DD282788A5 - Verfahren und schaltung fuer einen leistungsverstaerker mit geringer phasendrehung, insbesondere fuer eine variable induktive last - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltung fuer einen Leistungsverstaerker mit geringer Phasendrehung und hoher Stabilitaet der Ausgangsspannung beim Anschalten einer induktiven Last. Sie ist auf dem Gebiet der NF-Leistungsverstaerkertechnik und in der Mesztechnik anzuwenden. Die Erfindung loest die Aufgabe, ein Verfahren fuer einen Leistungsverstaerker zu schaffen, durch das der Laststrom nur einen sehr geringen Spannungsabfall zwischen der Eingangs- und der Ausgangsklemme erzeugt. Der Leistungsverstaerker soll als Stromtreiber am Ausgang eines bipolaren Operationsverstaerkers eine hoehere kapazitive Belastung als ein komplementaerer Emitterfolger zulassen. Diese Aufgabe wird erfindungsgemaesz dadurch geloest, dasz der Laststrom eines Verstaerkers mit einem npn-Transistor durch zwei steuerbare Stromquellen bereitgestellt wird, dasz eine Einrichtung in Abhaengigkeit davon, ob der Kollektorstrom des npn-Transistors einen Referenzwert ueber- oder unterschreitet, die eine oder die andere Stromquelle aufsteuert, und dasz das Verhaeltnis zwischen dem Maximalwert und dem Minimalwert des Kollektorstroms durch ausreichende Hoehe des Minimalwertes klein gehalten wird. Die Erfindung loest weiterhin die Aufgabe, eine zur Durchfuehrung des Verfahrens geeignete Schaltung mit geringem Aufwand zu schaffen. Diese Aufgabe wird erfindungsgemaesz durch eine Schaltung nach Figur 4 geloest. Fig. 4{Stromtreiber; Laststrom; geringer Spannungsabfall; Referenzwert; maximaler Kollektorstrom; minimaler Kollektorstrom; Meszeinrichtung; Regeleinrichtung; steuerbare Stromquelle}

Description

Hierzu 3 Seiten Zeichnungen

Anwendungsgebiet der Erfindung

Die Erfindung ist allgemein auf dem Gebiet der NP-Leistungsverstärkertechnik und speziell in der Meßtechnik anzuwenden.

Das erfindungsgemäße Verfahren gestattet den Aufbau eines Leistungsverstärkers, der sich durch geringe Phasendrehung, insbesondere bei kapazitiver Belastung, Jnd durch einen sehr kleinen Spannungsabfall zwischen der Eingangs- und Ausgangsklemme bei induktiver Belastung auszeichnet.

Die geringe Phasendrehung ist besonders bei der Anwendung als Stromtreiber mit kapazitiver Belastung am Ausgang eines Operationsverstärkers vorteilhaft.

Der sehr kleine Spannungsabfall bei induktiver Belastung ermöglicht die Erzeugung einer hochkonstanten Wechselspannung für eine variable Anzahl induktiver Meßgrößenaufnehmer.

Charakteristik des bekannten Standes der Technik

Der komplementäre Emitterfolger hat aufgrund seines relativ hohen Wirkungsgrades eine große Bedeutung als Leistungsverstärker erlangt. Ein schwerwiegender Mangel besteht in der ungenügenden Linearität seiner Übertragungskennlinie. Die Übertragungskennlinie des komplementären Emitterfolger wird durch den AB-Betrieb linearisiert (Tietze/Schenk, Halbleiterschaltungstechnik, 5. Auflage, Springer-Verlag Berlin, Heidelberg, New York 1980, Seite 349.) Bei einem komplementären Emitterfolger im AB-Betrieb muß der Ruhestrom stabilisiert werden, um den Effekt der thermischen Mitkopplung zu unterdrücken.

Eine sehr einfache und zuverlässige Maßnahme dafür besteht in der Stromgegenkopplung lurch Emitterwiderstände. An diesen Emitterwiderständen entsteht aber durch den Laststrom ein zusätzlicher Spannungsabfall, der nicht durch Gegenkopplung (unter Einsatz eines Vorverstärkers) kompensiert werden kann, wenn es sich um eine induktive Last handelt.

