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Die
Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung zum analogen Ansteuern
einer kapazitiven Last gemäß den oberbegrifflichen
Merkmalen des Patentanspruchs 1 bzw. auf ein Verfahren zum analogen Ansteuern
einer kapazitiven Last gemäß den oberbegrifflichen
Merkmalen des Patentanspruchs 9.
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Piezoelektrische
Aktoren werden auf vielfältige
Weise als Stellglieder eingesetzt. In verschiedensten Applikationen
sind an Parameter wie Effizienz, Signalqualität usw. unterschiedliche Anforderungen
gestellt. Nur durch eine an die Applikation angepasste Elektronik
können
die Aktoren die gewünschte
Funktionalität
bei geringen Elektronikkosten erreichen. Die hier beschriebene Innovation
zielt auf Anwendungen, in denen eine mittlere bis hohe Effizienz, eine
sehr hohe Signalqualität
und geringe Anforderungen bezüglich
z. B. Schaltzeiten, Toleranzen und Verlustleistung an die Bauteile
gefordert werden. Eine Beispielapplikation ist eine Treiberstufe
eines in
EP 1 098 429
B1 beschriebenen Piezo-Ring-Motors. Ein solcher Piezo-Ring-Motor
umfasst als eine Festkörperaktor-Antriebsvorrichtung
einen Antriebskörper
mit einer zylindrischen Antriebsfläche, wobei die zylindrische
Antriebsfläche
auch durch die Innenseite eines ringförmiges Antriebskörper ausbildbar
ist, zumindest zwei Festkörperaktoren,
welche den Antriebsring in eine Schwingung in einer Antriebsebene versetzen,
eine Antriebswelle, welche an der Antriebsfläche senkrecht zur Antriebsebene
verlaufend anliegt und durch die Schwingung in eine Rotation versetzt
wird, und eine Schalteinrichtung zum Antreiben der Festkörperaktoren.
Insbesondere in anwendernahen Anwendungen dieses Antriebes ist die Kombination
der genannten Parameter gefordert, um Geräuscharmut, Effizienz und niedrige
Kosten zu gewährleisten.
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Piezotreiberkonzepte
basieren auf Schaltnetzteil-Endstufen, Analog-Endstufen, Ladungspumpen
oder Kombinationen der genannten Prinzipien. Getaktete Endstufen,
wie Schaltnetzteil- und
Hybrid-Endstufen bieten eine hohe Effizienz, haben jedoch aufgrund
der Quantisierung des Ausgangssignals eine schlechte Signalqualität und verursachen durch
steile Transienten diverse EMV-Probleme (EMV: Elektro-Magnetische
Verträglichkeit).
Mit Maßnahmen,
wie einer Erhöhung
der Schaltfrequenz und Signalfilterung lässt sich die Signalqualität wesentlich verbessern,
jedoch steigen der Schaltungsaufwand und die Bauteilanforderungen.
Entsprechend sind auch höhere
Elektronikkosten unter den genannten Randbedingungen die Folge.
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Einer
bekannte Gegentakt-Endstufe besteht u.a. aus einem Paar komplementärer Emitterfolger eines
zweiten und eines dritten Transistors Q2, Q3, wie dies in 5 dargestellt ist. Eine
kapazitive Last P ist dabei zwischen einerseits die Kollektor-Emitter-Strecken
des zweiten und des dritten Transistors Q2, Q3 und andererseits
ein gemeinsames Bezugspotential 0 geschaltet. Eine solche Endstufe stellt
einen Stromverstärker
dar, der eine am Eingang anliegende Spannungs-Zeit-Funktion an der
Last P mit niedriger Impedanz nachbildet. Der Wirkungsgrad dieses
Aufbaus ist dadurch gering, dass durch einen Spannungsabfall UCE2,
UCE3 über
der Kollektor-Emitter-Strecke beider Transistoren Q2, Q3 und einen
durch die Last P verursachten Stromfluss I2, I3 über eine Zeitspanne T eine
Leistung der Größe P2 bzw.
