DE102004046349A1 - Logarithmiererschaltung und hochlineare Differenzverstärkerschaltung - Google Patents

Logarithmiererschaltung und hochlineare Differenzverstärkerschaltung Download PDF

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Abstract

Die vorliegende Erfindung schafft eine Logarithmierschaltung mit einem Operandensignaleingang zum Empfangen eines Operandenstromsignals, einem Referenzsignaleingang zum Empfangen eines Referenzstromsignals, einer Operanden-Logarithmierungsschaltung, die ein erstes bipolares Halbleiterbauelement umfasst und ausgelegt ist, um auf Grund des Operandenstromsignals ein erstes logarithmiertes Signal zu erzeugen, einer Referenz-Logarithmierungsschaltung, die ein zweites bipolares Halbleiterbauelement umfasst und ausgelegt ist, um auf Grund des Referenzstromsignals ein zweites logarithmiertes Signal zu erzeugen, und einer Differenzverstärkerschaltung, die einen ersten Differenzverstärkereingang zum Empfangen des ersten logarithmierten Signals und einen zweiten Differenzverstärkereingang zum Empfangen des zweiten logarithmierten Signals sowie einen Differenzverstärkerausgang zum Ausgeben eines Differenzverstärkerausgangssignals in Abhängigkeit von dem ersten logarithmierten Signal und dem zweiten logarithmierten Signal aufweist, wobei der Differenzverstärker so ausgelegt ist, dass seine Verstärkung von einer Temperaturspannung eines bipolaren Halbleiterbauelements abhängt, sodass an dem Ausgangssignal des Differenzverstärkers der Temperaturabhängigkeit der Differenz des ersten logarithmierten Signal und des zweiten logarithmierten Signals entgegengewirkt ist. Ferner schafft die vorliegende Erfindung eine hochlineare Differenzverstärkerschaltung, die als Teil einer ...

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf eine Logarithmierschaltung, die ausgelegt ist um ein Eingangssignal logarithmisch auf ein Ausgangssignal abzubilden, im Speziellen auf eine hochgenaue Logarithmierschaltung, deren Temperaturabhängigkeit und Linearität durch Verwendung eines hochlinearen temperaturkompensierenden Differenzverstärkers verbessert ist.
  • Es ist eine generelle Anforderung an Logarithmierschaltungen, ein Eingangssignal mit sehr kleinem Fehler und mit sehr geringer Temperaturabhängigkeit logarithmisch auf ein Ausgangssignal abzubilden. Dabei soll typischerweise ein Eingangssignalbereich von mehreren Dekaden mit einem sehr geringen relativen Fehler (kleiner als 0,001 und noch kleiner) auf einen Ausgang abgebildet werden. Logarithmierschaltungen haben einen weiten Einsatzbereich und können überall dort besonders vorteilhaft eingesetzt werden, wo Signalgrößen bzw. Messgrößen über mehrere Größenordnungen variieren können. In diesem Fall ist die Weiterverarbeitung eines logarithmierten Signals wesentlich vorteilhafter als eine direkte Verarbeitung des ursprünglichen Signals und stellt geringere Anforderungen an Linearität und Auflösungsvermögen der nachgeschalteten Schaltungsteile.
  • Herkömmlicher Weise erfolgt die Logarithmierung bevorzugt durch bipolare Dioden. Allerdings ergibt sich dabei durch die Temperaturspannung UT = kT/q (k: Boltzmannkonstante; T: absolute Temperatur; q: Elementarladung) eine unerwünschte Temperaturabhängigkeit, welche eliminiert werden muss, um ein temperaturstabiles Ausgangssignal zu erhalten. Das Standard-Lehrbuch „Halbleiter-Schaltungstechnik" von U. Tietze und Ch. Schenk (U. Tietze, Ch. Schenk, Halbleiter-Schaltungstechnik, 9. Auflage, Berlin, Springer-Verlag, 1990) zeigt in seiner 9. Auflage auf den Seiten 334–336 eine Logarithmierschaltung, bei der eine durch die Temperaturspannung UT vorgerufene Temperaturabhängigkeit (Temperaturkoeffizient) durch temperaturabhängige Widerstandsteilernetzwerke kompensiert wird. Dies ist jedoch mit dem Nachteil verbunden, dass zwei verschiedene physikalische Effekte, nämlich die Temperaturspannung in Halbleiterbauelementen und die Temperaturabhängigkeit von Widerständen auf Grund des Temperaturkoeffizienten, zur Temperaturkompensation verwendet werden. Die Verwendung zweier unterschiedlicher physikalischer Effekte kann in Kombination mit unvermeidbaren Prozesstoleranzen große Fehler hervorrufen.
  • Die Druckschriften US 6 603 110 B2 und JP 2001068943-A zeigen eine Verstärkerschaltung, deren Verstärkung im Wesentlichen umgekehrt proportional zu der absoluten Temperatur ist. Die Temperaturkompensation erfolgt hierbei durch eine Mehrzahl von in Serie geschalteten Widerstands-Thermistor-Paaren. Die in den Druckschriften gezeigten Schaltungen sind also geeignet, um eine Temperaturkompensation von optischen Empfängern wiederum mit Hilfe von temperaturabhängigen Widerständen zu erreichen.
  • Die herkömmlichen Schaltungen zur Temperaturkompensation von Logarithmierern weisen erhebliche Nachteile auf. So ist es vielfach nicht kostengünstig möglich, die benötigten temperaturabhängigen Widerstände einzusetzen. Insbesondere ist der Einsatz von temperaturabhängigen Widerstände bei monolithischer Integration problematisch, da die verwendeten Materialien nicht immer kompatibel mit den verwendeten Halbleiterprozessen sind. Weiterhin werden zwei physikalische Effekte, nämlich die Temperaturspannung sowie der Temperaturkoeffizient von Widerständen, eingesetzt, deren Temperaturverlauf nicht exakt übereinstimmt. Somit ist eine exakte Kompensation einer Temperaturabhängigkeit nicht möglich.
  • Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Logarithmierschaltung mit verbesserter Temperaturkompensation sowie eine dabei vorteilhaft einsetzbare Differenzverstärkerschaltung zu schaffen.
  • Diese Aufgabe wird durch eine Logarithmierschaltung gemäß Anspruch 1 sowie eine Differenzverstärkerschaltung gemäß Anspruch 15 gelöst.
  • Die vorliegende Erfindung schafft eine Logarithmierschaltung mit einem Operandensignaleingang zum Empfangen eines Operandenstromsignals, einem Referenzsignaleingang zum Empfangen eines Referenzstromsignals, einer Operanden-Logarithmierungsschaltung, die ein erstes Halbleiterbauelement umfasst und ausgelegt ist, um auf Grund des Operandenstromsignal ein erstes logarithmiertes Signal zu erzeugen, das von einer nichtlinearen Charakteristik des ersten Halbleiterbauelements abhängig ist, wobei das erste logarithmierte Signal aufgrund eines vorgegebenen physikalischen Effekts von einer Temperatur, auf der sich die Logarithmierschaltung befindet, abhängig ist, einer Referenz-Logarithmierungsschaltung, die ein zweites Halbleiterbauelement umfasst und ausgelegt ist um auf Grund des Referenzstromsignals ein zweites logarithmiertes Signal zu erzeugen, das von einer nichtlinearen Charakteristik des zweiten Halbleiterbauelements abhängig ist, wobei das zweite logarithmierte Signal aufgrund des vorgegebenen physikalischen Effekts von der Temperatur, auf der sich die Logarithmierschaltung befindet, abhängig ist, und einer Differenzverstärkerschaltung, die einen ersten Differenzverstärkereingang zum Empfangen des ersten logarithmierten Signals und einen zweiten Differenzverstärkereingang zum Empfangen des zweiten logarithmierten Signals sowie einen Differenzverstärkerausgang zum Ausgeben eines Differenzverstärkerausgangssignals in Abhängigkeit von dem ersten logarithmierten Signal und dem zweiten logarithmierten Signal aufweist, wobei der Differenzverstärker so ausgelegt ist, dass seine Verstärkung aufgrund des vorgegebenen physikalischen Effekts von einer Temperatur, auf der sich die Logarithmierschaltung befindet, abhängig ist, sodass in dem Differenzverstärkerausgangssignal der Temperaturabhängigkeit des ersten logarithmierten Signals und des zweiten logarithmierten Signals entgegengewirkt ist.
  • Ferner schafft die vorliegende Erfindung eine Differenzverstärkerschaltung mit einem ersten Signaleingang und einem zweiten Signaleingang, einem ersten Signalausgang und einem zweiten Signalausgang, einem ersten, zweiten, dritten und vierten Transistor mit einem jeweiligen Quellenanschluss, Sammelanschluss und Steueranschluss und einer Stromquellenschaltung, wobei die Quellenanschlüsse des ersten, zweiten, dritten und vierten Transistors mit der Stromquellenschaltung gekoppelt sind, wobei die Sammelanschlüsse des ersten und dritten Transistors mit dem ersten Signalausgang gekoppelt sind, wobei die Sammelanschlüsse des zweiten und vierten Transistors mit dem zweiten Signalausgang gekoppelt sind und wobei der Steueranschluss des ersten Transistors mit dem ersten Signaleingang gekoppelt ist und der Steueranschluss des zweiten Transistors mit dem zweiten Signaleingang gekoppelt ist und einer Steuerspannungsschaltung zum Bereitstellen von Steuerspannungen an den Steueranschlüssen des dritten und vierten Transistors auf der Grundlage einer Kombination von an dem ersten und zweiten Signaleingang anliegenden Eingangsspannungen.
  • Es ist der Kerngedanke der vorliegenden Erfindung, dass eine Temperaturkompensation einer Logarithmierschaltung mit zwei Logarithmierelementen in der bestmöglichen Weise erfolgen kann, wenn dem Logarithmierelement ein Differenzverstärker nachgeschaltet wird, dessen Verstärkung bezüglich des Temperaturgangs durch den gleichen physikalischen Effekt beeinflusst wird, der für die Temperaturabhängigkeit der Logarithmierelemente verantwortlich ist, wobei die Temperaturabhängigkeit der Verstärkung der Temperaturabhängigkeit der Logarithmierelemente gerade entgegenwirkt. Es wurde weiterhin er kannt, dass für einen Einsatz in der besagten Logarithmierschaltung ein Differenzverstärker besonders gut geeignet ist, der vier Transistoren aufweist, deren Basisspannungen aufgrund einer Kombination der logarithmierten Signale erzeugt werden.
  • Die vorliegende Erfindung bietet somit den Vorteil, dass sowohl die Temperaturabhängigkeit der Logarithmierelemente als auch die Temperaturabhängigkeit des nachfolgenden Differenzverstärkers durch den gleichen physikalischen Effekt beeinflusst wird. Ist der Differenzverstärker so ausgelegt, dass seine Temperaturabhängigkeit der Temperaturabhängigkeit der Logarithmierelemente genau entgegen wirkt, so ist eine beinahe ideale Kompensation des Temperaturgangs der Logarithmierelemente möglich. Es ist nämlich zu erwarten, dass sich die Temperatur der Logarithmierelemente und der Schaltungselemente in dem Differenzverstärker in gleicher Weise ändern. Dies gilt insbesondere, wenn die Logarithmierelemente und der nachfolgende Differenzverstärker zur Temperaturkompensation monolithisch integriert sind. Vorausgesetzt wird freilich, dass eine thermische Kopplung zwischen den Logarithmierelementen und dem Differenzverstärker besteht.
  • Weiterhin ist es vorteilhaft, dass eine erfindungsgemäße Logarithmierschaltung zur Festlegung der Schaltungseigenschaften nur Halbleiterbauelemente und Festwiderstände verwendet, aber keine temperaturabhängigen Widerstände. Damit ist insbesondere eine monolithische Integration der Logarithmierschaltung möglich, die durch den Einsatz von temperaturabhängigen Widerständen typischerweise erschwert wird. Weiterhin können durch den Verzicht auf temperaturabhängige Widerstände die Herstellungskosten deutlich gesenkt werden. Außerdem reagiert eine erfindungsgemäße Logarithmierschaltung weniger anfällig auf Prozessschwankungen, da zumindest bei einer monolithischen Integration von Logarithmierelementen und Differenzverstärker die Temperaturabhängigkeit der beiden Komponenten durch die gleichen Prozessschritte bestimmt wird. Variiert der Prozess, so ändert sich die Temperaturabhängigkeit sowohl der Logarithmierelemente als auch des Differenzverstärkers in der gleichen Weise. Dies unterscheidet eine erfindungsgemäße Logarithmierschaltung von herkömmlichen Schaltungsanordnungen, bei denen verschiedene physikalische Effekte und somit auch verschiedene Prozessschritte die Temperaturabhängigkeit der Logarithmierelemente und des Differenzverstärkers beeinflussen.