Ohne Emitterwiderstand reduziert sich dieser Fehler auf den Betrag, der durch den Spannungsabfall am differentiellen Widerstand der Basis-Emitter-Diode des jeweils leitenden Transistors hervorgerufen wird.

In der DE-OS 3727248 wird ein Leistungsverstärker gezeigt, der auf induktive Belastung praktisch fehlerfrei reagiert, obwohl er ebenfalls Emitterwiderstände zur Stabilisierung des Ruhestroms enthält. Ein weiteres Problem ist aber die Phasendrehung eines Leistungsverstärkers, insbesondere bei stärkerer kapazitiver Belastung, wie sie dann auftritt, wenn der Verbraucher ein längeres Anschlußkabel besitzt. Wird der Leistungsverstärker in die Gegenkopplungsschlei'«) eines Operationsverstärkers einbezogen, reduziert die zusätzliche Phasendrehung des Leistungsverstärkers die Phasensicherticit der Operationsverstärkerschaltung bei vorgegebener Kompensation. Die zusätzliche Phasendrehung kann mit Hi'fe einer schnellen Rückkopplungsschleife kompensiert werden, sofern die kapazitive Belastung einigermaßen konstant ist (Dost.1l, Operationsverstärker, Verlag Technik Berlin 1986,

S. 340). Diese Voraussetzung wird aber bei einer variablen Anzahl einzelner Verbraucher mit eigenem Anschlußkabel nicht erfüllt. Da die maximale kapazitive Belastung kompensiert werden muß, liegt bei reduziertet Belastung stets Überkompensation

Bei der typischen Transitfrequenz eines bipolarenl Operationsverstärker von 3 MHz ist die Phasendrehung eines kapazitiv belasteten komplementären Emitterfolgers nicht zu vernachlässigen, was durch die ungünstigen Hochfrequenzeigenschaften eines pnp-Transistors bedingt ist. Das gilt auch für den in der DE-OS 3727248 gezeigten Leistungsverstärker. Hinsichtlich der Phasendrehung ist der einfache Emitterfolger mit einem npn-Transistor dem komplementären Emitterfolger überlegen. Der einfache Emitterfolger ist aber durch einen geringen Wirkungsgrad gekennzeichnet; bei Einsatz einer Konstantstromquelle als Arbeitswiderstand liegt er noch unter 25%.

Es sind Lösungen bekannt (DE OS 3416850, DE-PS 3120689, US-PS 4573021, US-PS 4509020), bei denen der Eingang mit dem Ausgang des Leistungsverstärkers wie beim einfachen Emitterfolger durch die Basis-Emitter-Diode eines Transistors verbunden ist, und mit denen ein hoher Wirkungsgrad erzielt wird. Der Laststrom verursacht aber bei einer bestimmten Polarität immer noch einen Spannungsat fall am differentiellen Widerstand der Basis-Emitter-Diode zwischen dem Eingang und dem Ausgang

des Verstärkers, so daß diese Lösungen nicht zur Erzeugung einer hochkonstanten Ausgangsspannung für eine variable induktive Last geeignet sind. Darüber hinaus beeinträchtigt die nichtlineare Strom-Spannungs-Kennlinie der Basis-Emitter-Diode die Linearität der Übertragungskennlinie.

Ziel der Erfindung

Ziel der Erfindung ist ein Leistungsverstärker mit geringer Phasendrehung und hoher Stabilität der Ausgangsspannung beim Anschalten einer induktiven Last.

Darlegung des Wesens der Erfindung

Die Erfindung löst die Aufgabe, ein Verfahren für einen Leistungsverstärker zu schaffen, durch das der Laststrom nur einen sehr geringen Spannungsabfall zwischen der Eingangsklemme und der Ausgangsklemme erzeugt. Der Leistungsverstärker soll als Stromtreiber am Ausgang eines bipolaren Operationsverstärkers mit einer typischen Transitfrequenz von 3MHz einsetzbar sein und unter dieser Bedingung eine höhere kapazitive Belastung als ein komplementärer Fmitterfolger bei vergleichbarer leistungsmäßiger Dimensionierung zulassen.