P3 am jeweiligen Transistor Q2, Q3 in Wärme umgesetzt wird gemäß P2(T) = (U1 – UE)·I2(T)
= UCE2·I2(T)
mit UBE2 ≈ 0V und P3(T) = (UE – 0V)·I3(T)
= UCE3·I3(T)
mit UBE3 ≈ 0V,wobei
Basis-Emitter-Spannungen UBE2, UBE3 der beiden Transistoren Q2,
Q3 nahezu gleich Null sind.
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Zur
Funktion der Schaltung ist jedoch nur ein geringer, vom Transistortyp
abhängiger,
Potentialunterschied bzw. Span nungsabfall UCE2, UCE3 der Kollektor-Emitter-Strecken
erforderlich.
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Die
Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Schaltung bzw. ein Verfahren
zum analogen Ansteuern einer kapazitiven Last zu verbessern. In
vorteilhafter Weise soll die Spannung bzw. der jeweilige Spannungsabfall
UCE der Kollektor-Emitter-Strecken
auf einen Wert verringert werden, der für eine korrekte Funktion der
Transistoren notwendig ist. Insbesondere soll eine solche Schaltung
bei geringerem Leistungsverbrauch und vorzugsweise verbesserter Effizienz
betrieben werden können.
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Diese
Aufgabe wird gelöst
durch eine Schaltung zum analogen Ansteuern einer kapazitiven Last mit
den Merkmalen des Patentanspruchs 1 bzw. durch ein Verfahren zum
analogen Ansteuern einer kapazitiven Last mit den Merkmalen des
Patentanspruchs 9. Eigenständig
vorteilhaft ist eine Umsetzung in einer Festkörperaktor-Antriebsvorrichtung mit
den Merkmalen des Patentanspruchs 8. Vorteilhafte Ausgestaltungen
sind Gegenstand abhängiger Ansprüche.
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Bevorzugt
wird demgemäß eine Schaltung zum
analogen Ansteuern einer kapazitiven Last mit einer Antriebsquelle
zum Bereitstellen einer Betriebsspannung oder eines Betriebsstromes
zum Aufladen der kapazitiven Last, mit einer Schaltanordnung zum Laden
und Entladen der Last und mit eine Speicherkapazität zum Zwischenspeichern
von Ladung von der Last während
des Entladens der Last und zum Abgeben von zwischengespeicherter
Ladung an die Last während
des Ladens der Last.
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Vorteilhaft
ist eine Schaltung mit einer weiteren Schaltanordnung zum Schalten
der Last während einer
ersten Entladephase zum Entladen der Last in die Speicherkapazität, zum Schalten
der Last an ein Bezugspotential während einer zweiten Entladephase
zum Entladen der Last, zum Schalten der Last während einer ersten Ladephase
zum Laden der Last aus der Speicherkapazität, und zum Schalten der Last
während
einer zweiten Ladephase zum Laden der Last aus der Antriebsquelle.
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Vorteilhaft
ist eine Schaltung, bei der das Bezugspotential ein gemeinsames
Bezugspotential auch der Antriebsquelle und der Speicherkapazität ist.
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Vorteilhaft
ist eine Schaltung, bei der die weitere Schaltanordnung Schalter
aufweist, welche zum Schalten des Ladens und des Entladens der Last
von einer nebengeordneten Schaltung oder Steuerung angesteuert werden.
Vorteilhaft ist eine Schaltung, bei der die Schaltanordnung und
die weitere Schaltanordnung als Schalter Transistoren aufweisen
zum Schalten des Ladens und des Entladens der Last bzw. der Speicherkapazität. Vorteilhaft
ist eine Schaltung, bei der die Schaltanordnung und die weitere Schaltanordnung
Dioden und/oder Zener-Dioden aufweist, welche zwischen einerseits
die Speicherkapazität
und andererseits die nebengeordnete Steuerung zum Ansteuern der
Schalter oder die Transistoren geschaltet sind zum Schalten der
ersten und der zweiten Ladephase und zum Schalten der ersten und der
zweiten Entladephase.