  • Weiterhin ist der Schaltungsaufwand und die Schaltungskomplexität einer erfindungsgemäßen Logarithmierschaltung gering gegenüber herkömmlichen Schaltungen, bei denen typischerweise ein Operationsverstärker eingesetzt wird. Ein Operationsverstärker aber umfasst eine Vielzahl von Einzeltransistoren. Dies erhöht sowohl den Entwurfsaufwand als auch die Stromaufnahme. Eine erfindungsgemäße Schaltung hingegen umfasst eine deutlich geringere Anzahl an Transistoren und an passiven Bauelementen.
  • Schließlich trägt eine erfindungsgemäße Differenzverstärkerschaltung zur Verbesserung der Linearität und damit der Genauigkeit einer Logarithmierschaltung bei. Die erfindungsgemäße Differenzverstärkerschaltung erfüllt somit in idealer Weise die Anforderungen an eine temperaturkompensierende Differenzverstärkerschaltung. Die hohe Linearität der erfindungsgemäßen Differenzverstärkerschaltung erlaubt beim Einsatz einer erfindungsgemäßen Logarithmierschaltung eine Logarithmierung eines Eingangssignals, das über mehrere Größenordnungen variiert, mit kleinem relativen Fehler. Damit ist eine hochpräzise Logarithmierung möglich.
  • Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist der vorgegebene physikalische Effekt eine Abhängigkeit einer Ladungsträgerverteilung, die eine Energieverteilung von beweglichen Ladungsträgern in einem Halbleitermaterial beschreibt, von der Temperatur. Typischerweise ist diese Energieverteilung von der Art einer Boltzmann- Verteilung oder einer Fermi-Dirac-Verteilung. Eine solche Verteilung ist durch Grundgesetze der statistischen Mechanik und der Thermodynamik vorgegeben und daher zuverlässig reproduzierbar.
  • Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel ist sind das erste und das zweite Halbleiterbauelement, die als Logarithmierelemente dienen, bipolare Halbleiterbauelemente. Weiterhin ist in diesem Fall der Differenzverstärker so ausgelegt, dass seine Verstärkung von der Temperaturspannung eines bipolaren Halbleiterbauelements abhängt. Eine solche Auslegung bringt den Vorteil, dass sowohl die Temperaturabhängigkeit der bipolaren Logarithmierelemente als auch die Temperaturabhängigkeit der Verstärkung von der Temperaturspannung abhängt. Es ist somit möglich, eine nahezu ideale Kompensation der Temperaturabhängigkeiten zu erreichen. Fertigungsbedingte Toleranzen wirken sich auf die Logarithmiereinrichtungen und den Differenzverstärker in gleicher Weise aus.
  • Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel ist das erste und das zweite Halbleiterbauelement ein Feldeffekt-Bauelement. Hierbei wird die Verstärkung der Differenzverstärkerschaltung bevorzugter Weise ebenso durch ein Feldeffekt-Bauelement bestimmt. Wiederum ergibt sich der Vorteil, dass die Temperaturabhängigkeiten der Logarithmierschaltungen und des Differenzverstärkers von dem gleichen Effekt abhängen und gegenläufig ausgelegt werden können.
  • Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Logarithmierschaltung ist das erste logarithmierte Signal, das von der Operandenlogarithmierungsschaltung erzeugt wird, bei festgehaltenem Operandenstromsignal proportional zu einer absoluten Temperatur, auf der sich die Operanden-Logarithmierungsschaltung befindet. In ähnlicher Weise ist das zweite logarithmierte Signal, das von der Referenzlogarithmierungsschaltung erzeugt wird, bei festgelegtem Referenzstromsignal proportional zu der absoluten Temperatur. Die Verstärkung des Differenzverstärkers hingegen ist bevorzugter Weise umgekehrt proportional zu der absoluten Temperatur. Eine solche Auslegung einer Logarithmiererschaltung bringt den Vorteil, dass die Temperaturabhängigkeit der bipolaren Logarithmierelemente in nahezu idealer Weise durch den Differenzverstärker ausgeglichen werden kann. Weiterhin ist anzumerken, dass eine vorbeschriebene Temperaturabhängigkeit mit geringem technischen Aufwand erzielbar ist. Bei einer Logarithmierung ist es nämlich zweckmäßig, den Strom durch ein bipolares Logarithmierelement als Eingangsgröße zu betrachten um die Spannung als logarithmierte Größe abzugreifen. Die exponentielle Kennlinie eines bipolaren Logarithmierelements sorgt hierbei für die Logarithmierung. Charakteristisch für ein Halbleiterbauelement ist typischerweise ein Zusammenhang zwischen dem Strom und dem Verhältnis aus anliegender Spannung und Temperaturspannung. Somit ergibt sich, dass eine Spannung bei vorgegebenem Strom proportional zu der Temperaturspannung ist, welche wiederum proportional der absoluten Temperatur ist. Damit entspricht die eben beschriebene Zuordnung der Temperaturabhängigkeiten zu Logarithmierelement und Differenzverstärker einer natürlich vorgegebenen Abhängigkeit, sodass eine problemlose direkte Schaltungsrealisierung möglich ist.
  • Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel weist der Differenzverstärker eine hochlineare Übertragungscharakteristik auf, die dadurch gekennzeichnet ist, dass ein relativer Fehler des Differenzverstärkerausgangssignals bezogen auf einen Sollwert kleiner als 1% ist, falls der Betrag einer Spannungsdifferenz zwischen dem ersten logarithmierten Signal und dem zweiten logarithmierten Signal, die an den Eingängen des Differenzverstärkers anliegen, gleich der Temperaturspannung ist. Eine solche hochlineare Ausführung des Differenzverstärkers ist vorteilhaft, da somit der Differenzverstärker keine wesentliche Verzerrung der Übertragungskennlinie des Logarithmierers mit sich bringt. Eine Verzerrung gerade des logarithmierten Signals ist aber sehr ungünstig, da eine kleine Änderung des logarithmierten Signals auf eine große relative Änderung des ursprünglichen Signals hindeutet. Entsprechend wird die Präzision einer erfindungsgemäßen Logarithmierschaltungen durch den Einsatz eines hochlinearen Differenzverstärkers wesentlich verbessert. Damit ist es möglich, einen erfindungsgemäßen Logarithmierer bei guter Präzision in Verbindung mit Eingangssignalen zu betreiben, die über mehrere Dekaden variieren.
  • Bei einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung sind das erste bipolare Halbleiterbauelement und das zweite bipolare Halbleiterbauelement Dioden. Dioden weisen eine exponentielle Abhängigkeit des Stroms von der Spannung auf. Wird ein fester Strom eingeprägt, so ist die Spannung über der Diode in logarithmischer Weise von dem Strom abhängig. Damit weist eine bipolare Diode genau die Eigenschaft eines Logarithmierelements auf. Somit kann mit Hilfe eines einzelnen Halbleiterbauelements eine Logarithmierung erzielt werden. Der Einsatz von zwei Dioden bringt den Vorteil, dass die Abhängigkeit des Logarithmierungsergebnisses von dem Sättigungssperrstrom Is entfällt. Bei einer differenziellen Auswertung fließt vielmehr nur die Größe eines Referenzstroms, der Messstrom und der Wert der Temperaturspannung in das Ergebnis mit ein.
  • Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind das erste bipolare Halbleiterbauelement und das zweite bipolare Halbleiterbauelement Bipolartransistoren. Diese weisen ähnliche Eigenschaften wie die vorher diskutierten Bipolardioden auf, doch ist bei Bipolartransistoren, anders als bei Bipolardioden, die Einbeziehung eines Korrekturfaktors, der bei Dioden eine Skalierung der Temperaturspannung bewirkt, nicht nötig. Somit ist der Zusammenhang zwischen Strom und Spannung bei Bipolartransistoren mit größerer Genauigkeit vorbestimmt als dies beim Einsatz von Bipolardioden der Fall ist.
  • Entsprechend den vorstehenden Ausführungen ist es vorteilhaft, wenn die nichtlineare Charakteristik, die bei der Logarithmierung verwendet wird, eine Übertragungskennlinie einer bipolaren Diode ist. Als bipolare Diode wird hier sowohl eine einzelne bipolare Diode als auch eine bipolare Diode, die Teil einer Transistorstruktur ist, betrachtet.
  • Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden die logarithmierten Signale durch einen Spannungsabfall über einer bipolaren Diode, die Teil eines bipolaren Halbleiterbauelements ist, festgelegt, wobei die bipolare Diode jeweils von einem Strom durchflossen wird, der proportional zu dem zu logarithmierenden Signal ist. Hierbei wird die Kennlinie der Bipolardiode ausgenutzt, wobei die Bipolardiode bezüglich ihres Strom-zu-Spannungs-Übertragungsverhaltens eine logarithmische Kennlinie aufweist.
  • Bevorzugter Weise werden zur Logarithmierung zwei Dioden bzw. Diodenstrecken von Bipolartransistoren verwendet, bei denen sich entweder die Anoden oder die Kathoden auf einem gleichen Potenzial befinden. Eine solche Anordnung bringt den Vorteil, dass die Spannungsdifferenz zwischen den offenen Anschlüssen, die nicht mit dem gleichen Potenzial verbunden sind, ein Maß für das logarithmische Verhältnis der beiden die Dioden bzw. Diodenstrecken durchfließenden Ströme ist. Der Einfluss des Sättigungssperrstroms Is wird bei einer solchen Anordnung vollständig eliminiert. Weiterhin taucht in der Differenzspannung kein linearer Anteil mehr auf, der zu einer Verfälschung des Ergebnisses führen kann. Insbesondere ist die Differenzspannung gleich 0, wenn beide Dioden bzw. Diodenstrecken von dem gleichen Strom durchflossen sind. Dies entspricht dem Logarithmus von 1, der bekanntlich 0 ist.
  • Bevorzugt wird im übrigen bei einer erfindungsgemäßen Logarithmierschaltung ein Differenzverstärker, der vier Transistoren umfasst, von denen je zwei bezüglich ihres Quellanschlusses und ihres Sammelanschlusses parallel geschaltet sind. Je ein Transistor einer Parallelschaltung wird direkt von einer Eingangsspannung des Differenzverstärkers angesteuert, der andere erhält an seinem Steuereingang ein Signal, das aus einer Kombination der beiden Eingangssignale des Differenzverstärkers gebildet wird. Eine solche Ausführungsform eines Differenzverstärkers ist vorteilhaft, um ohne den Einsatz eines Rückkopplungsnetzwerks eine hohe Linearität zu erhalten, ohne dass die temperaturkompensierende Eigenschaft des Verstärkers verloren geht. Der Einsatz eines erfindungsgemäßen Differenzverstärkers ermöglicht es somit, eine Logarithmierschaltung mit einer guten Linearität zu erzielen, ohne auf eine Temperaturkompensation zu verzichten. Dieses Prinzip steht im Gegensatz zu herkömmlichen Differenzverstärkern, die einen Operationsverstärker einsetzen. Die Linearität derartiger herkömmlicher Schaltungen ergibt sich aus einem passiven Rückkoppelnetzwerk, während die Übertragungskennlinie des Verstärkerelements nicht oder nur in geringfügiger Weise in die Gesamtübertragungscharakteristik einfließt, solange gewährleistet ist, dass die Verstärkung des Differenzverstärkers groß genug ist. Bei dem erfindungsgemäßen Konzept hingegen erfolgt die Linearisierung des Differenzverstärkers in dem Vorwärtspfad des Verstärkers, ohne dass eine globale externe Rückkopplung verwendet wird. Somit fließt die Übertragungscharakteristik des Verstärkers, insbesondere auch die Temperaturabhängigkeit der Verstärkung weiterhin in die Übertragungscharakteristik der gesamten Differenzverstärkerschaltung mit ein. Dies ermöglicht die Kompensation des Temperaturgangs eines bipolaren Logarithmierelements, während gleichzeitig eine hinreichende Linearität gewährleistet ist.
  • Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden als Transistoren in einem erfindungsgemäßen Differenzverstärker Bipolartransistoren verwendet. Dies bringt den Vorteil, dass in die Übertragungscharakteristik der Bipolartransistoren die Temperaturspannung UT einfließt. Damit ist die Verstärkung des Differenzverstärkers umgekehrt proportional zu der Tempe raturspannung. Entsprechend erfüllt die Verstärkerschaltung dann in optimaler Weise die Aufgabe, eine Temperaturkompensation für die Logarithmierelemente zu erzielen.
  • Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Emitterfläche des ersten Bipolartransistors gleich der Emitterfläche des zweiten Bipolartransistors und die Emitterfläche des dritten Bipolartransistors gleich der Emitterfläche des vierten Bipolartransistors. Eine solche Ausführungsform bringt den Vorteil, dass auf Grund der symmetrischen Transistorgeometrie auch die Übertragungscharakteristik der Schaltung bezüglich der Eingangsspannungen U1 und U2 symmetrisch ist. Dies ist insofern günstig, als die Schaltung dann in gleicher Weise in beide Richtungen um einen Arbeitspunkt herum betrieben werden kann. Bevorzugter Weise ist die Emitterfläche des dritten und vierten Transistors gleich einem n-fachen der Emitterfläche des ersten und zweiten Bipolartransistors, wobei n ein reeller Wert zwischen 0,5 und 20 ist. Eine Veränderung der Emitterfläche ermöglicht eine Anpassung der Übertragungskennlinie an die jeweiligen Anforderungen. Die Variation der Emitterfläche ermöglicht insbesondere eine Einstellung eines optimalen Kompromisses aus Verstärkung und Linearität. Es ist somit eine Anpassung der Differenzverstärkerschaltung an den Aussteuerbereich der Logarithmierschaltung möglich.
  • Bevorzugter Weise ist weiterhin die Steuerspannungsschaltung, die Steuerspannungen für die Transistoren erzeugt, so ausgelegt, dass die Steuerspannungen an den Steueranschlüssen des dritten und vierten Transistors, abgesehen von Abweichungen aufgrund von Belastungen durch Stromflüsse durch die Steueranschlüsse der Transistoren, Linearkombinationen der an dem ersten und zweiten Signaleingang anliegenden Eingangsspannungen sind. Dies bringt den Vorteil, dass die Steuerspannungsschaltung rein linear aufgebaut sein kann. Insbesondere ist es nicht zwingend erforderlich, aktive Bauelemente in der Steuerspannungsschaltung einzusetzen.
  • Weiterhin wird es bevorzugt, die Steuerspannungsschaltung so auszulegen, dass die Steuerspannungen an den Steueranschlüssen des dritten und vierten Transistors gleich sind. Dies bringt eine weitere Symmetrisierung der Schaltungsanordnung mit sich. Zusätzlich ist es vorteilhaft, wenn die Steuerspannung an den Steueranschlüssen des dritten und vierten Transistors, von Störeinflüssen durch eine Belastung der Steuerspannungsschaltung abgesehen, gleich dem Mittelwert der Steuerspannungen an den Steueranschlüssen des ersten und zweiten Transistors ist. Es konnte gezeigt werden, dass in diesem Fall eine optimale Unterdrückung einer Gleichtaktverstärkung erfolgt, wenn davon ausgegangen wird, dass die mit den Quellenanschlüssen der Transistoren verbundene Stromquelle einen unendlichen Innenwiderstand hat.
  • Bevorzugter Weise umfasst die Steuerspannungsschaltung ein Spannungsteilernetzwerk, das zwischen den ersten Signaleingang und den zweiten Signaleingang des Differenzverstärkers geschaltet ist, wobei die Steueranschlüsse der Transistoren mit Knoten des Spannungsteilernetzwerks gekoppelt sind. Somit können verschiedene Spannungen an den Steueranschlüssen der Transistoren durch ein einfaches resistives Spannungsteilernetzwerk erzeugt werden. Der Schaltungsaufwand ist gering, und die Linearität eines resistiven Netzwerks ist sehr gut.
  • Weiterhin wird es allerdings bevorzugt, dass die Steuerspannungsschaltung ferner Puffereinrichtungen umfasst, die zwischen die Knoten des Spannungsteilernetzwerks und die Steuereingänge der Transistoren geschaltet sind. Die Puffereinrichtungen entkoppeln dabei die Steueranschlüsse der Transistoren von dem Spannungsteilernetzwerk. Somit wird das Spannungsteilernetzwerk nicht belastet, und es steht an den Steueranschlüssen der Transistoren eine Spannung zur Verfügung, die gleich der Leerlaufspannung des unbelasteten Spannungsteilernetzwerks ist. Somit wird die Linearität erhöht. Der Einfluss des Transistor-Steuerstroms auf das Spannungsteilernetzwerk wird minimiert. Damit wird erreicht, dass die Linearisierung des Differenzverstärkers unabhängig von den Eigenschaften der Transistoren ist. Insbesondere hat eine Stromverstärkung von Bipolartransistoren keinen Einfluss auf die Linearität des Differenzverstärkers. Die Puffereinrichtungen weisen bevorzugter Weise eine Stromrückkopplung auf, die so ausgelegt ist, dass die Spannungen an den Steueranschlüssen der Transistoren nur abhängig von den Eingangsspannungen der Puffereinrichtung und unabhängig von den Stromflüssen durch die Steueranschlüsse der Transistoren sind. Durch den Einbau einer Stromrückkopplung in die Puffereinrichtungen wird die Lastabhängigkeit der Puffereinrichtung nochmals reduziert. Es existiert also in den Puffereinrichtungen eine Regelschleife, die die Linearität des gesamten Differenzverstärkers verbessert.
  • Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist die Steuerspannungsschaltung so ausgelegt, dass die Spannungsdifferenz zwischen zwei Steueranschlüssen von zwei beliebigen Transistoren betragsmäßig kleiner ist als die Spannungsdifferenz zwischen dem ersten Signaleingang und dem zweiten Signaleingang. Eine solche Auslegung bedeutet, dass das an dem ersten und zweiten Signaleingang anliegende Differenzsignal abgeschwächt wird, bevor es den Transistoren, die den eigentlichen Differenzverstärkerkern bilden, zugeführt wird. Eine derartige Abschwächung erweitert den Linearitätsbereich des Differenzverstärkers. Durch die Abschwächung des differenziellen Eingangssignals befindet sich der Differenzverstärker auch für größere Eingangssignale in einem linearen Betriebszustand. Nichtlineare Verzerrungen werden somit reduziert.
  • Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel umfasst der Differenzverstärker eine Stromsubtrahierschaltung, die ausgelegt ist, um aus dem ersten Stromausgangssignal, das an dem ersten Signalausgang anliegt, und einem zweiten Stromausgangssignal, das an dem zweiten Signalausgang anliegt, ein Gesamtausgangssignal durch Bilden der Differenz der Ströme des ersten Stromausgangssignals und des zweiten Stromausgangssignals zu erzeugen. Das eigentliche linearisierte Ausgangssignal des Differenzverstärkers ist die Differenz der Ströme des ersten Stromausgangssignals und des zweiten Stromausgangssignals. Daher ist es vorteilhaft, eine Einrichtung vorzusehen, die eine Differenz der beiden Stromsignale bildet. Nach der Differenzbildung liegt dann ein Gesamtausgangssignal vor, das nur noch durch einen Strom gekennzeichnet ist. Somit ist eine Übertragung des Signals mit Hilfe nur einer Leitung (in Verbindung mit einer Rückleitung) möglich. Es sind also nicht mehr zwei Leitungen (plus Rückleitung) nötig. Bei einer vorteilhaften Ausführungsform umfasst die Stromsubtrahierschaltung eine Stromspiegelschaltung. Eine solche ermöglicht die Subtraktion zweier Ströme, da ein Strom mit einem entgegengesetzten Vorzeichen bzw. einer entgegengesetzten Stromrichtung zur Verfügung gestellt wird.
  • Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
  • 1 ein Blockschaltbild einer temperaturkompensierten Logarithmierschaltung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 2 ein Blockschaltbild einer temperaturkompensierten Logarithmierschaltungen gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 3 ein Prinzipschaltbild eines erfindungsgemäßen Differenzverstärkers gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 4 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Differenzverstärkers gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 5 eine Übertragungskennlinie eines erfindungsgemäßen Differenzverstärkers gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 6 eine Fehlerkennlinie eines erfindungsgemäßen Differenzverstärkers gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 7 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Logarithmierers gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 8 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Logarithmierers gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und
  • 9 eine Übertragungskennlinie eines erfindungsgemäßen Logarithmierers gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
  • 1 zeigt ein Blockschaltbild einer temperaturkompensierten Logarithmierschaltung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Logarithmierschaltung ist in ihrer Gesamtheit mit 10 bezeichnet. Die Logarithmierschaltung umfasst eine Operanden-Logarithmierschaltung 14, eine Referenz-Logarithmierschaltung 16 sowie eine Differenzverstärkerschaltung 18. Die Operanden-Logarithmierschaltung 14 empfängt ein Operandenstromsignal 24 von einem Operandensignaleingang 26 und erzeugt ein erstes logarithmiertes Signal 28. In ähnlicher Weise empfängt die Referenz-Logarithmierungsschaltung 16 ein Referenzstromsignal 34 von einem Referenzsignaleingang 36 und erzeugt basierend darauf ein zweites logarithmiertes Signal 38. Die Differenzverstärkerschaltung 18 empfängt an dem ersten Differenzverstärkereingang 44 das erste logarithmierte Signal 28 und an dem zweiten Differenzverstärkereingang 46 das zweite logarith mierte Signal 38. Schließlich erzeugt die Differenzverstärkerschaltung 18 ein Differenzverstärkerausgangssignal 48 in Abhängigkeit von dem ersten logarithmierten Signal 28 und dem zweiten logarithmierten Signal 38. Ferner ist anzumerken, dass sich die Operanden-Logarithmierungsschaltung 14, die Referenz-Logarithmierungsschaltung 16 sowie die Differenzverstärkerschaltung 18 im Wesentlichen auf der gleichen absoluten Temperatur T befinden. Dies wird durch eine gute thermische Kopplung erreicht, wie sie beispielsweise bei einer monolithischen Integration gegeben ist. Es ist jedoch zu beachten, dass eine zu starke lokale Erwärmung vermieden werden muss, da obige Bedingung sonst nicht mehr gewährleistet ist.
  • Aufbauend auf der strukturellen Beschreibung der vorliegenden temperaturkompensierten Logarithmierschaltung werden im Folgenden die Funktionsweise der Schaltung beschrieben. Die Operanden-Logarithmierschaltung 14 empfängt ein Operandenstromsignal 24 und erzeugt basierend darauf ein erstes logarithmiertes Signal 28. Zu diesem Zweck wird eine nichtlineare (exponentielle) Charakteristik eines bipolaren Halbleiterbauelements ausgenutzt. Bei dem Halbleiterbauelement kann es sich beispielsweise um eine bipolare Halbleiterdiode oder um eine Diodenstrecke, die Teil eines Bipolartransistors ist, handeln. Bevorzugter Weise dient als Eingangssignal ein Stromsignal (Operandenstromsignal 24), während als Ausgangsgröße ein Spannungssignal (erstes logarithmiertes Signal 28) verwendet wird. Eine solche Anordnung bietet den Vorteil, dass die nichtlineare (exponentielle) Kennlinie der bipolaren Halbleiterdiode direkt ausgenutzt werden kann. Allerdings besteht stets die Möglichkeit, eine Strom-Spannungs-Wandlung bzw. eine Spannungs-Strom-Wandlung einzuführen, sodass prinzipiell jeder beliebige Signaltyp verwendet werden kann. Weiterhin ist festzuhalten, dass die Kennlinie des bipolaren Halbleiterbauelements auf Grund der Eigenschaften des bipolaren Elements abhängig von einer Temperaturspannung UT ist. Bei einem typischen Ausführungsbeispiel ist das Ausgangssignal der Operanden-Logarithmierungsschaltung 14 proportional zu der Temperaturspannung UT und somit zu der absoluten Temperatur T. Entsprechendes gilt für die Referenz-Logarithmierungsschaltung 16, die das Referenzstromsignal 34 empfängt und aufgrund dessen das zweite logarithmierte Signal 38 erzeugt.
  • Bei einer entsprechenden Auslegung der Operanden-Logarithmierungsschaltung 14 sowie der Referenz-Logarithmierungsschaltung 16, insbesondere bei einer gleichen Dimensionierung unter Verwendung gleicher bipolarer Halbleiterbauelemente, ist eine Differenzspannung 54, die gleich der Differenz der Spannungen des ersten logarithmierten Signals und des zweiten logarithmierten Signals ist, idealisierter Weise nur noch von dem Operandenstromsignal 24, dem Referenzstromsignal 34, der absoluten Temperatur und weiteren Naturkonstanten abhängig. Es entfällt insbesondere eine Abhängigkeit von dem Sättigungssperrstrom IS der bipolaren Halbleiterbauelemente, die zur Bildung des Logarithmus dienen. Weiterhin können freilich Proportionalitätskonstanten einfließen, die allerdings bei einer geeigneten Schaltungsauslegung konstant sind. Bei einer bevorzugten Auslegung ist die Differenzspannung 54 proportional dem Logarithmus des Verhältnisses von Operandenstromsignal 24 und Referenzstromsignal 34. Weiterhin ist es üblich, dass die Differenzspannung 54 direkt proportional zu der absoluten Temperatur T ist. Aufgabe des Differenzverstärkers 18 ist es, die Temperaturabhängigkeit der Differenzspannung 54 auszugleichen. Dies wird erreicht, indem die Verstärkung der Differenzverstärkerschaltung 18 umgekehrt proportional zu der absoluten Temperatur T ist. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist der Differenzverstärker so ausgelegt, dass seine Verstärkung, d. h. das Verhältnis zwischen Differenzspannung 54 und Differenzverstärkerausgangssignal 48 umgekehrt proportional zu der absoluten Temperatur T ist. Eine ideale Temperaturkompensation ergibt sich, wenn die Verstärkung des Differenzverstärkers abhängig von der Temperaturspannung eines bipolaren Halbleiterbauelements ist. In diesem Fall beruht die Temperaturabhängigkeit der Diffe renzspannung 54 und die Temperaturabhängigkeit der Verstärkung der Differenzverstärkerschaltung 18 auf dem gleichen physikalischen Effekt, nämlich der Verbreiterung der Fermi-Verteilung der Ladungsträger mit zunehmender Temperatur. Es muss in diesem Fall durch geeignete Schaltungsauslegung sicher gestellt sein, dass die Verstärkung der Differenzverstärkerschaltung 18 abnimmt, wenn sich die Differenzspannung 54 auf Grund einer Temperaturveränderung vergrößert. Ein solches Verhalten kann allerdings ohne großen technischen Aufwand erreicht werden.
  • Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird davon ausgegangen, dass sich die Differenzspannung 54 mit steigender absoluter Temperatur T auf Grund der Charakteristik der Operanden-Logarithmierungsschaltung 14 bzw. der Referenz-Logarithmierungsschaltung 16 vergrößert. Somit ist es erforderlich, dass die Verstärkung der Differenzverstärkerschaltung 18 in steigender absoluter Temperatur abnimmt bzw. umgekehrt proportional zu der absoluten Temperatur T ist. Es ist jedoch andererseits auch möglich, dass die Operanden-Logarithmierungsschaltung 14 sowie die Referenz-Logarithmierungsschaltung 16 so ausgelegt sind, dass sich die Differenzspannung 54 mit steigender Temperatur verringert. In diesem Fall muss die Differenzverstärkerschaltung 18 so ausgelegt sein, dass sich die Verstärkung mit steigender Temperatur vergrößert. Entscheidend für die vorliegende Erfindung ist lediglich, dass die zueinander inverse Temperaturabhängigkeit der Logarithmierungsschaltungen 14, 16 sowie der Differenzverstärkerschaltung 18 auf einer Veränderung der Temperaturspannung in einem bipolaren Halbleiterbauelement beruhen.
  • Die beschriebene Schaltungsanordnung kann in einem weiten Bereich verändert werden. Insbesondere ist es möglich, eine Vielzahl von verschiedenen Logarithmierungsschaltungen zu verwenden, so lange sicher gestellt ist, dass deren Temperaturabhängigkeit auf einer Veränderung der Temperaturspannung mit der Temperatur beruht. Insbesondere können sowohl bipolare Dioden als auch bipolare Transistoren eingesetzt werden. Auch die Verwendung von Diodenbauelementen, die den Feldeffekt ausnutzen, ist möglich. Beispielsweise weisen MOSFET-Dioden, die in schwacher Inversion betrieben werden, eine exponentielle Kennlinie auf. Sie sind daher als Logarithmierelemente geeignet. Auch die Ausführung der Differenzverstärkerschaltung 18 ist beliebig wählbar, solange sicher gestellt ist, dass die Verstärkung der Differenzverstärkerschaltung 18 im Wesentlichen durch eine Temperaturspannung bestimmt wird. Es sind hier sowohl bipolare Differenzverstärker als auch Differenzverstärkerschaltungen mit Feldeffekttransistoren möglich, wobei Differenzverstärkerschaltungen mit Bipolartransistoren von sich aus eine geeignete Temperaturabhängigkeit der Verstärkung von der Temperaturspannung aufweisen, während bei Differenzverstärkern mit Feldeffekttransistoren je nach dem Arbeitspunkt, an dem die Feldeffekttransistoren betrieben werden, gegebenenfalls eine zusätzliche Schaltung zur Steuerung der Verstärkung in Abhängigkeit von der Temperaturspannung vorzusehen ist. Eine solche Schaltung kann beispielsweise Stromquellen eines Differenzverstärkers mit Feldeffekt-Verstärkertransistoren in geeigneter Weise beeinflussen, sodass sich eine Einstellung der Verstärkung in Abhängigkeit von der Temperaturspannung eines bipolaren Halbleiterbauelements ergibt. Aber auch mit Feldeffekttransistoren alleine ist eine Kompensation der Temperaturabhängigkeit möglich. Letzteres wird bevorzugt, wenn MOSFET-Dioden oder andere Feldeffekt-Bauelemente als Logarithmierelemente eingesetzt werden.
  • 2 zeigt ein Blockschaltbild einer temperaturkompensierten Logarithmierschaltung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Logarithmierschaltung ist in ihrer Gesamtheit mit 110 bezeichnet. Die Schaltungsanordnung weist eine erste Diode 114 sowie eine zweite Diode 116 auf. Ferner umfasst die Logarithmierschaltung 110 eine Differenzverstärkerschaltung 118. Die Anode der zweiten Diode 116 ist mit dem positiven Differenzverstärkereingang 124 verbunden. Zusätzlich wird an diesem Knoten ein Strom Iin eingeprägt. Die Anode der ersten Diode 114 ist mit dem negativen Differenzverstärkereingang 126 der Differenzverstärkerschaltung 118 verbunden. Dem entsprechenden Knoten wird ein Referenzstrom Iref zugeführt. Die Kathoden der ersten Diode 114 und der zweiten Diode 116 sind mit dem Bezugspotenzial GND verbunden. Am Ausgang 134 der Differenzverstärkerschaltung 118 wird ein Differenzverstärker-Ausgangsstrom Ia zur Verfügung gestellt. Weiterhin ist die Spannung zwischen dem positiven Differenzverstärkereingang 124 und dem negativen Differenzverstärkereingang 126 als Differenzverstärkereingangsspannung Ue definiert.
  • Basierend auf der strukturellen Beschreibung der vorliegenden erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird im Folgenden die Funktionsweise der Schaltung beschrieben. Zur logarithmischen Abbildung eines Eingangsstromes Iin auf ein Ausgangssignal wird die Übertragungskennlinie einer bipolaren Diode verwendet. Diese Charakteristik lautet
    Figure 00210001
  • UD bezeichnet hierbei die Spannung über der Diode und
    Figure 00210002
    die Temperaturspannung. Da bei den hierbei verwendeten Signalgrößen UD >> UT ist, kann die Übertragungscharakteristik vereinfacht werden zu
    Figure 00210003
  • Werden zwei bipolare Dioden in Durchlassrichtung so betrieben, dass deren Kathoden auf dem gleichen Potenzial sind, dann ergibt sich aufgrund der Übertragungscharakteristik gemäß (2) ein Potentialunterschied Ue der Anodenspannungen zu
    Figure 00220001
  • Diese Potentialdifferenz enthält schon die logarithmische Eigenschaft, jedoch ist der Potentialunterschied durch den Einfluss der Temperaturspannung stark temperaturabhängig. Diese Eigenschaft kann durch die den beiden Dioden 114, 116 nachgeschaltete Differenzverstärkerschaltung 118 kompensiert werden. Um eine Kompensation der Temperaturkoeffizienten der beiden Dioden 114, 116 zu erreichen, muss die Differenzverstärkerschaltung eine Übertragungscharakteristik der Form
    Figure 00220002
    aufweisen. Dabei bezeichnet Ia das Ausgangssignal der Differenzverstärkerschaltung 118. Dieses kann entweder ein Strom oder die Differenz zweier Ströme (Differenzausgangsstrom) sein. Ue ist das Eingangssignal des Differenzverstärkers (Differenzeingangsspannung). Es sei angemerkt, dass statt des Ausgangsstroms Ia auch eine Ausgangsspannung verwendet werden kann, die sinngemäß aufgrund der Differenzverstärkungsspannung Ue gemäß der Formel
    Figure 00220003
    entsteht. ki bzw. ku sind Verstärkerkonstanten mit den entsprechenden Einheiten (Ampere bzw. Einheiten-frei), wobei die Konstanten ki bzw. ku bevorzugter Weise keine weitere Temperaturabhängigkeit enthalten. Idealer Weise sind ki bzw. ku nur von Schaltungsparametern abhängig und somit bei der Veränderung von äußeren Umgebungsbedingungen der Schaltung unveränderlich.
  • Es gibt mehrere Möglichkeiten, eine Schaltung mit der Übertragungseigenschaft gemäß (4) bzw. (4a) zu realisieren. Beispielsweise hat eine herkömmliche Differenzverstärkerstufe mit einer Stromquelle und zwei Bipolartransistoren um den Nullpunkt der Eingangsspannung Ue herum eine derartige Eigenschaft, jedoch ist durch die nichtlineare tanh (tangenshyperbolicus) -Charakteristik der ausnutzbare Eingangsspannungsbereich relativ gering. Beispielsweise beträgt der relative Fehler von Ia gegenüber dem idealen (linearisierten) Wert für Ue = UT ca. 8%. Eine Eingangsspannung von Ue = UT wird erreicht, wenn der Eingangsstrom Iin das e-fache des Referenzstroms Iref ist. e ist hierbei die Eulersche Zahl, also die Basis des natürlichen Logarithmus. Es sollte weiterhin darauf hingewiesen werden, dass bei der vorliegenden Schaltungsanordnung die Differenzverstärkereingangsspannung Ue für den Fall, dass Eingangsstrom Iin = 10·Iref ist, 2,3·UT ist. Für Iin = 100·Iref gilt Ue = 4,6·UT und für Iin = 1000·Iref gilt Ue = 6,9·UT. Es zeigt sich also, dass für einen großen Dynamikbereich des Eingangsstroms Iin ein großer linearer Bereich der Differenzverstärkerschaltung 118 nötig ist. Eine Differenzverstärkerschaltung, die eine bessere Linearität aufweist als eine herkömmliche einfache Differenzverstärkerstufe mit Stromquelle und zwei Bipolartransistoren wird im Folgenden gezeigt.
  • 3 zeigt ein Prinzipschaltbild einer erfindungsgemäßen Differenzverstärkerstufe gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Differenzverstärkerschaltung ist in ihrer Gesamtheit mit 210 bezeichnet. Den Kern der Differenzverstärkerschaltung 210 bilden vier Transistoren TV1, TV2, TV3, TV4, die bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel npn-Bipolartransistoren sind. Die Kollektor-Emitter-Strecken des ersten Transistors TV1 und des dritten Transistors TV3 sind parallel geschaltet. Die Kollektoranschlüsse des ersten und dritten Transistors TV1, TV3 sind mit einem ersten Signalausgang 214 gekoppelt und liefern einen ersten Ausgangsstrom I1. Die Kollektor-Emitter-Strecken des zweiten Transistors TV2 und des vierten Transistors TV4 sind ebenso parallel geschaltet. Die Kollektoranschlüsse des zweiten und vierten Transistors TV2, TV4 sind mit einem zweiten Signalausgang 216 verbunden und liefern den zweiten Ausgangsstrom I2. Die Emitteranschlüsse aller vier Transistoren sind über ein Koppelnetzwerk 224 in einer Stromquelle 226 verbunden, die einen Fußpunktstrom Ik liefert. Weiterhin ist ein erster Signaleingang 234 mit dem Basisanschluss des ersten Transistors TV1 verbunden. Ebenso ist ein zweiter Signaleingang 236 mit dem Basisanschluss des zweiten Transistors TV2 verbunden. Die an dem ersten Signaleingang 234 und dem zweiten Signaleingang 236 anliegenden Eingangsspannungen werden weiterhin einer Steuerspannungsschaltung 244 zugeführt. In dieser werden die Eingangsspannung von dem ersten Signaleingang 234 und dem zweiten Signaleingang 236 in Kombiniernetzwerken 246, 248 kombiniert, wobei die Ausgangsspannungen der Kombiniernetzwerke 246, 248 den Basisanschlüssen des dritten Bipolartransistors TV3 und des vierten Bipolartransistors TV4 zugeführt werden.
  • Basierend auf der strukturellen Beschreibung wird im Folgenden die Funktionsweise der vorliegenden Differenzverstärkerschaltung 210 beschrieben. Die Differenzverstärkerschaltung umfasst zwei Zweige, wobei jeder Zweig zwei Bipolartransistoren aufweist. Jeweils einer der Bipolartransistoren TV1, TV2 eines Zweiges empfängt seine Basisspannung direkt von einem Signaleingang 234, 236. Der zweite Bipolartransistor eines Zweiges TV3, TV4 empfängt eine Basisspannung, die durch eine Kombination der Eingangsspannungen an dem ersten Signaleingang 234 und dem zweiten Signaleingang 236 gebildet ist. Somit ist gegenüber einer herkömmlichen Differenzverstärkerschaltung die strikte Trennung der beiden Zweige aufgehoben, indem die Basisspannung von einem der beiden Transistoren in einem jeden Zweig von beiden Eingangsspannungen beeinflusst wird. Die Tatsache, dass die Eingangsspannungen an beiden Signaleingängen 234, 236 jeweils die Transistoren beider Differenzverstärkerzweige ansteuern, hat eine ausgleichende Wirkung. Es wird insbesondere verhindert, dass das Verhalten der Transistoren in beiden Differenzverstärkerzweigen zu stark nichtlinear wird. Der zweite Transistor TV3, TV4 eines jeden Zweigs, dessen Basisspannung von beiden Eingangsspannungen abhängig ist, wird weniger stark angesteuert als der erste Transistor TV1, TV2 des jeweiligen Zweigs.
  • Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist somit in der Lage, eine bessere Linearität der Übertragungskennlinie zu liefern, als dies bei herkömmlichen Differenzverstärkerschaltungen möglich ist.
  • 4 zeigt ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Differenzverstärkers gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Differenzverstärkerschaltung ist in ihrer Gesamtheit mit 310 bezeichnet. Sie weist vier Bipolartransistoren TV1, TV2, TV3 und TV4 auf. Die Kollektor-Emitter-Strecken des ersten Bipolartransistors TV1 und des dritten Bipolartransistors TV3 sind hierbei parallel geschaltet, ebenso wie die Kollektor-Emitter-Strecken des zweiten Bipolartransistors TV2 und des vierten Bipolartransistors TV4. Die Kollektoranschlüsse des ersten Bipolartransistors TV1 und des dritten Bipolartransistors TV3 sind mit einem ersten Signalausgang 314 verbunden, und liefern einen ersten Ausgangsstrom I1. Die Kollektoranschlüsse des zweiten und vierten Bipolartransistors TV2, TV4 sind mit einem zweiten Signalausgang 316 verbunden und liefern einen zweiten Ausgangsstrom I2. Die Emitteranschlüsse aller vier Transistoren sind mit einer Stromquelle 326 verbunden, die einen Fußpunktstrom Ik liefert und mit ihrem zweiten Anschluss mit dem Bezugspotential GND verbunden ist. Der Basisanschluss des ersten Bipolartransistors TV1 ist mit dem ersten Signaleingang 334 verbunden. Die Eingangsspannung an dem ersten Signaleingang 334 bezogen auf das Bezugspotential GND ist mit UV1 bezeichnet. Ebenso ist der Basisanschluss des zweiten Bipolartransistors TV2 mit dem zweiten Signaleingang 336 verbunden, und die an diesem Anschluss anliegende auf das Bezugspotenzial GND bezogene zweite Eingangsspannung ist mit UV2 bezeichnet. Zwischen den ersten Signaleingang 334 und den zweiten Signaleingang 336 ist ein resistives Spannungsteilernetz werk bestehend aus einem ersten Widerstand 344 und einem zweiten Widerstand 346 geschaltet, wobei der mittlere Knoten des Spannungsteilernetzwerks mit 354 bezeichnet ist. Weiterhin sind die Basisanschlüsse des dritten Bipolartransistors TV3 und des vierten Bipolartransistors TV4 mit dem mittleren Knoten 354 des resistiven Spannungsteilernetzwerks verbunden. Schließlich ist festzuhalten, dass die Emitterflächen des dritten Bipolartransistors TV3 und des vierten Bipolartransistors TV4 jeweils n-mal so groß sind wie die Emitterflächen des ersten Bipolartransistors TV1 und des zweiten Bipolartransistors TV2.
  • Im Folgenden wird die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung anhand eines einfachen analytischen Modells quantitativ analysiert. Hierbei wird als Differenzverstärker-Ausgangsstrom Ia die Differenz des ersten Ausgangsstroms I1 sowie des zweiten Ausgangsstroms I2 definiert. Weiterhin ist die Differenzverstärker-Eingangsspannung Ue als Differenz der ersten Eingangsspannung UV1 und der zweiten Eingangsspannung UV2 definiert gemäß Ia = I1 – I2 und Ue = UV1 – UV2. Weiterhin wird von einem einfachen exponentiellen Zusammenhang zwischen Basis-Emitter-Spannung und Kollektorstrom ausgegangen, der den Einfluss der Kollektor-Emitter-Spannung vernachlässigt. Daneben wird davon ausgegangen, dass das Spannungsteilernetzwerk bestehend aus dem ersten Widerstand 344 und dem zweiten Widerstand 346 nur geringfügig belastet ist, sodass an dem mittleren Knoten 354 der Mittelwert der ersten Eingangsspannung UV1 und der zweiten Eingangsspannung UV2 anliegt. Eine Veränderung der Spannung an dem mittleren Knoten 354 durch die Basisströme des dritten Bipolartransistors TV3 und des vierten Bipolartransistors TV4 wird vernachlässigt. Berücksichtigt wird hingegen eine vergrößerte Emitterfläche des dritten und vierten Bipolartransistors TV3, TV4, wobei davon ausgegangen wird, dass der Strom proportional zu der Emitterfläche ist.
  • Eine analytische Schaltungsanalyse unter den beschriebenen vereinfachenden Annahmen führt zu dem Ergebnis, dass die Differenzverstärkerschaltung 310 eine Großsignalcharakteristik hat, die durch den Zusammenhang
    Figure 00270001
    beschrieben wird. n ist hierbei ein Parameter für die Emitterfläche. Bei einer geeigneten Auslegung weist die Differenzverstärkerschaltung 310 für eine Differenzverstärker-Eingangsspannung Ue = UT einen relativen Fehler von nur 0,035% auf. Sie hat also eine wesentlich bessere Linearität als eine herkömmliche Differenzverstärkerstufe mit Stromquelle und zwei Bipolartransistoren. Damit ist eine erfindungsgemäße Differenzverstärkerstufe für die Temperaturkompensation eines Logarithmierers wesentlich besser geeignet. Die Übertragungscharakteristik der erfindungsgemäßen Differenzverstärkerschaltung 310 kann für n = 2 (wobei die Emitterfläche des dritten und vierten Bipolartransistors jeweils doppelt so groß ist wie die Emitterfläche des ersten und zweiten Bipolartransistors) in der folgenden Weise in eine Taylor-Reihe um den Nullpunkt entwickelt werden:
    Figure 00270002
  • Da das Glied dritter Ordnung fehlt, ist der relative Fehler gleich
    Figure 00270003
  • Dies ergibt für Ue = UT einen relativen Fehler von εrel ≤ 0,035.
  • 4 zeigt eine Übertragungskennlinie eines erfindungsgemäßen Differenzverstärkers gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. 4 beschreibt also die Übertragungskennlinie des vorstehend analysierten Differenzverstärkers 310. Auf der Abszisse ist die Differenzverstärkereingangsspannung Ue normiert auf die Temperaturspannung UT angetragen. Die Ordinate zeigt den Ausgangsstrom Ia, der als Differenz des ersten Ausgangsstroms I1 und des zweiten Ausgangsstroms I2 definiert ist, bezogen auf den Fußpunktstrom Ik der Stromquelle 326. Gezeigt ist eine Schar von Kennlinien für verschiedene Verhältnisse n zwischen der Fläche des dritten und vierten Bipolartransistors TV3, TV4 und des ersten und zweiten Bipolartransistors TV1, TV2.
  • 6 zeigt eine Fehlerkennlinie einer erfindungsgemäßen Differenzverstärkerschaltung 310 gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der Parameter n für die Emitterfläche ist hierbei gleich 2 (n = 2). Angetragen auf der Abszisse ist die Differenzverstärkereingangsspannung Ue bezogen auf die Temperaturspannung UT. Die Ordinate zeigt den Differenz-Ausgangsstrom Ia, der wie vorstehend beschrieben definiert ist, bezogen auf den Fußpunktstrom Ik der Stromquelle 326. Gezeigt ist weiterhin eine relative Abweichung des Differenz-Ausgangsstroms Ia von einem Soll-Differenz-Ausgangsstrom, der sich aus einer Linearisierung des tatsächlichen Differenz-Ausgangsstroms Ia um den Punkt Ue = 0 ergibt. Es zeigt sich, dass für Ue = UT gilt: εrel ≤ 0,035%.
  • 7 zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Logarithmierschaltung gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Logarithmierschaltung ist in ihrer Gesamtheit mit 410 bezeichnet. Sie umfasst einen ersten Einzellogarithmierer 414 sowie einen zweiten Einzellogarithmierer 416 sowie eine Differenzverstärkerschaltung 420. Für die beiden Einzellogarithmierer 414, 416 existiert eine gemeinsame Arbeitspunktspannungsquelle 424. Der erste Einzellogarithmierer empfängt ein Eingangsstromsignal Iin und ist über einen ersten Koppelwiderstand 430 mit einem ersten Differenzverstärkereingang 434 der Differenzverstärkerschaltung 420 verbunden. Der zweite Einzellogarithmierer 416 empfängt ein Referenzstromsignal Iref und liefert sein Ausgangssignal über einen zweiten Koppelwiderstand 440 an einen zweiten Differenzverstärkereingang 444 der Differenzverstärkerschaltung 420.
  • Der erste Einzellogarithmierer 414 und der zweite Einzellogarithmierer 416 sind identisch aufgebaut, sodass hier nur einer der Einzellogarithmierer beschrieben wird. Das Eingangsstromsignal bzw. Referenzstromsignal wird dem Kollektoranschluss eines Bipolartransistors TD1, TD2 zugeführt. Der Kollektoranschluss ist weiterhin mit dem Gate-Anschluss eines nMOS-Feldeffekttransistors TR1, TR2 verbunden. Der Emitteranschluss des Bipolartransistors TD1, TD2 wird durch eine Arbeitspunktspannungsquelle 424 auf ein festes Potential gelegt. Der Drainanschluss des nMOS-Feldeffekttransistors TR1, TR2 ist mit einer positiven Versorgungsspannung VDD verbunden. Der Sourceanschluss des nMOS-Feldeffekttransistors TR1, TR2 ist mit dem Basisanschluss des Bipolartransistors TD1, TD2 verbunden. Weiterhin umfasst ein Einzellogarithmierer eine Arbeitspunktstromquelle 450, 452, die mit dem Basisanschluss des Bipolartransistors TD1, TD2 verbunden ist. Der zweite Anschluss der Arbeitspunktstromquelle ist mit dem Bezugspotential GND verbunden. Die Arbeitspunktstromquelle liefert einen Strom der Größe I_bias. Das logarithmierte Signal 460, 462 wird an dem Basisanschluss des Bipolartransistors TD1, TD2 abgegriffen (erste Einzellogarithmiererspannung UD1, zweite Einzellogarithmiererspannung UD2).
  • Die Bipolartransistoren TD1, TD2 stellen mit ihren Basis-Emitter-Strecken die bipolaren Dioden für die Logarithmierung dar. Die nMOS-Feldeffekttransistoren TR1 und TR2 regeln mit den beiden Arbeitspunktstromquellen 450, 452, die jeweils ein Arbeitspunktstrom I_bias liefern, die Basis-Emitter-Spannungen der Bipolartransistoren TD1, TD2 entsprechend dem Eingangsstromsignal Iin bzw. dem Referenzstromsignal Iref. Die Arbeitspunktspannungsquelle 424, die eine Arbeitspunktspannung der Größe U_bias liefert, sorgt dafür, dass der Spannungsabfall an den beiden Arbeitspunktstromquellen (I_bias) genügend groß ist. Ein Vorteil der dargestellten Einzellogarithmierer 414, 416 ist der Umstand, dass durch die nMOS-Feldeffekttransistoren TR1 und TR2 die Kollektorpotentiale der Bipolartransistoren TD1, TD2 auf nahezu gleichen Werten gehalten werden. Dies eliminiert den Early-Effekt bei den Bipolartransistoren weitestgehend. Die Gesamtschaltung umfasst weiterhin eine Differenzverstärkerschaltung 420. Diese ist identisch mit der anhand von 4 beschriebenen Differenzverstärkerschaltung 310 und wird daher hier nicht mehr weiter erläutert. Es ist allerdings festzuhalten, dass in der Logarithmierschaltung 410 die Spannung des mittleren Knotens 354 bezogen auf das Bezugspotenzial GND mit UV3 bezeichnet ist. Weiterhin ist festzuhalten, dass das Ausgangssignal der Logarithmierschaltung 410 als Differenz des ersten Ausgangsstroms I1 und des zweiten Ausgangsstroms I2 definiert ist: Ia = I1 – I2. Das Eingangssignal der Logarithmierschaltung ist das Eingangsstromsignal Iin. Die eigentliche Eingangsspannung für die Temperaturkompensationsschaltung (Differenzverstärkerschaltung 420) ist definiert als Ue = UV1 – UV2.