Das bedeutet, das Verfahren muß sich in eine Schaltung umsetzen lassen, die erstens im Bereich der genannten Transitfrequenz (3MHz) einen kleineren dynamischen Ausgangswiderstand als der komplementäre Emitterfolger besitzt und zweitens die höhere kapazitive Belastung nicht durch dynamische Instabilität grundsätzlich ausschließt, grundsätzlich insofern, daß auch durch eine Frequenzgangkorrektur unter der Bedingung einer ausreichend hohen Leistungsbandbreite des Verstärkers (Slew-Rate mindestens 1 V/ps) keine Stabilität erreicht werden kann.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Laststrom durch zwei steuerbare Stromquellen bereitgestellt wird, wobei in bekannter Weise die erste Stromquelle mit dem Kollektor cmitter-Strompfad eine npn-Transistors in Kollektorschaltung in Reihe geschaltet ist, während erfindungsgemäß die zweite Stromquelle dem Kollektor-Emitter-Strompfad dos npn-Transistors parallelgeschaltet ist, daß mit Hilfe einer Einrichtung die erste Stromquelle in bekannter Weise aufgesteuert wird, wenn der Kollektorstrom des npn-Transistors einen Referenzwert unterschreitet, während erfindungsgemäß die zweite Stromquelle aufgesteuert wird, wenn der Kollektorstrom diesen Referenzwert überschreitet, und daß das Verhältnis zwischen dem Maximalwert und dem Minimalwert des Kollektorstroms durch ausreichende Höhe des Minimalwertes klein gehalten wird.

Die Erfindung löst weiterhin die Aufgabe, eine zur Durchführung des Verfahrens geeignete Schaltung mit geringem Aufwand zu schaffen. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daßin einer Schaltung der eingangs genannten Art das Bauelement zur Auswertung des Kollektorstroms des erstan Transistors ein Widerstand ist, daß mit dem zweiten Widerstand eine vierte Diode in Reihe geschaltet ist, daß am Kollektor des ersten Transistors die Basis eines vierten Transistors vom pnp-Leitungstyp angeschlossen ist, dessen Kollektor mit dem Ausgang des Leistungsverstärkers verbunden ist, daß weiterhin zwischen dem positiven Pol und dem negativen Pol der Betriebsspannungsquelle eine Reihenschaltung aus einem dritten Widerstand, einer ersten, zweiten und dritten Diode und einem vierten Widerstand in der genannten Reihenfolge angeordnet ist, wobei alle drei Dioden in Flußrichtung gepolt sind, und daß am Verbindungspunkt zwischen der ersten und der zweiten Diode der Emitter des vierten Transistors und am Verbindungspunkt zwischen der dritten Diode und dem vierten Widerstand die Basis des dritten Transistors angeschlossen ist.

AusfChrungsbeispiel

Figur 1 zeigt das Blockschaltbild für das Verfahren gemäß Anspruch 1.

Figur 2 zeigt die Ströme ioi und Iq₂ als Funktion des Kollektorstroms ic-

In der Praxis müssen die Geraden \q\ = f(i_c) und Iq₂ = f(ic) nicht exakt den gleichen Anstieg besitzen (vom Vorzeichen abgesehen).

Figur 3 zeigt den Verlauf der Ströme von Figur 1 bei sinusförmiger Vollaussteuerung des Leistungsverstärkers. Das erfindungsgemäße Verfahren arbeitet mit zwei Regeleinrichtungen, die mit der gleichen Führungsgröße, dem Referenzwert Ic, arbeiten.