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Vorteilhaft
ist eine Schaltung, bei der die Last durch zumindest einen piezoelektrischen
Aktor ausgebildet ist.
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Eigenständig bevorzugt
wird eine Festkörperaktor-Antriebsvorrichtung
mit einem Antriebskörper
mit einer zylindrischen Antriebsfläche, mit zumindest zwei Festkörperaktoren,
welche den Antriebskörper
in eine Schwingung in einer Antriebsebene versetzen, mit einer Antriebswelle,
welche an der Antriebskörperfläche anliegt
und durch die Schwingung in eine Rotation versetzt wird, und mit
einer Schaltung zum Antreiben der Festkörperaktoren, wobei die Festkörperaktoren
jeweils durch eine kapazitive Last ausgebildet sind und die Schaltung
mit einer solchen Speichekapazität
ausgebildet ist.
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Bevorzugt
wird verfahrensgemäß ein Verfahren
zum analogen Ansteuern einer kapazitiven Last durch Anlegen einer
Betriebsspannung oder eines Betriebsstromes einer Antriebsquelle
zum Aufladen der kapazitiven Last an die Last und Entladen der Last,
wobei während
einer ersten Entladephase Ladung der Last in eine Speicherkapazität zwischengespeichert
wird und während
einer ersten Ladephase zum Laden der Last Ladung aus der Speicherkapazität in die
Last geladen wird. Vorteilhaft ist ein Verfahren, bei dem durch
das Laden und Entladen als kapazitive Last ein Festkörperaktor,
insbesondere ein piezoelektrischer Festkörperaktor angesteuert wird.
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Der
bevorzugte Aufbau der Schaltung bildet eine rein analoge, wert-
und auch zeitkontinuierliche Endstufe zum Treiben kapazitiver Lasten.
Die Basis des Aufbaus bildet eine Gegentakt-Endstufe bestehend aus einem komplementären Emitterfolger.
Die Schaltung ist derart verändert,
dass auf einfache Weise ein Teil der in der Last gespeicherten Energie zur
Versorgung des Aufbaus zurückgewonnen
wird.
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Nachteilhaft
bei einer solchen Schaltung ist im Vergleich zu Schaltnetzteil-Endstufen
ein prinzipiell schlechterer Wirkungsgrad. Jedoch überwiegt
für viele
Anwendungen eine Vielzahl an Vorteilen.
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Vorteilhaft
ist z.B. ein einfacher Aufbau. Besonders vorteilhaft ist eine dabei
trotzdem sehr gute Signalqualität,
da die kapazitive Last nicht getaktet angesteuert wird. Vorteilhaft
ist auch eine gleichmäßige Verteilung
der thermischen Belastung auf mehrere Transistoren. Außerdem ist
eine derart gebildete Endstufe kaum Quelle von EMV-Störungen,
da sie nicht getaktet betrieben wird. Erzielbar ist eine mittlere
bis hohe Effizienz durch Energierückgewinnung. Vorteilhaft ist
ein sehr kostengünstiger
Aufbau durch die Verwendbarkeit von Standardbauteilen, keinen erforderlichen
Induktivitäten
und keinen hohen Toleranzforderungen.
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Ein
Ausführungsbeispiel
wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
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1 eine
Schaltung gemäß einer
ersten Ausführungsform
mit einer Speicherkapazität,
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2 eine
Schaltung gemäß einer
zweiten Ausführungsform
mit einer Speicherkapazität,
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3 Spannungs-Zeit-Funktionen
einer solchen bevorzugten Schaltung gegenüber einer Schaltung ohne eine
Speicherkapazität,
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4 Stromaufnahme-Zeit-Funktionen
einer solchen bevorzugten Schaltung gegenüber einer Schaltung ohne eine
Speicherkapazität
und
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5 eine
Schaltung gemäß dem Stand
der Technik ohne eine solche Speicherkapazität.