  • Weiterhin sind bei der Logarithmierschaltung 410 die Einzellogarithmierer 414, 416 über Koppelwiderstände 430, 440 mit den Eingängen 434, 444 der Differenzverstärkerschaltung 420 gekoppelt. Die Koppelwiderstände 430, 440 wirken zusammen mit dem ersten Widerstand 340 und dem zweiten Widerstand 346 der Differenzverstärkerschaltung 420 als ein Spannungsteilernetzwerk. Die Spannung zwischen dem ersten Differenzverstärkereingang 434 und dem zweiten Differenzverstärkereingang 444 verringert sich durch den Spannungsteiler. Da abhängig von dem Stellbereich für das Eingangsstromsignal Iin eine bestimmte Linearität des logarithmierten Eingangssignals gefordert ist, kann der Stellbereich der Logarithmierschaltung 410 bei gleichem relativem Fehler durch den Parameter m der Kop pelwiderstände 430, 440 auf geweitet werden. Der relative Fehler wird dann zu
    Figure 00310001
    mit UL = UD1 – UD2 und Ue = UL/m, wodurch eine größere Spannungsdifferenz UL zwischen dem ersten logarithmierten Signal 460 und dem zweiten logarithmierten Signal 462 bei gleichem relativem Fehler zulässig wird. Dies ermöglicht als Konsequenz einen größeren Eingangssignalbereich.
  • 8 zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Logarithmierschaltung gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Logarithmierschaltung ist in ihrer Gesamtheit mit 510 bezeichnet und basiert weitestgehend auf der Logarithmierschaltung 410, die anhand von 7 beschrieben wurde. So weit Komponenten bzw. Funktionalität der Logarithmierschaltung 510 und der Logarithmierschaltung 410 übereinstimmen, wird dies hier nicht mehr separat beschrieben. Vielmehr wird auf die Beschreibung der Logarithmierschaltung 410 verwiesen. Die Logarithmierschaltung 510 umfasst zwei Einzellogarithmierer 514, 516 sowie eine Differenzverstärkerschaltung 520. Die Einzellogarithmierer liefern hier ein erstes logarithmiertes Signal 560 und ein zweites logarithmiertes Signal 562. Dieses wird einem Spannungsteilernetzwerk bestehend aus vier Widerständen 570, 572, 574, 576 zugeführt. Während bei der Logarithmierschaltung 410 die Basisanschlüsse der Transistoren direkt mit den inneren Knoten des resistiven Spannungsteilernetzwerks bestehend aus vier Widerständen verbunden sind, sind bei der Logarithmierschaltung 510 drei Pufferschaltungen 580, 582, 584 zwischen die inneren Knoten des resistiven Spannungsteilernetzwerks und die Basisanschlüsse der Bipolartransistoren der Differenzverstärkerschaltung 520 geschaltet.
  • Die Pufferschaltungen sind gleichartig aufgebaut. Eine Pufferschaltung umfasst bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel drei Transistoren sowie zwei Konstantstromquellen. Der Gateanschluss eines ersten pMOS-Feldeffekttransistors TB1 ist mit einem Puffereingangssignal 600 verbunden. An dem Sourceanschluss des pMOS-Feldeffekttransistors TB1 wird das Pufferausgangssignal 602 abgegriffen. Der entsprechende Knoten ist weiterhin über die Drain-Source-Strecke eines zweiten pMOS-Feldeffekttransistors 610 mit einer positiven Versorgungsspannung 612 verbunden. Der Drainknoten des ersten pMOS-Feldeffekttransistors TB1 ist mit einer Stromquelle 620 gekoppelt, die einen Strom der Größe I_bias_2 liefert. Der Gateanschluss des zweiten pMOS-Feldeffekttransistors 610 ist mit einer Stromquelle 630 gekoppelt und ferner über die Drain-Source-Strecke eines nMOS-Feldeffekttransistors 640 mit einer Stromquelle 620 und dem Drainanschluss des ersten pMOS-Feldeffekttransistors TB1 verbunden.
  • Die Transistoren TB1, TB2 und TB3 der drei Pufferschaltungen 580, 582, 584 arbeiten als Puffertransistoren in Stromrückkopplungsschleifen. Alle drei sind von konstanten Strömen der Größe I_bias_2 – I_bias_3 durchflossen und weisen somit eine konstante Gate-Source-Spannung auf. Dadurch werden die Spannungen UV1, UV2 und UV3 gepuffert auf die Basen der Transistoren TV1, TV2, TV3 und TV4 abgebildet. Ändern sich nun die Stromverstärkungen der Bipolartransistoren durch Temperatureinfluss oder Prozessschwankungen, so werden die veränderten Basisströme durch die Stromrückkopplungsschleifen nachgeregelt, ohne dass sich die Spannungen an den Basen von TV1, TV2, TV3 und TV4 ändern. Ändert sich nämlich die Basisstromaufnahme der Transistoren TV1, TV2 und TV3 bzw. TV4, so ändert sich das Gatepotential des zweiten pMOS-Feldeffekttransistors 610 nämlich in einer solchen Weise, dass die Spannung an dem Sourceanschluss des ersten pMOS-Feldeffekttransistors TB1 konstant bleibt. Mit anderen Worten, der zweite pMOS-Feldeffekttransistor 610 gleicht durch eine Veränderung des Stromfluss durch seine Drain-Source- Strecke Schwankungen in der Stromaufnahme der Differenzverstärker-Transistoren TV1, TV2, TV3 bzw. TV4 aus.
  • Dies führt zu einer Verringerung der relativen Fehler der Logarithmierschaltung 510. Da nämlich in die absoluten Fehler der gezeigten Schaltung auch die Stromverstärkungen der einzelnen Bipolartransistoren eingehen, kann es passieren, dass die Basisströme an den Widerständen 344, 346, 430, 440 des Widerstandnetzwerks einer Logarithmierschaltung 410 so große Fehlerspannungen hervorrufen, dass sie den zulässigen relativen Fehler überschreiten. Zudem ergibt sich durch den Umstand, dass die Stromverstärkungen der Bipolartransistoren ebenfalls temperaturabhängig sind, eine schwer zu kompensierende Temperaturabhängigkeit der Logarithmierschaltung 410. Die Logarithmierschaltung 510 ist somit eine gegenüber der Logarithmierschaltung 410 ergänzte Schaltung, die unabhängig von den Stromverstärkungen der Bipolartransistoren arbeitet.
  • Weiterhin ist zu erwähnen, dass zur Bildung des Ausgangssignals der Logarithmierschaltung die Differenz zwischen einem ersten Ausgangsstrom I1 und einem zweiten Ausgangsstrom I2 gebildet werden muss. (Ia = I1 – I2). Dies kann mit herkömmlichen Stromspiegelschaltungen bewerkstelligt werden.
  • Die Gesamtübertragungscharakteristik für die Logarithmierschaltung lautet
    Figure 00330001
  • Der gesamte relative Fehler ist hierbei
    Figure 00330002
  • 9 zeigt die Übertragungscharakteristik einer Logarithmierschaltung 410, wie sie anhand von 7 beschrieben ist. Auf der Abszisse ist hierbei die Spannungsdifferenz UL zwischen den beiden Einzellogarithmierern (mit UL = UD1 – UD2) normiert auf die Temperaturspannung UT angetragen. Die Ordinate zeigt den Ausgangsstrom Ia (mit Ia = I1 – I2), normiert auf den Fußpunktstrom Ik. Der Parameter m, der die Größe der Koppelwiderstände 430, 440 beschreibt, ist hierbei zwischen m = 1 und m = 5 variiert. Es ist ersichtlich, dass mit größer werdendem Parameter m der lineare Bereich der Schaltung größer wird.
  • Die beschriebene Schaltungsanordnung kann in einem weiten Bereich verändert werden, ohne den Kerngedanken der Erfindung zu verlassen. So ist es möglich, bei einer erfindungsgemäßen Differenzverstärkerschaltung Bipolartransistoren gegen Feldeffekttransistoren auszutauschen, so lange sichergestellt ist, dass die Temperaturabhängigkeit der Verstärkung der Differenzverstärkerschaltung nach wie vor durch eine Temperaturspannung festgelegt ist. Dies kann beispielsweise dadurch erreicht werden, dass Bipolartransistoren in den Stromquellenschaltungen eingesetzt werden, die die Arbeitspunkteinstellung des eigentlichen Differenzverstärkerkerns vornehmen. Es wird in diesem Zusammenhang darauf verwiesen, dass hier eine einheitliche Benennung der Transistoranschlüsse sowohl für Bipolartransistoren als auch für Feldeffekttransistoren verwendet werden kann. Als Steueranschluss eines Transistors wird der Gateanschluss bzw. der Basisanschluss eines Transistors bezeichnet. Die Bezeichnung Quellanschluss kennzeichnet einen Sourceanschluss bzw. einem Emitteranschluss, da in diesen Bereichen Ladungsträger zur Verfügung gestellt werden. Der Begriff Sammelanschluss schließlich beschreibt einen Drainanschluss eines Feldeffekttransistors bzw. einen Kollektoranschluss eines Bipolartransistors. Diese funktionale Kennzeichnung der Transistoranschlüsse ermöglicht eine einheitliche Beschreibung von Bipolartransistoren und Feldeffekttransistoren.
  • Weiterhin ist es möglich, die vorstehend beschriebenen Schaltungen durch dazu komplementäre Schaltungen zu ersetzen. npn-Bipolartransistoren werden hierbei durch pnp-Bipolartransistoren ersetzt und umgekehrt, nMOS-Feldeffekttransistoren werden durch pMOS-Feldeffekttransistoren ersetzt und umgekehrt. Auch die Polarität der Versorgungsspannung ändert sich entsprechend.
  • Des weiteren wird in der vorliegenden Beschreibung bisweilen zwischen Stromsignal und Spannungssignal unterschieden. Die Art des Signals kennzeichnet aber nur einen zweckmäßigen Signaltyp. Der Einsatz eines Strom-Spannungs-Wandlers bzw. eines Spannungs-Strom-Wandlers ist selbstverständlich in der Schaltung möglich, sodass die beiden Signaltypen ineinander überführbar sind. Insbesondere können als Eingangssignal der Logarithmierschaltung Spannungssignale verwendet werden, wenn diese z. B. mit einer geeigneten Operationsverstärkerschaltung in Stromsignale umgewandelt werden.
  • Auch das Ausgangssignal der erfindungsgemäßen Logarithmierschaltung kann in vielfältiger Weise gebildet werden. Die vorliegende Beschreibung bezeichnet als das eigentliche Ausgangssignal die Differenz eines ersten Ausgangsstroms I1 und eines zweiten Ausgangsstroms I2. Jedoch ist es genauso gut möglich, die beiden Ausgangsströme I1 und I2 als Ausgangssignal zu betrachten. Dies ist insbesondere dann sinnvoll, wenn eine der Logarithmierschaltung nachgeordnete Schaltung die Differenz zweier Ströme verarbeiten kann. Ebenso ist es möglich, die beiden Ausgangsströme I1 und I2 in ein Spannungssignal umzuwandeln. Die einfachste Möglichkeit hierzu ist die Verwendung von Lastwiderständen. Dadurch entstehen zwei Spannungen, die jeweils von I1 bzw. I2 abhängig sind und deren Differenz ein Maß für die Differenz von I1 und I2 ist. Die beiden Spannungen können dann entweder beide einer der Logarithmierschaltung nachgeschalteten Stufe als differenzielles Eingangssignal zugeführt werden, oder durch direkte Diffe renzbildung in ein einziges Spannungsausgangssignal umgewandelt werden. Es lässt sich also festhalten, dass die vorliegende Erfindung nicht durch die Art des Ausgangssignals eingeschränkt wird.
  • Weiterhin besteht große Flexibilität bezüglich der Wahl der Emitterfläche von Bipolartransistoren, die in einer erfindungsgemäßen Differenzverstärkerschaltung eingesetzt werden. Im übrigen ist die Emitterfläche analog zu der Kanalbreite von Feldeffekttransistoren, die ebenfalls verwendet werden können. Emitterfläche bzw. Kanalbreite können für alle Transistoren gleich sein, aber auch unterschiedlich gewählt werden. Eine Emitterfläche des dritten und vierten Bipolartransistors, die etwa zweimal so groß ist wie die Emitterfläche des ersten und zweiten Bipolartransistors, hat sich als besonders günstig erwiesen, jedoch sind Veränderungen der Emitterfläche durchaus möglich.
  • Bei einer Differenzverstärkerschaltung 410 ist es möglich, dass die Koppelwiderstände 430, 440 entfallen. Dies entspricht der Wahl des Parameters m zu 1. In diesem Fall weist der Differenzverstärker maximale Empfindlichkeit auf, der Linearitätsbereich ist jedoch eingeschränkt. Dadurch kann es bei einer hochlinearen Auslegung des Differenzverstärkers 420 durchaus sinnvoll sein, den Koppelwiderstand 430, 440 komplett entfallen zu lassen. Ähnliches gilt für die Koppelwiderstände 570, 576 der Logarithmierschaltung 510.