Wenn der Kollektorstrom ic den Referenzwert l_c unterschreitet, wird die erste Regeleinrichtung aktiviert. Sie wirkt der weiteren Verkleinerung des Kollektorstroms i_c durch Erhöhung des Stroms der ersten Stromquelle Q1 entgegen. Wenn der Kollektorstrom i_c den Referenzwert Ic überschreitet, wird die zweite Regeleinrichtung aktiviert.

Sie wirkt der weiteren Vergrößerung dos Kollektorstroms ic durch Erhöhung des Stroms der zweiten Stromquelle Q 2 entgegen.

Beide Regeleinrichtungen arbeiten mit der Meßeinrichtung 3 für den Kollektorstrom i_c (Figur 1).

Die zur Funktion einer Regeleinrichtung erforderliche Einrichtung zur Bildung der Differenz zwischen dem Kollektorstrom ic und dem Referenzwert l_c ist Bestandteil der Einrichtung 4. Sie kann für beide Regeleinrichtungen gemeinsam oder für jede Regeleinrichtung einzeln ausgeführt sein. Es ist darauf zu achten, Jaß die beiden Geraden Iqi = f(i'c)undio₂ = f(ic) in Figur 2 bei ίο = 0 zusammentreffen oder sich bei einem Wert geringfügig über Null schneiden. Die stärkere Aufsteuerung beider Stromquellen gleichzeitig ist zuverlässig auszuschließen.

Die Einrichtung 4 muß für jede Stromquelle ein Steuersignal mit dem erforderlichen Bezugspotential erzeugen.

Die zur Funktion der Regeleinrichtungen erforderliche Verstärkung kann auf unterschiedliche Weise erreicht werden. Die Einrichtung 4 kann einen Verstärker für beide Regeleinrichtungen gemeinsam, z. B. einen Differenzverstärker mit zwei Ausgängen, oder zwei einzelne Verstärker enthalten. Die erforderliche Verstärkung kann aber auch durch ein ausreichend großes

Übersetzungsverhältnis zwischen dem Strom einer Stromquelle und ihrem Steuersignal erreicht werden. Gemäß Figur 1 gilt die Knotenpunktgleichung

i_Q2

- ιοί - i_L -- 0

Aus der Knotenpunktoleichung und der Beziehung i_E » i_c ergibt sich die Konsequenz, daß iT.rner mindestens eine Regeleinrichtung auf eine Veränderung des Laststroms i|. mit der Änderung des Stroms der ihr zugeordneten Stromquelle reagiert. Dadurch wird der Laststrom i_L weitestgehend von den beiden Stromquellen Q1 und Q2 bereitgestellt, und der Kollektorstrom ic ändert sich mit dem Laslstrom nur noch im Verhältnis \_c:\i = 1 :v_on,,ic:ii. = 1 :ν_οκ₂ oder, wenn beide Regeleinrichtungen in der Nähe von iq = 0 aktiv sind, im Verhältnis IcMl = 1 :(v_oin + V₀H₂) (V₀H₁: offene Verstärkung der ersten Regeleinrichtung mit Q1, v_on₂: offene Verstärkung der zweiten Regeleinrichtung mit Q2).

Erfindungsgemäß wird das Verhältnis zwischen dem Maximalwert l_Cm,_x und dem Minimalwert l_Cmin des Kollektorstroms i_c (Figur 2) durch einen ausreichend großen Referenzwert Ic klein gehalten. Aus einem kleinen Verhältnis resultiert eine geringe Änderung der Basis-Emitter-Spannung des npn-Transistors T und daraus eine hohe Konstanz der Ausgangsspannung beim Anschalten einer induktiven Last.

Ein weiterer Vorteil gegenüber einem Verstärker der eingangs genannten Art besteht darin, daß der Eingangswiderstand des Leistungsverstärkers nicht mehr vom Vorzeichen des Laststroms abhängig ist.

Bei It_- = O wird aus dem Strom i_Q1 der ersten Stromquelle Q1 der Ruhestrom I_R des Leistungsverstärkers (vergl. Figur 3). Der Kollsktorstrom ic nimmt den Ruhewert I_Cr an.