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Die
Ausführungsformen
nach 1 und 2 bilden eine zeit- und wertkontinuierlichen
Endstufe zum Treiben kapazitiver Lasten P mit hoher Effizienz, hoher
Signalqualität
und geringen Bauteilanforderungen. Der Aufbau ist gekennzeichnet
durch eine Speicherkapazität
C, die über
Schalter S1–S4 im
Allgemeinen und Dioden D1–D4
oder Transistoren Q1, Q3–Q6
im Speziellen mit den Kollektoren zweier komplementärer Endstufen-Transistoren
Q2, Q3 verbunden ist. Die Speicherkapazität C nimmt während des Entladens der kapazitiven
Last P Energie auf und gibt diese teilweise zum Aufladen der kapazitiven Last
P wieder an diese ab. Ein Teil der in der kapazitiven Last P gespeicherten
Ladung bzw. Energie wird auf diese Weise zurückgewonnen.
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1 zeigt
eine beispielhafte Schaltung zum analogen Ansteuern einer kapazitiven
Last P, welche vorzugsweise durch einen kapazitiven Festkörperaktor,
insbesondere einen piezoelektrischen Aktor ausgebildet wird.
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Eine
Antriebsquelle G zum Bereitstellen einer Betriebsspannung U1 oder
eines Betriebsstroms zum Aufladen der Last P ist mit einem ersten
Anschluss ebenso wie die Last P mit einem Bezugspotential 0 verbunden.
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Eine
Schaltanordnung zum Laden und Entladen der Last P umfasst in für sich bekannter
Art und Weise einen zweiten und einen dritten Transistor Q2, Q3.
Der zweite und der dritte Transistor Q2, Q3 sind über deren
hintereinander geschaltete Kollektor-Emitter-Strecken zwischen einen
zweiten Anschluss der Antriebsquelle G und das Bezugspotential 0
geschaltet. Die Basisanschlüsse
des zweiten und des dritten Transistors Q2, Q3 sind zu deren Ansteuerung über einen
Basisanschluss-Widerstand mit
einer geeigneten Steuerschaltung in Form beispielsweise einer Steueranschluss-Antriebsquelle G1
verbunden. Die Steueranschluss-Antriebsquelle G1 stellt je nach
momentanem Schaltzustand eine Steueranschluss-Betriebsspannung als
ein Ansteuersignal UE(t) gegenüber
dem Bezugspotential 0 bereit.
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Die
kapazitive Last P ist mit ihrem einen Anschluss zwischen die beiden
Kollektor-Emitter-Strecken des zweiten und des dritten Transistors
Q2, Q3 geschaltet. Mit ihrem anderen Anschluss liegt die Last P
am Bezugspotential 0 an. Je nach dem Potentialwert an den Basisanschlüssen des
zweiten und des dritten Transistors Q2, Q3 wird dadurch die kapazitive
Last P entweder über
die Betriebsspannung U1 der Antriebsquelle G und über den
zweiten Transistor Q2 aufgeladen oder über den dritten Transistor
Q3 zum Bezugspotential 0 hin entladen.
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Als
wesentliches Element umfasst die Schaltung eine Speicherkapazität C, z.B.
einen Elektrolytkondensator, zum Zwischenspeichern von Ladung von
der Last P während
des Entladens der Last P und zum Abgeben von derart zwischengespeicherter Ladung
an die Last P während
des Ladens der Last P.