  • Weiterhin ist es möglich, die anhand von 8 gezeigten Pufferschaltungen 580, 582, 584 weitgehend zu verändern, solange sichergestellt ist, dass die Pufferausgangsspannung der Puffereingangsspannung folgt und weitgehend unabhängig von der Belastung des Pufferausgangs durch den Bipolartransistor ist. Insbesondere ist es auch denkbar, als Pufferschaltung eine Operationsverstärkerschaltung einzusetzen, vorausgesetzt dass der dadurch bedingte erhöhte Bauteileaufwand zulässig ist. Es sind jedoch auch andere Pufferrealisierungen denkbar, die nur eine geringe Anzahl von Transistoren umfassen. Entscheidend ist, dass das Spannungsteilernetzwerk nur geringfügig belastet wird.
  • Schließlich sollte darauf hingewiesen werden, dass eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung sowohl als diskrete Schaltung als auch monolithisch integriert ausgeführt werden kann. Bei einer diskreten Realisierung ist zu beachten, dass eine gute thermische Kopplung zwischen den verschiedenen Schaltungsteilen, insbesondere zwischen den Einzellogarithmierern und der Differenzverstärkerschaltung, gewährleistet ist, und dass sich die relevanten Schaltungsteile alle auf der gleichen absoluten Temperatur befinden.
  • Ebenso ist festzuhalten, dass eine erfindungsgemäße hochlineare Differenzverstärkerschaltung auch unabhängig von einer Logarithmierschaltung einsetzbar ist. Die Differenzverstärkerschaltung bietet den wesentlichen Vorteil einer hohen Linearität und damit eines großen nutzbaren Eingangsdifferenzspannungsbereichs. Falls erforderlich kann bei einer Nutzung der Differenzverstärkerschaltung in einem anderen Anwendungsgebiet, d.h. nicht in Zusammenhang mit einer Logarithmierschaltung, eine Stabilisierung der Verstärkung wünschenswert sein. Hierzu können verschiedene Schaltungstopologien verwendet werden, beispielsweise eine Stromgegenkopplung in den Emitter- bzw. Sourcepfaden. Auch eine Variation des Kollektorstroms durch ein geeignetes Netzwerk ist denkbar. Ebenso kann eine Offsetspannung an einen der Differenzverstärkereingänge angelegt werden, falls nur ein Eingang des Differenzverstärkers als Signaleingang benötigt wird.
  • Durch die vorliegende Erfindung in Ihrer Gesamtheit wird also das Problem gelöst, ein Eingangssignal mit kleinem Fehler unter Kompensation von Temperatureffekten logarithmisch auf ein Ausgangssignal abzubilden. Dabei kann durch das vorgestellte Prinzip ein Eingangssignalbereich von mehreren Dekaden mit einem sehr geringen relativen Fehler (< 0,001 bzw. noch klei ner) auf den Ausgang abgebildet werden. Die vorliegende Erfindung löst das Problem der Temperaturkompensation der Logarithmierdioden in der Weise, dass den Dioden eine Schaltung nachgeschaltet wird, die eine hochlineare Übertragungscharakteristik hat und gleichzeitig den Temperatureffekt der Diodentemperaturspannung durch physikalisch die gleiche Temperaturspannung kompensiert. Dadurch ergeben sich die Vorteile einer ideal temperaturkompensierten Logarithmierschaltung, welche gleichzeitig über mehrere Dekaden des Eingangssignals eine Logarithmierfunktion mit sehr kleinem Fehler durchführt. Zudem ist das Schaltungskonzept so ausgeführt, dass sich der Schaltungsaufwand sehr in Grenzen hält, wodurch die Stromaufnahme gering ist. Kern der Erfindung ist die optimale Temperaturkompensation eines Diodenlogarithmierers durch eine hochlineare Schaltung, welche in Kombination mit zwei Logarithmierdioden eine Logarithmierschaltung mit sehr hoher Genauigkeit (< 0,001 und noch kleiner) ergibt.
  • Das vorgestellte Schaltungsprinzip eignet sich also sehr gut zur hochgenauen logarithmischen Abbildung eines Eingangssignals (Eingangsstrom) auf ein Ausgangssignal (Ausgangsstrom). Dabei wird das logarithmische Verhältnis über bipolare Dioden eingestellt, wobei jedoch der auftretende Temperaturkoeffizient durch eine nachfolgende Schaltung mit exakt derselben Temperaturabhängigkeit korrigiert wird. Dabei ergeben sich mehrere Vorteile gegenüber herkömmlichen Schaltungsprinzipien, wie beispielsweise die exakte Kompensation des Diodentemperaturkoeffizienten, was bei herkömmlichen Schaltungen etwa durch Widerstandsteiler und/oder temperaturabhängige Widerstände nur eingeschränkt möglich war, und die erreichbare hohe Linearität des logarithmischen Verhältnisses. Schließlich ist eine mögliche Schaltungsrealisierung mit relativ geringem Aufwand möglich.
  • Im übrigen ist eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung nicht an die Verwendung von bipolaren Logarithmierelementen gebunden. Vielmehr ist es auch möglich, MOSFET-Dioden, die in schwacher Inversion betrieben werden, bzw. andere auf dem Feldeffekt beruhende Bauelemente mit diodenartiger Kennlinie als Logarithmierelemente zu verwenden. Entscheidend ist hierbei lediglich, dass die Logarithmierelemente in einem Arbeitsbereich betrieben werden, in dem sie eine exponentielle Kennlinie aufweisen. Hierbei ergibt sich aufgrund der Energieverteilung der beweglichen Träger eine Temperaturabhängigkeit, die durch einen nachfolgenden Differenzverstärker kompensiert werden kann. Die verstärkungsbestimmenden Elemente in dem Differenzverstärker müssen dazu eine zu der Temperaturabhängigkeit der Logarithmierelemente gegenläufige Charakteristik aufweisen. Geeignet sind hierzu beispielsweise neben Bipolartransistoren auch Feldeffekttransistoren, wenn deren Arbeitspunkt geeignet gewählt wird. Eine entsprechende Schaltungsanordnung entsteht dadurch, dass in einer der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnungen bipolare Bauelemente durch Feldeffekt-Bauelemente ersetzt werden. Bei Transistoren entspricht der Basis-Anschluss eines Bipolartransistors dem Gate-Anschluss des entsprechenden Feldeffekttransistors, der Emitter-Anschluss entspricht dem Source-Anschluss und der Kollektor-Anschluss entspricht dem Drain-Anschluss. pnp-Bipolartransistoren entsprechen p-Kanal-Feldeffekttransistoren, npn-Bipolartransistoren entsprechen n-Kanal-Feldeffekttransistoren. In ähnlicher Weise können die gezeigten bipolaren Logarithmierelemente durch solche ersetzt werden, die den Feldeffekt ausnutzen.
  • Weiterhin ist es möglich, Logarithmierelemente und Schaltungselemente des Differenzverstärkers in verschiedenen Technologien auszuführen, solange sichergestellt ist, dass die Temperaturabhängigkeiten auf dem gleichen physikalischen Effekt beruhen und gegenläufig sind. So können Logarithmierelemente verwendet werden, die den Feldeffekt ausnutzen, wie z.B. MOSFET Dioden in schwacher Inversion, während der Differenzverstärker mit Bipolartransistoren aufgebaut ist. Auch eine umgekehrte Lösung ist möglich.
    •
    • 10
    Logarithmierschaltung
    14
    Operanden-Logarithmierungsschaltung
    16
    Referenz-Logarithmierungsschaltung
    18
    Differenzverstärkerschaltung
    24
    Operandenstromsignal
    26
    Operandensignaleingang
    28
    erstes logarithmiertes Signal
    34
    Referenzstromsignal
    36
    Referenzsignaleingang
    38
    zweites logarithmiertes Signal
    44
    erster Differenzverstärkereingang
    46
    zweiter Differenzverstärkereingang
    48
    Differenzverstärkerausgangssignal
    54
    Differenzspannung
    110
    Logarithmierschaltung
    114
    erste Diode
    116
    zweite Diode
    118
    Differenzverstärkerschaltung
    124
    positiver Differenzverstärkereingang
    126
    negativer Differenzverstärkereingang
    134
    Ausgang
    210
    Differenzverstärkerschaltung
    214
    erster Signalausgang
    216
    zweiter Signalausgang
    224
    Koppelnetzwerk
    226
    Stromquelle
    234
    erster Signaleingang
    236
    zweiter Signaleingang
    244
    Steuerspannungsschaltung
    246
    Kombiniernetzwerk
    248
    Kombiniernetzwerk
    310
    Differenzverstärkerschaltung
    314
    erster Signalausgang
    316
    zweiter Signalausgang
    326
    Stromquelle
    334
    erster Signaleingang
    336
    zweiter Signaleingang
    344
    erster Widerstand
    346
    zweiter Widerstand
    354
    mittlerer Knoten
    410
    Logarithmierschaltung
    414
    erster Einzellogarithmierer
    416
    zweiter Einzellogarithmierer
    420
    Differenzverstärkerschaltung
    424
    Arbeitspunktspannungsquelle
    430
    erster Koppelwiderstand
    434
    erster Differenzverstärkereingang
    440
    zweiter Koppelwiderstand
    444
    zweiter Differenzverstärkereingang
    450
    Arbeitspunktstromquelle
    452
    Arbeitspunktstromquelle
    460
    erstes logarithmiertes Signal
    462
    zweites logarithmiertes Signal
    510
    Logarithmierschaltung
    514
    erster Einzellogarithmierer
    516
    zweiter Einzellogarithmierer
    520
    Differenzverstärkerschaltung
    560
    erstes logarithmiertes Signal
    562
    zweites logarithmiertes Signal
    570
    erster Widerstand
    572
    zweiter Widerstand
    574
    dritter Widerstand
    576
    vierter Widerstand
    580
    erste Pufferschaltung
    582
    zweite Pufferschaltung
    584
    dritte Pufferschaltung
    600
    Puffereingangssignal
    602
    Pufferausgangssignal
    610
    zweiter pMOS-Feldeffekttransistor
    612
    positive Versorgungsspannung
    620
    Stromquelle
    630
    Stromquelle
    640
    nMOS-Feldeffekttransistor
    GND
    Bezugspotenzial
    I1
    erster Ausgangsstrom
    I2
    zweiter Ausgangsstrom
    Ia
    Differenzverstärker-Ausgangsstrom
    Iin
    Eingangsstrom
    Ik
    Fußpunktstrom
    Iref
    Referenzstrom
    T
    absolute Temperatur
    TB1
    erster pMOS-Feldeffekttransistor
    TB2
    pMOS-Feldeffekttransistor
    TB3
    PMOS-Feldeffekttransistor
    TD1
    Bipolartransistor
    TD2
    Bipolartransistor
    TR1
    nMOS-Feldeffekttransistor
    TR2
    nMOS-Feldeffekttransistor
    TV1
    erster Transistor
    TV2
    zweiter Transistor
    TV3
    dritter Transistor
    TV4
    vierter Transistor
    UD1
    erste Einzellogarithmiererspannung
    UD2
    zweite Einzellogarithmiererspannung
    Ue
    Differenzverstärker-Eingangsspannung
    UV1
    erste Eingangsspannung
    UV2
    zweite Eingangsspannung
    UV3
    Mittelwertspannung
    VDD
    positive Versorgungsspannung

Claims (27)

  1. Logarithmiererschaltung (10) mit folgenden Merkmalen: einem Operandensignaleingang (26) zum Empfangen eines Operandenstromsignals (24); einem Referenzsignaleingang (36) zum Empfangen eines Referenzstromsignals (34); einer Operanden-Logarithmierungsschaltung (14), die ein erstes Halbleiterbauelement umfasst, und ausgelegt ist, um auf Grund des Operandenstromsignals (24) ein erstes logarithmiertes Signal (28) zu erzeugen, das von einer nichtlinearen Charakteristik des ersten Halbleiterbauelements abhängig ist, wobei das erste logarithmierte Signal aufgrund eines vorgegebenen physikalischen Effekts von einer Temperatur (T), auf der sich die Logarithmierschaltung (10) befindet, abhängig ist; einer Referenz-Logarithmierungsschaltung (16), die ein zweites Halbleiterbauelement umfasst und ausgelegt ist, um auf Grund des Referenzstromsignals (34) ein zweites logarithmiertes Signal (38) zu erzeugen, das von einer nichtlinearen Charakteristik des zweiten Halbleiterbauelements abhängig ist, wobei das zweite logarithmierte Signal aufgrund des vorgegebenen physikalischen Effekts von der Temperatur (T), auf der sich die Logarithmierschaltung (10) befindet, abhängig ist; und einer Differenzverstärkerschaltung (18), die einen ersten Differenzverstärkereingang (44) zum Empfangen des ersten logarithmierten Signals (28) und einen zweiten Differenzverstärkereingang (46) zum Empfangen des zweiten logarithmierten Signals (38) sowie einen Differenzverstärkerausgang zum Ausgeben eines Differenzverstärkerausgangssignals (48) in Abhängigkeit von dem ersten logarithmierten Signal (28) und dem zweiten logarithmierten Signal (38) aufweist, wobei die Differenzverstärkerschaltung (18) so ausgelegt ist, dass seine Verstärkung aufgrund des vorgegebenen physikalischen Effekts von der Temperatur (T), auf der sich die Logarithmierschaltung (10) befindet, abhängig ist, sodass in dem Ausgangssignal (48) des Differenzverstärkers der Temperaturabhängigkeit der Differenz des ersten logarithmierten Signals (28) und des zweiten logarithmierten Signals (38) entgegengewirkt ist.