Wie Figur 3 zeigt, wird die erste Stromquelle Q1 strommäßig etwas stärker als die zweite Stromquelle Q 2 belastet, sofern der Laststrom κ ein reiner Wechselstrom ist. Die quantitativ genaue Darstellung der Kurven von Figur 3 beruht auf der Annahme folgender Verhältnisse:

lc = 0,2l_Lmlx

i_Q, = 10 χ (Ic - ic) I ic ^ Ic

i_Q2 = 10x (ic-Ic) | ic a Ic

Figur 4 zeigt die Schaltung für einen Leistungsverstärker mit geringer Phasendrehung, insbesondere für eine variable induktive Last, nach Anspruch 2.

Dieser Leistungsverstärker arbeitet nach dem Verfahren gemäß Anspruch 1.

Der Kollektorstrom i_c des ersten Transistors T1 erzeugt an einem Meßwiderstand R_M einen Spannungsabfall, mit dem die Auswertung des Kollektorstroms erfolgt.

Der Widerstand R4 erzeugt bei konstanter Betriebsspannung einen nahezu konstanten Strom Ir₄. Wenn der vierte Transistor gesperrt ist, ergibt sich am dritten Widerstand R3 ein Spannungsabfall entsprechend dem Produkt Iq₄ x R3.

Der Widerstand R3 ist sehr klein, damit ist auch der Spannungsabfall an R3 sehr klein. Die Spannungsdifferenz zwischen dem positiven Pol der Betriebsspannungsquelle und der Basis des dritten Transistors ist gleich der Summe I_R4 χ R3 + 3 χ U_F(U_f:

Flußspannung einer Diode).

Der Übergang des dritten Transistors T3 vom gesperrten in den leitenden Zustand und umgekehrt erfolgt praktisch bei einer Basis-Emitter-Spannung Übe in der Höhe der Flußspannung Up einer Diode. Wenn die dritte Diode D3 technologisch genau der Basis-Emitter-Diode des dritten Transistors T3 entspricht, und als Schaltpunkt des dritten Transistors die Übereinstimmung seines Emitterstromes mit dem Strom Ir₄ definiert wird, öffnet der dritte Transistor T3 genau dann, wenn der Kollektorstrom den Wert ic = (Ir₄ χ R3 + 2 χ U_f:Rm unterschreitet.

Anhand von Figur 4 läßt sich zeigen, daß der vierte TransistorT4 öffnet, wenn der Kollektorstrom ic annähernd den gleichen Wert überschreitet. Daraus folgt, daß der Wert Ic = (Ir₄ χ R3 + 2 χ Uf:Rm dem Referenzwert l_c gemäß Figur 1, die das Blockschaltbild für das der Schaltung von Figur 4 zugrundeliegende Verfahren zeigt, entspricht.

Wenn der Kollektorstrom i_c den Referenzwert Ic unterschreitet, fließt der Differenzstrom l_c - ic als Emitterstrom \^₃ in den Emitter des dritten Transistors T3, und der Spannungsabfall am Meßwiderstand R_M bleibt annähernd konstant (er reduziert sich mit zunehmender Unterschreitung des Referenzwertes l_c etwas, da sich mit dem Emitterstrom des dritten Transistors T3 die Basis-Fmitter-Spannung von T3 etwas erhöht). Vorteilhafterweise bleibt dabei die Basis-Emitter-Diode des vierten Transistors T4 in Durchlaßrichtung gepolt. Der Emitterstrom i_ET3 6. iugt am zweiten Widerstand R 2 den Spannungsabfall (l_c - ic) x R2.Dievierte Diode D4 ist zur Kompensation der Basis-Emitter Spannung des zweiten Transistors T2 bestimmt. Dadurch öffnet der zweite Transistor T2 genau dann, wenn der Kollektorstrom i_c den Referenzwert l_c unterschreitet.