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Die
Speicherkapazität
C ist mit vier Schaltern, d.h. einem ersten bis einem vierten Schalter S1–S4 als
einer weiteren Schaltanordnung mit der Schaltanordnung aus dem zweiten
und dem dritten Transistor Q2, Q3 verschaltet. Der erste Schalter
S1 ist zwischen das Bezugspotential 0 und den dritten Transistor
Q3 geschaltet. Der zweite Schalter S2 ist zwischen den ersten Schalter
S1 und den dritten Transistor Q3 einerseits und andererseits den
ersten Anschluss der Speicherkapazität C geschaltet. Der zweite
Anschluss der Speicherkapazität
C ist am Bezugspotential 0 angelegt. Der vierte Schalter S4 ist zwischen
einerseits einen Knoten zwischen dem dritten Schalter S3 und dem
Kollektor des zweiten Transistors Q2 und andererseits die Antriebsquelle
G geschaltet. Außerdem
ist der erste Anschluss der Speicherkapazität C an dem dritten Schalter
S3 angelegt, welcher eine schaltbare Verbindung zu dem Knoten zwischen
dem vierten Schalter S4 und dem Kollektor des zweiten Transistors
Q2 ausbildet. Die Schalter S1–S4
werden zum Schalten des Ladens und des Entladens der Last P vorzugsweise
von einer der dargestellten Schaltung nebengeordneten Schaltung oder
Steuereinrichtung angesteuert, welche auch das Potential steuert,
welches zum Schalten an den beiden Basisanschlüssen des zweiten und des dritten
Transistors Q2, Q3 angelegt wird.
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Das
Potential der Speicherkapazität
C stellt sich auf einen Wert zwischen dem Bezugspotential 0 und
der Betriebsspannung U1 ein. Durch die Schalter S1–S4 wird
der Stromfluss derart gesteuert, dass zum Entladen eines kapazitiven
Aktors als der Last P so lange, solange ein Aktor- bzw. Lastpotential
der Last P höher
als ein Potential der Speicherkapazität C ist, die Speicherkapazität C durch
die Last P über den
zweiten Schalter S2 aufgeladen wird. Sobald das Lastpotential gegenüber dem
Potential der Speicherkapazität
C zu klein wird, wird die Last P über den ersten Schalter S1
direkt gegen das Bezugspotential 0 entladen. Das heißt, solange
eine Potentialdifferenz Ucap(t) (siehe 2) über der
Speicherkapazität
C eine ausreichende Spannung UCE zur Funktion der Schaltung gewährleistet,
wird der entsprechende Transistor Q2, Q3 mit Strom IC aus der Speicherkapazität C versorgt.
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Das
Aufladen der Last P erfolgt komplementär. Solange das Aktor- bzw.
Lastpotential der Last P kleiner als das Potential der Speicherkapazität C ist, wird
die Last P über
den dritten Schalter S3 über
die in der Speicherkapazität
C zwischengespeicherte Energie bzw. Ladung aufgeladen. Sobald das
Lastpotential größer als
das Potential der Speicherkapazität C wird, wird die Last P über den
vierten Schalter S4 direkt aus der Antriebsquelle G mit der Betriebsspannung
U1 aufgeladen.
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2 zeigt
eine gegenüber 1 modifizierte
Ausführungsform,
bei welcher anstelle der schaltbaren Schalter S1–S4 eine automatische elektronische
Schaltung vorgesehen ist. Das eigentliche Laden oder Entladen der
Last P erfolgt weiterhin über das
Anlegen eines entsprechenden Steueranschluss-Potentials an den Basisanschlüssen eines zweiten
und eines dritten Transistors Q2, Q3, wie bei der Ausführungsform
gemäß 1.
Das Schalten des Ladens und des Entladens einer Speicherkapazität C erfolgt
hingegen über
entsprechend geschaltete weitere Transistoren Q1, Q3–Q6 und
Dioden D1–D4.
