser Magnetfluß mit höherer Schlitzharmonischer wird mit dem Rotor 2 gekoppelt, und dies führt zu sekundärem Kupferverlust der höheren Harmonischen oder Eisenverlust der höheren Harmonischen. Der sekundäre Kupferverlust der höheren Harmonischen erreicht sein Minimum, wenn die Anzahl der Schlitze des Rotors das n-fache der Anzahl von Schlitzen des Stators 1 beträgt (wobei n eine natürliche Zahl ist) und erreicht sein Maximum, wenn die Anzahl der Schlitze des Rotors 2 das (n-0,5)-fache der Anzahl von Schlitzen des Stators 1 beträgt.
Im Gegensatz dazu erreicht der Eisenverlust der höheren Harmonischen sein Maximum, wenn die Anzahl der Schlitze des Rotors 2 das n-fache der Anzahl der Schlitze des Stators 1 beträgt, und sein Minimum, wenn die Anzahl der Schlitze des Rotors 2 das (n-0,5)-fache der Anzahl von Schlitzen des Stators 1 beträgt. Somit ist es notwendig, diese Verluste der höheren Harmonischen zu minimieren.
11 zeigt eine schematische Darstellung der Verluste der höheren Harmonischen einer rotierenden elektrischen Maschine, wobei ein Dreiphasen-Induktionsmotor mit konzentrierter Wicklung sowie mit 4 Polen als Beispiel veranschaulicht ist. Ferner beträgt die Anzahl der Schlitze eines Stators 1 12 Schlitze. Unter Bezugnahme auf 11 veranschaulicht ∎ den sekundären Kupferverlust der höheren Harmonischen, Δ bezeichnet den Eisenverlust der höheren Harmonischen, und O bezeichnet den Verlust der höheren Harmonischen.
Um den Verlust der höheren Harmonischen allgemein zu minimieren, sind ferner der Maximalwert des Eisenverlusts der höheren Harmonischen und der Maximalwert des sekundären Kupferverlusts der höheren Harmonischen normalerweise derart vorgegeben, daß diese im wesentlichen auf dem gleichen Niveau liegen. Aufgrund der Änderung in der Anzahl von Schlitzen des Rotors 2, wird der Verlust der höheren Harmonischen, bei dem es sich um eine Summe aus dem sekundären Kupferverlust der höheren Harmonischen und dem Eisenverlust der höheren Harmonischen handelt, gesteigert oder verringert.
Wie unter Bezugnahme auf 11 ersichtlich, ist zwar das Maximum der sekundären Kupferverluste der höheren Harmonischen größer als das Maximum der Eisenverluste der höheren Harmonischen, jedoch ändert sich die Größenkorrelation zwischen diesen auf der Basis von verschiedenen Elementen, wie zum Beispiel den Qualitäten oder den Frequenzen eines Rotorkerns 7. Es ist jedoch darauf hinzuweisen, daß die Mindestwerte in der Mitte der jeweiligen Maximalwerte des sekundären Kupferverlusts der höheren Harmonischen und des Eisenverlusts der höheren Harmonischen liegen.
Das heißt, der Verlust der höheren Harmonischen hat sein Minimum in der Nähe von dem Bereich, in dem die Anzahl der Schlitze eines Rotors 2 im wesentlichen das (0,5n + 0,25)-fache der Anzahl der Schlitze eines Stators 1 beträgt. Nimmt man die Anzahl der Schlitze des Stators 1 mit Ns an und die Anzahl der Schlitze des Rotors 2 mit Nr an, hat der Verlust der höheren Harmonischen sein Minimum beim Erfüllen der Bedingung Ns × (0,5n + 0,25) – 1 ≤ Nr ≤ Ns × (0,5n + 0,25) + 1;dabei sind Nr und Nn natürliche Zahlen.
Wenn die Anzahl der Schlitze eines Rotors eine natürliche Anzahl in unmittelbarer Nähe von Ns × (0,5n + 0,25) sein soll, dann erreicht der Verlust der höheren Harmonischen sein Minimum.
In dem Fall, in dem die Anzahl der Pole eines Stators 1 den Wert 4 hat, und dabei die Anzahl der Schlitze eines Rotors 2 die Werte 9 oder 15 hat, dann erreicht der Verlust der höheren Harmonischen gemäß 11 sein Minimum.
Die vorstehenden Ausführungsbeispiele sind zwar unter Bezugnahme auf einen Induktionsmotor beschrieben worden, jedoch lassen sich die gleichen Vorteile auch im Fall jeder beliebigen anderen rotierenden elektrischen Maschine erzielen, wie zum Beispiel bei einem Induktions-Generator oder dergleichen, der die gleiche Konstruktion wie die vorstehend beschriebene aufweist.

Claims

Rotierende elektrische Maschine, die folgendes aufweist: einen Stator (1), bei dem eine Spule (4) auf eine Vielzahl von an einem Statorkern vorgesehenen Zähnen in Form einer konzentrierten Wicklung gewickelt ist und die Spule (4) mit einer Dreiphasen-Stromversorgung verbunden ist; und einen Rotor (2), der den Zähnen (5) des Stators (1) gegenüberliegend angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis zwischen der Anzahl von Polen und der Anzahl von Schlitzen des Stators (1) den Wert 1:3 besitzt.
Rotierende elektrische Maschine nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Beziehung zwischen einer Statorkernlänge L_C und einen Außendurchmesser Φ_d des Stators die nachfolgende Gleichung (1) erfüllt:
wobei p die Anzahl der Pole des Stators ist.
Rotierende elektrische Maschine nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Beziehung zwischen einer Statorkernlänge L_C und einem Außendurchmesser Φ_d des Stators die nachfolgende Gleichung (2) erfüllt:
wobei p die Anzahl der Pole des Stators ist.
Rotierende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein in einem Schlitz des Rotors (2) ausgebildeter Sekundärleiter (8) unter einem elektrischen Winkel von ca. (72 × n)° (wobei n eine natürliche Zahl ist) axial schräggestellt angeordnet ist.
Rotierende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein in einem Schlitz des Rotors (2) ausgebildeter Sekundärleiter (8) unter einem elektrischen Winkel von ca. 72° axial schräggestellt angeordnet ist.
Rotierende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein in einem Schlitz des Rotors (2) ausgebildeter Sekundärleiter (8) unter einem elektrischen Winkel von ca. (360/7 × n)° (wobei n eine natürliche Zahl ist) axial schräggestellt angeordnet ist.
Rotierende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein in einem Schlitz des Rotors (2) ausgebildeter Sekundärleiter (8) unter einem elektrischen Winkel von ca. (360/7)° axial schräggestellt angeordnet ist.
Rotierende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß bei Annahme der Anzahl von Schlitzen des Stators (1) mit Ns sowie bei Annahme der Anzahl von Schlitzen des Rotors (2) mit Nr folgende Beziehung gilt: Ns × (0,5n + 0,25) – 1 ≤ Nr ≤ Ns × (0,5n + 0,25) + 1.
Rotierende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß bei Annahme der Anzahl von Schlitzen des Stators (1) mit Ns die Anzahl der Schlitze Nr des Rotors (2) eine natürliche Zahl in unmittelbarer Nähe von Ns × (0,5n + 0,25) ist.
Rotierende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Fall, in dem die Anzahl der Pole des Stators (1) vier beträgt, die Anzahl der Schlitze des Rotors (2) neun oder fünfzehn beträgt.