Außerdem ermöglicht die Kompensation mit der vierten Diode die Dimensionierung R2 < R_M, und für den Widerstand R1 kann ein sehr kleiner Wert festgelegt werden, ohne daß dafür ein sehr großes Verhältnis R 2:R 1 erforderlich ist. Der zweite Transistor T2 bildet zusammen mit dem ersten Widerstand R1 die erste Stromquelle Q1 gemäß Figur 1. Eine Änderung des Kollektorstroma ic verursacht unter der Bedingung i_c < Ic eine um R2:R1 größere, gegensinnige Änderung des Stroms i_Ql.

Wenn der Kollektorstrom ic den Referenzwert l_c überschreitet, wird der vierte Transistor T4 geöffnet.

Vorteilhafterweise bleibt dabei die Basis-Emitter-Diode des dritten Transistors T3 in Durchlaßrichtung gepolt, weil sich das Potential an der Basis des dritten Transistors T3 um den gleichen Betrag wie das Potential am Emitter des vierten Transistors T4 ändert. Der vierte Transistor bildet zusammen mit dem dritten Widerstand R3 die zweite Stromquelle Q2 gemäß Figur 1.

Eine Änderung des Kollektorstroms i_c verursacht unter der Bedingung ic > Ic eine um Rm:R3 größere, gleichsinnige Änderung des Stroms i_Q2.

Damit das Übersetzungsverhältnis zwischen dem Strom Iq₂ und dem Kollektorstrom ic unter der Bedingung ic > Ic mit dem Übersetzungsverhältnis zwischen dem Strom io_t und dem Kollektorstrom ic unter der Bedingung ic > Ic übereinstimmt, ist die DimensionierungsvorschriftR_M:R3 = R2.R1 einzuhalten.

Wenn der Kollektorstrom ic den Referenzwert Ic überschreitet, geht der Kollektorstrom des dritten Transistors T3 und damit der Strom durch die vierte Diode D4 gegen Null. Das kann verhindert werden, indem der vierte Widerstand R4 nicht mit dem negativen Pol2 der Betriebsspannungsquelle, sondern mit der Basis des zweiten Transistors T2 verbunden wird, so daß durch Spiegelung des Stroms I_R4 mit dem Faktor (R2:R1) ein Minimalwert für den Strom i_Q2 festgelegt wird.

Wenn der vierte Widerstand R4 mit dem negativen Pol der Betriebsspannungsquelle verbunden ist, kann er durch eine Konstantstromquelle ersetzt werden. Dadurch wird insbesondere die Abhängigkeit des Stroms I_R4 von der Betriebsspannung beseitigt. Wenn der vierte Widerstand R4 mit dsr Basis des zweiten Transistors T2 verbunden ist, kann er durch einen Konstantstromzweipol, der kein Bezugspotential benötigt, oder durch zwei Konstantstromquellen ersetzt werden, von denen d:

eine die Basis des dritten Transistors T3 mit dem negativen Pol und die andere die Basis des zweiten Transistors T2 mit dem positiven Pol der Betriebsspannungsquelle verbindet.

Dem Referenzwert l_c wurde der Schaltpun Λ des dritten Transistors T3 zugrundegelegt. Als Schaltpunkt des dritten Transistors wurde die Übereinstimmung seines Emitturstroms i_ET3 mit dem Strom I_R4 definiert. Damit ergibt sich bei i_c = Ic der Strom i_Q1 aus i_Q, = (R2:R1) x Ir₄. Wenn bei ic = l_c der Strom i_Q2 so groß wie der Strom i_Q, seinsoll, muß die Basis-Emitter-Spannung des vierten Transistors T4 bei i_O2 = (R2:R1) χ I_R4 mit der Basis-Emitter-Spannung des dritten Transistors T3 bei i_eT3 = I_R4 übereinstimmen.

Diese Bedingung läßt sich bei Integration der Schaltung gut einhalten, wenn die Fläche des Basis-Emitter-Überganges des vierten Transistors in das Verhältnis R2:R1 zur Fläche des Basis-Emitter-Überganges des dritten Transistors gesetzt wird.

Gleichzeitig kann dadurch die höhere thermische Belastung des vierten Transistors, der sich im Laststromkreis befindet, berücksichtigt werden. Bei einer diskreten Realisierung der Schaltung ist die Übereinstimmung iai = Ich bei ic = Ic kaum zu erreichen.