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Der
zweite und der dritte Transistor Q2, Q3 sind mit ihren Basisanschlüssen wiederum über einen
Basisanschluss-Widerstand
RE mit einer Steueranschluss-Antriebsquelle G1 verbunden, welche
ein Steuerpotential als Ansteuersignal UE(t) gegenüber einem
Bezugspotential 0 aufbaut. Eine kapazitive Last P in Form vorzugsweise
eines piezoelektrischen Aktors ist wiederum zwischen das Bezugspotential
0 einerseits und andererseits die beiden Kollektor-Emitter-Strecken
des zweiten und des dritten Transistors Q2, Q3 geschaltet. Eine
Antriebsquelle G zum Bereitstellen einer Betriebsspannung U1 oder eines
Betriebsstroms zum Aufladen der kapazitiven Last P ist zwischen
das Bezugspotential 0 und eine Kollektor-Emitter-Strecke eines ersten Transistors Q1
geschaltet. Der zweite Anschluss der Kollektor-Emitter-Strecke des
ersten Transistors Q1 bildet den Eingang der Kollektor-Emitter- Strecke des zweiten
Transistors Q2. Ein Basisanschluss des ersten Transistors Q1 ist über einen
ersten Widerstand R1 mit dem am ersten Transistor Q1 anliegenden
Anschluss der Antriebsquelle G verbunden. Außerdem ist der Basisanschluss
des ersten Transistors Q1 mit einer Kollektor-Emitter-Strecke eines
fünften
Transistors Q5 verbunden, dessen zweiter Anschluss von dessen Kollektor-Emitter-Strecke
mit den Basisanschlüssen
des zweiten und des dritten Transistors Q2, Q3 verbunden ist. Außerdem sind
die Basisanschlüsse
des zweiten und des dritten Transistors Q2, Q3 über eine Kollektor-Emitter-Strecke eines sechsten
Transistors Q6 und über
einen nachgeschalteten zweiten Widerstand R2 mit dem Bezugspotential
0 verbunden. Ein vierter Transistor Q4 ist mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke
zwischen das Bezugspotential 0 und die Kollektor-Emitter-Strecke
des dritten Transistors Q3 an dessen, dem zweiten Transistor Q2
abgewandten Anschluss geschaltet.
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Die
Speicherkapazität
C wird über
eine vierte Diode D4 aufgeladen, welche zwischen einerseits einen
Knoten zwischen dem dritten und dem vierten Transistor Q3, Q4 und
andererseits den ersten Anschluss der Speicherkapazität C geschaltet
ist. Bei einem Entladen der kapazitiven Last P über den dritten Transistor
Q3 wird die Speicherkapazität
C in einer ersten Entladephase entsprechend aufgeladen. Das Entladen
der Speicherkapazität
C in einer ersten Ladephase erfolgt über eine dritte Diode D3, welche zwischen
den ersten Anschluss der Speicherkapazität C und einen Knoten zwischen
dem ersten und dem zweiten Transistor Q1, Q2 geschaltet ist. Das Entladen
der Ladung der Speicherkapazität
C führt dadurch
bei entsprechender Schaltung des zweiten Transistors Q2 und des
dritten Transistors Q3 zum Aufladen der kapazitiven Last P.
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Zum
Entladen der kapazitiven Last P in einer zweiten Entladephase werden
der dritte und der vierte Transistor Q3, Q4 zum Bezugspotential
0 hin leitend geschaltet. Dazu dient unter anderem eine zweite Diode
D2, welche als Z- bzw. Zener-Diode ausgebildet ist und zwischen
den ersten Anschluss der Spei cherkapazität C und einen vierten Widerstand R4
geschaltet ist, wobei der vierte Widerstand R4 mit seinem weiteren
Anschluss am Basisanschluss des sechsten Transistors Q6 anliegt.
Das Aufladen der kapazitiven Last P während einer zweiten Ladephase von
der Antriebsquelle G über
den entsprechend leitend geschalteten ersten und zweiten Transistor
Q1, Q2 wird ermöglicht
durch eine entsprechende Ansteuerung, wozu eine erste Diode D1,
insbesondere eine Z-Diode, zwischen einen dritten Widerstand R3 und
den ersten Anschluss der Speicherkapazität C geschaltet ist. Der weitere
Anschluss des dritten Widerstandes R3 liegt am Basisanschluss des
fünften Transistors
Q5 an.
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Der
erste Schalter S1, sowie eine geeignete Ansteuerschaltung für den ersten
Schalter S1 gemäß 1 wird
gemäß 2 durch
einen Aufbau bestehend aus dem sechsten und dem vierten Transistor Q6
und Q4, dem vierten und dem zweiten Widerstand R4 und R2 sowie einer
zweiten Z-Diode D2 ersetzt. Über
den Schaltungspfad bestehend aus der zweiten Z-Diode D2 und dem
sechsten Transistor Q6 wird die Potentialdifferenz zwischen der
Speicherkapazität
C und dem Lastpotential der Last P gemessen. Das Lastpotential und
das sich zeitlich ändernde Ansteuersignal
UE(t) für
die Basisanschlüsse
des zweiten und des dritten Transistors Q2, Q3 sind näherungsweise
gleich groß.