  2. Logarithmierschaltung (10) gemäß Anspruch 1, bei der der vorgegebene physikalische Effekt eine Abhängigkeit einer Ladungsträgerverteilung, die eine Energieverteilung von beweglichen Ladungsträgern in einem Halbleitermaterial beschreibt, von einer Temperatur des Halbleitermaterials ist.
  3. Logarithmierschaltung (10) gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der die Ladungsträgerverteilung eine Boltzmann-Verteilung oder eine Fermi-Dirac-Verteilung ist.
  4. Logarithmierschaltung (10) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der das erste Halbleiterbauelement und das zweite Halbleiterbauelement eine erste exponentielle Kennlinie und eine zweite exponentielle Kennlinie aufweisen, die von der Temperatur (T), auf der sich die Logarithmierschaltung (10) befindet, abhängig sind, und bei der die Verstärkung der Differenzverstärkerschaltung (18) durch ein verstärkendes Halbleiterbauelement bestimmt wird, dessen Übertragungscharakteristik von der Temperatur (T), auf der sich die Logarithmierschaltung (10) befindet, abhängig ist.
  5. Logarithmierschaltung (10) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der das erste Halbleiterbauelement ein bipolares Halbleiterbauelement ist, bei der das zweite Halbleiterbauelement ein bipolares Halbleiterbauelement ist, und bei der die Verstärkung der Differenzverstärkerschaltung (18) von einer Tem peraturspannung eines bipolaren Halbleiterbauelements abhängt.
  6. Logarithmierschaltung (10) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der das erste Halbleiterbauelement ein Feldeffekt-Bauelement ist, bei der das zweite Halbleiterbauelement ein Feldeffekt-Bauelement ist, und bei der die Verstärkung der Differenzverstärkerschaltung (18) durch ein Feldeffekt-Bauelement bestimmt ist.
  7. Logarithmiererschaltung (10) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem das erste logarithmierte Signal (28) bei festgehaltenem Operandenstromsignal (24) proportional zu einer absoluten Temperatur (T) ist, auf der sich die Logarithmierschaltung (10) befindet, und bei der das zweite logarithmierte Signal (38) bei festgehaltenem Referenzstromsignal (34) proportional zu der absoluten Temperatur (T) ist, auf der sich die Logarithmierschaltung (10) befindet und bei der die Verstärkung der Differenzverstärkerschaltung (18) umgekehrt proportional zu der absoluten Temperatur (T) ist.
  8. Logarithmiererschaltung (10) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der die Differenzverstärkerschaltung (18) eine hochlineare Übertragungscharakteristik hat, die dadurch gekennzeichnet ist, dass ein relativer Fehler des Differenzverstärkerausgangssignals (48) bezogen auf einen Sollwert kleiner als 1% ist, falls der Betrag einer Spannungsdifferenz zwischen dem ersten logarithmierten Signal (28) und dem zweiten logarithmierten Signal (38) gleich einer Temperaturspannung ist.
  9. Logarithmiererschaltung (10) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, bei der das erste Halbleiterbauelement und das zweite Halbleiterbauelement bipolare Dioden sind.
  10. Logarithmiererschaltung (10) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, bei der das erste Halbleiterbauelement und das zweite Halbleiterbauelement bipolare Transistoren sind.
  11. Logarithmiererschaltung (10) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, bei der die nichtlineare Charakteristik die Übertragungskennlinie der bipolaren Diode ist, die entweder als unabhängiges Halbleiterbauelement oder als Teil eines Bipolartransistors ausgeführt ist.
  12. Logarithmiererschaltung (10) gemäß Anspruch 11, bei der das erste logarithmierte Signal (28) durch einen ersten Spannungsabfall über einer ersten bipolaren Diode (116), die Teil des ersten Halbleiterbauelements ist, festgelegt ist, wobei die erste bipolare Diode (116) von einem ersten Strom durchflossen ist, der proportional zu dem Operandenstromsignal (Iin) ist, und bei der das zweite logarithmierte Signal durch einen zweiten Spannungsabfall über einer zweiten bipolaren Diode (114), die Teil des zweiten Halbleiterbauelements ist, festgelegt ist, wobei die zweite bipolare Diode (114) von einem zweiten Strom durchflossen ist, der proportional zu dem Referenzstromsignal (Iref) ist.
  13. Logarithmiererschaltung (10) gemäß Anspruch 12, bei der die Kathoden der ersten bipolaren Diode (116) und der zweiten bipolaren Diode (114) auf einem gleichen Potential sind.
  14. Logarithmiererschaltung (10) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 13, bei der die Differenzverstärkerschaltung (18) folgende Merkmale aufweist: einen ersten Signaleingang (234) und einen zweiten Signaleingang (236); einen ersten Signalausgang (214) und einen zweiten Signalausgang (216); einen ersten, zweiten, dritten und vierten Transistor (TV1, TV2, TV3, TV4) mit einem jeweiligen Quellenanschluss, Sammelanschluss und Steueranschluss; einer Stromquellenschaltung (226); wobei die Quellenanschlüsse des ersten, zweiten, dritten und vierten Transistors (TV1, TV2, TV3, TV4) mit der Stromquellenschaltung (226) gekoppelt sind; wobei die Sammelanschlüsse des ersten und dritten Transistors (TV1, TV3) mit dem ersten Signalausgang (214) gekoppelt sind; wobei die Sammelanschlüsse des zweiten und vierten Transistors (TV2, TV4) mit dem zweiten Signalausgang (216) gekoppelt sind; und wobei der Steueranschluss des ersten Transistors (TV1) mit dem ersten Signaleingang (234) gekoppelt ist und der Steueranschluss des zweiten Transistors (TV2) mit dem zweiten Signaleingang (236) gekoppelt ist; und einer Steuerspannungsschaltung (244) zum Bereitstellen von Steuerspannungen an den Steueranschlüssen des dritten und vierten Transistors (TV3, TV4) auf der Grundlage einer Kombination von an dem ersten und zweiten Signaleingang (234, 236) anliegenden Eingangsspannungen.
  15. Differenzverstärkerschaltung (210) mit folgenden Merkmalen: einem ersten Signaleingang (234) und einem zweiten Signaleingang (236); einem ersten Signalausgang (214) und einem zweiten Signalausgang (216); einem ersten, zweiten, dritten und vierten Transistor (TV1, TV2, TV3, TV4) mit einem jeweiligen Quellenanschluss, Sammelanschluss und Steueranschluss; einer Stromquellenschaltung (226); wobei die Quellenanschlüsse des ersten, zweiten, dritten und vierten Transistors (TV1, TV2, TV3, TV4) mit der Stromquellenschaltung (226) gekoppelt sind; wobei die Sammelanschlüsse des ersten und dritten Transistors (TV1, TV3) mit dem ersten Signalausgang (214) gekoppelt sind; wobei die Sammelanschlüsse des zweiten und vierten Transistors (TV2, TV4) mit dem zweiten Signalausgang (216) gekoppelt sind; und wobei der Steueranschluss des ersten Transistors (TV1) mit dem ersten Signaleingang (234) gekoppelt ist und der Steueranschluss des zweiten Transistors (TV2) mit dem zweiten Signaleingang (236) gekoppelt ist; und einer Steuerspannungsschaltung (244) zum Bereitstellen von Steuerspannungen an den Steueranschlüssen des dritten und vierten Transistors (TV3, TV4) auf der Grundlage einer Kombination von an dem ersten und zweiten Signaleingang (234, 236) anliegenden Eingangsspannungen.
  16. Differenzverstärkerschaltung (210) gemäß Anspruch 15, bei der die Transistoren (TV1, TV2, TV3, TV4) Bipolartransistoren sind.
  17. Differenzverstärkerschaltung (210) gemäß Anspruch 16, bei der eine Emitterfläche des ersten Bipolartransistors (TV1) gleich einer Emitterfläche des zweiten Bipolartransistors (TV2) ist und bei der eine Emitterfläche des dritten Bipolartransistors (TV3) gleich einer Emitterfläche des vierten Bipolartransistors (TV4) ist.
  18. Differenzverstärkerschaltung (210) gemäß Anspruch 17, bei der die Emitterfläche des dritten und vierten Bipolartransistors (TV3, TV4) gleich dem n-fachen der Emitterfläche des ersten und zweiten Bipolartransistors (TV1, TV2) ist, wobei n ein reeller Wert zwischen 0,5 und 20 ist.
  19. Differenzverstärkerschaltung (210) gemäß einem der Ansprüche 15 bis 18, bei der die Steuerspannungsschaltung (244) so ausgelegt ist, dass die Steuerspannungen an den Steueranschlüssen des dritten und vierten Transistors (TV3, TV4) abgesehen von Abweichungen auf Grund von Belastung durch Stromflüsse durch die Steueranschlüsse der Transistoren, Linearkombinationen der an dem ersten und zweiten Signaleingang (234, 236) anliegenden Eingangsspannungen sind.
  20. Differenzverstärkerschaltung (210) gemäß einem der Ansprüche 15 bis 19, bei dem die Steuerspannungsschaltung (244) so ausgelegt ist, dass die Steuerspannungen an den Steueranschlüssen des dritten und vierten Transistors (TV3, TV4) gleich sind.
  21. Differenzverstärkerschaltung (210) gemäß einem der Ansprüche 15 bis 20, bei der die Steuerspannungsschaltung (244) so ausgelegt ist, dass die Steuerspannungen an den Steueranschlüssen des dritten und vierten Transistors abgesehen von Abweichungen auf Grund von Belastungen durch Stromflüsse durch die Steueranschlüsse der Transistoren gleich dem Mittelwert der Steuerspannungen (UV1, UV2) an den Steueranschlüssen des ersten und zweiten Transistors (TV1, TV2) sind.
  22. Differenzverstärkerschaltung (210) gemäß einem der Ansprüche 15 bis 21, bei der die Steuerspannungsschaltung (244) ein Spannungsteilernetzwerk (344, 346) umfasst, das zwischen den ersten Signaleingang (234) und den zweiten Signaleingang (236) geschaltet ist, wobei die Steueranschlüsse der Transistoren (TV1, TV2, TV3, TV4) mit Knoten des Spannungsteilernetzwerks (344, 346) gekoppelt sind.
  23. Differenzverstärkerschaltung (210) gemäß Anspruch 22, bei der die Steuerspannungsschaltung (244) ferner Puffereinrichtungen (580, 582, 584) umfasst, die zwischen die Knoten des Spannungsteilernetzwerks (570, 572, 574, 576) und die Steuereingänge der Transistoren (TV1, TV2, TV3, TV4) geschaltet sind, und die ausgelegt sind, um eine Rückwirkung der Steuereingänge der Transistoren (TV1, TV2, TV3, TV4) auf das Spannungsteilernetzwerk (570, 572, 574, 576) zu minimieren.
  24. Differenzverstärkerschaltung (210) gemäß Anspruch 23, bei der die Puffereinrichtungen (580, 582, 584) eine Stromrückkopplung aufweisen, die so ausgelegt ist, dass Spannungen an den Steueranschlüssen der Transistoren (TV1, TV2, TV3, TV4) nur abhängig von Eingangsspannungen (UV1, UV2, UV3) der Puffereinrichtungen (580, 582, 584) und unabhängig von Stromflüssen durch die Steueranschlüsse der Transistoren (TV1, TV2, TV3, TV4) sind.
  25. Differenzverstärkerschaltung (410) gemäß einem der Ansprüche 15 bis 24, bei der die Steuerspannungsschaltung (244) so ausgelegt ist, dass eine Spannungsdifferenz zwischen den Steueranschlüssen von zwei beliebigen der vier Transistoren (TV1, TV2, TV3, TV4) betragsmäßig kleiner ist als eine Spannungsdifferenz zwischen dem ersten Signaleingang (460) und dem zweiten Signaleingang (462).
  26. Differenzverstärkerschaltung (210) gemäß einem der Ansprüche 15 bis 25, die weiterhin eine Stromsubtrahierschaltung umfasst, die ausgelegt ist, um aus einem ersten Stromausgangssignal (I1), das an dem ersten Signalausgang (214) anliegt, und einem zweiten Stromausgangssignal (I2), das an dem zweiten Signalausgang (216) anliegt, ein Gesamtausgangssignal durch Bilden der Differenz von Strömen des ersten Stromausgangssignals (I1) und des zweiten Stromausgangssignals (I2) zu erzeugen.
  27. Differenzverstärkerschaltung (210) gemäß Anspruch 26, bei der die Stromsubtrahierschaltung eine Stromspiegelschaltung umfasst.
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