Die thermische Belastung des vierten Transistors T4 ist ein besonderer Nachteil der Schaltung gemäß Figur 4, weil sie über die Abhängigkeit der Dasis-Emitter-Spannung des Transistors von der Kristalltemperatur zu einer Verschiebung der Kennlinie |q2 = Wc) von Figur 2 führt.

Außerdem hat ein pnp-Leistungstransistor besonders ungünstige Hochfrequenzeigenschaften.

Figur 5 zeigt eine Schaltung mit einem fünften Transistor vom npn-Leitungstyp gemäß Anspruch 6 die die genannten Nachteile der Schaltung von Figur 4 vermeidet.

Der fünfte Transistor T5 entlastet den vierten Transistor T4, und der dritte Widerstand R 3 ist jetzt hochohmiger zu dimensionieren. Eine Änderung des Kollektorstroms ic verursacht unter der Bedingung ic > Ic eine um (Rm:R3) x (R 5: R 6) größere Änderung des Stroms Iq₂.

Die Anwendung folgender Dimensionierungsregel bietet sich besonders an:

R2 = R3 = R5 = R_M.

Es ist selbstverständlich zweckmäßig, für T3 und T4 zwei kennliniengleiche, vorzugsweise auf einem gemeinsamen Chip integrierte Transistoren einzusetzen.

Ebenso ist es jwickmäßig, für die dritte, vierte und fünfte Diode je einen Transistor einzusetzen, dr,r mit dem Transistor, dessen Basis-Emitter-Spannung kompensiert werdan soll, auf einem Gemeinsamen Chip integriert ist.

Claims (6)

1. Verfahren für einen Leistungsverstärker m^!t geringer Phasendrehung, insbesondere für eine variable induktive Last, mit einem npn-Transistor, dessen Kollektor über einen Strompfad mit dem positiven Pol einer Betriebsspannungsquelle, dessen Basis mit dem Eingang und dessen Emitter mit dem Ausgang des Leistungsverstärkers verbunden ist, mit mindestens einem Bauelement, das den Kollektorstrorn des npn-Transistors einer direkten oder über die Basis-Emitter-Spannung des npn-Transistors einer indirekten Auswertung zugänglich macht, mit einer steuerbaren St· omquelle, die den Emitter des npn-Transistors mit dem negativen Pol der Betriebsspannungsquelle verbindet, wobei die Stromquelle durch einen weiteren npn-Transistor und einen Emitterwiderstand realisiert sein kann, mit einem Differenzverstärker oder einer äquivalenten Anordnung zur Bildung und Verstärkung der Differenz zwiwschen dem Kollektorstrom des npn-Transistors oder einem davon abgeleiteten Signal und einem Referenzwert, wobei als Differenzverstärker ein pnp-Transistor in Basisschaltung eingesetzt sein kann, und mit einer Verbindung zwischen dem Ausgang des Differenzverstärkers und dem Steuereingang der Stromquelle, so daß die Stromquelle aufgesteuert wird, wenn der Kollektorstrom den Referenzwert unterschreitet, dadurch gekennzeichnet, daß der eingangs genannte Differenzverstärker, der nur einen Ausgang besitzt, durch eine Einrichtung (4) ersetzt ist, die zwei Ausgänge besitzt und über den ersten Ausgang die erste, eingangs genannte Stromquelle (Q 1) in bekannter Weise aufsteuert, wenn der Kollektorstrom (i_c) des npn-Transistors (T) einen Referenzwert (l_c) unterschreitet, während über den zweiten Ausgang eine zweite, steuerbare Stromquelle (Q2), die zwischen den positiven Pol (1) der Betriebsspannungsquelle und den Ausgang (A) des Leistungsverstärkers geschaltet ist, aufgesteuert wird, wenn der Kollektorstrom (ic) den gleichen Referenzwert (Ic) überschreitet, wobei zwischen dem Strom O₀₂) der zweiten Stromquelle und dem Betrag der Referenzwertüberschreitung des Kollektorstrom 'i_c) das gleiche oder annähernd gleiche, ausreichend große Übersetzungsverhältnis wie zwischen dt_. .i Strom (i_Q1) der ersten Stromquelle und dem Betrag derReferenzwertunterschreitung des Kollektorstroms besteht, und daß das Verhältnis zwischen dem Maximalwert (lcmax) ^lJnd dem Minimalwert dcmin) des Kollektorstroms (Ic) klein gehalten wird.