Solange die Potentialdifferenz größer als die Summe der Zener-Spannung
der zweiten Diode D2 und des Spannungsabfalls der Basis-Emitter-Strecke
des sechsten Transistors Q6 ist, ist der sechste Transistor Q6 aktiv,
d.h. leitend geschaltet. Das Basispotential des vierten Transistors Q4
wird dadurch auf das Lastpotential gestellt. Der vierte Transistor
Q4 wird dadurch deaktiviert bzw. isolierend. Dieser Zustand entspricht
einem geöffneten
Schalter S1 nach 1. Wenn die Spannungsdifferenz
zwischen dem Potential der Speicherkapazität C und dem Lastpotential kleiner
als die Summe der Zener-Spannung
der zweiten Diode D2 und des Spannungsabfalls über der Basis-Emitter-Strecke des
sechsten Transistors Q6 wird, wird der sechste Transistor Q6 deaktiviert
und der vierte Transistor Q4 über
den Basiswiderstand in Form des zweiten Widerstands R2 aktiviert
bzw. leitend. Dieser Zustand entspricht einem geschlossenen Schalter
S1 nach 1.
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Die
Ersatzschaltung für
den vierten Schalter S4 ist komplementär zur der Ersatzschaltung für den ersten
Schalter S1 nach 1 ausgeführt und besteht aus dem ersten
und dem fünften
Transistor Q1, Q5, dem dritten und dem ersten Widerstand R3, R1 und
der ersten Diode D1.
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Für die Schaltung
nach 2 wurde eine beispielhafte Simulation durchgeführt, deren
Signalverläufe
in 3 und 4 abgebildet ist. Dabei ist das
Ansteuersignal UE(t) eine Sinusfunktion mit einem Gleichspannungsanteil
von U = 120V. Die Spannung Ucap(t) entspricht der Potentialdifferenz über der
Speicherkapazität
C. In 3 ist deutlich der Lade- und Entladezyklus der
Speicherkapazität
C in Abhängigkeit
vom Ansteuersignal UE(t) sichtbar. Der Gleichspannungsanteil der
Funktion bzw. Spannung Ucap(t) ist gleich dem Gleichspannungsanteil
des Ansteuersignals UE(t). In 4 ist die
Stromaufnahme aus der Antriebsquelle G über deren Spannungsversorgung
U1 dargestellt. Dabei sind entsprechende Kurven eines erfindungsgemäßen Aufbaus
einer bekannten Endstufe nach 5 gegenübergestellt. Aus
dem Diagramm wird deutlich, dass die Hälfte der Leistung der Last
P aus der Speicherkapazität
C zur Verfügung
gestellt wird.
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Das
heißt,
die Leistungsaufnahme kann durch den bevorzugten Aufbau gegenüber bekannten
analogen Konzepten halbiert werden, ohne das dabei die Signalqualität nachteilig
beeinträchtigt
wird.
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Lediglich
beispielhafte Simulationsparameter einer Schaltung gemäß 2 zum
Erzielen von Werten gemäß 3 und 4 sind
eine Last-Kapazitätswert
5 μF, ein
Speicherkapazitäts-Kapazitätswert von
47 μF, Widerstandswerte
des ersten und des zweiten Widerstands R1, R2 von 22 kΩ, Widerstandswerte
des dritten und des vierten Widerstands R3, R4 von 82 kΩ, ein Widerstandswert
des Basisanschluss-Widerstands RE von 47 Ω, eine Betriebsspannung U1
= 250V und eine Steueranschluss-Betriebsspannung
als das Ansteuersignal UE(t) = 120V + 110V·sin(t 2π 100Hz).