Figur 1, Figur2

2. Schaltung für einen Leistungsverstärker mit geringer Phasendrehung, insbesondere für eine variable induktive Last, mit einem ersten Transistor vom npn-Leitungstyp, dessen Kollektor über einen Strompfad mit dem positiven Pol einer Betriebsspannungsquelle, dessen Basis mit dem Eingang und dessen Emitter mit dem Ausgang des Leistunpsverstärkers verbunden ist, mit einem zweiten Transistor vom npn-Leitungstyp, dessen Kollektor mit dem Ausgang des Leistungsverstärkers und dessen Emitter über einen ersten Widerstand mit dem negativen Pol der Betriebsspannungsquelle verbunden ist, mit einem dritten Transistor vom pnp-Leitungstyp, dessen Emitter mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist, und dessen Kollektor mit der Basis des zweiten Transistors sowie über einen zweiten Widerstand mit dem negativen Pol der Betriebsspannungsquelle verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Bauelement zur Auswertung des Kollektorstroms (i_c) ein Widerstand (R_M) ist, daß mit dem zweiten Widerstand (R2) eine vierte Diode (D4) in Reihe geschaltet ist, daß am Kollektor des ersten Transistors (T 1) die Basis eines vierten Transistors (T4) vom pnp-Leitungstyp angeschlossen ist, dessen Kollektor mit dem Ausgang (A) des Leistungsverstärkers verbunden ist, daß weiterhin zwischen dem positiven Pol (1) und dem negativen Pol (2) der Betriebsspannungsquelle eine Reihenschaltung aus einem dritten Widerstand (R3), einer ersten, zweiten und dritten Diode (D 1, D2, D3) und einem vierten Widerstand (R4) in der genannten Reihenfolge angeordnet ist, wobei alle drei Dioden (D 1, D2, D3) in Flußrichtung gepolt sind, und daß am Verbindungspunkt zwischen der ersten Diode (D 1) und der zweiten Diode (D 2) der Emitter dos vierten 1 ransistors (T4) und am Verbindungspunkt zwischen der dritten Diode (D3) und dem vierten Widerstand (R4) die Basis des dritten Transistors (T3) angeschlossen ist.

Figur4

3. Schaltung für einen Leistungsverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der vierte Widerstand (R4) nicht mit dem negativen Pol (2) der Betriebsspannungsquelle, sondern mit der Basis des zweiten Transistors (T2) verbunden ist.

4. Schaltung für einen Leistungsverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der vierte Widerstand (R4) durch eine Konstantstromquelle ersetzt ist.

5. Schaltung für einen Leistungsverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der vierte Widerstand (R4) durch einen Konstantstromzweipol ersetzt ist, oder daß anstelle des vierten Widerstandes zwei Konstantstromquellen eingesetzt sind, von denen die eine die Basis des dritten Transistors (T3) mit dem negativen Pol (2) und die andere die Basis des zweiten Transistors (T2) mit dem positiven Pol (1) der Betriebsspannungsquelle verbindet.

6. Schaltung für einen Leistungsverstärker nach Anspruch 2,3,4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des vierten Transistors (T4) mit der Basis eines fünften Transistors (T5) vom npn-Leitungstyp und über eine fünfte Diode (D5) und einen fünften Widerstand (R 5) mit dem Ausgang (A) des Leistungsverstärkers verbunden ist, daß der Emitter des fünften Transistors (T5) über einen sechsten Widerstand (R 6) mit dem Ausgang (A) verbunden ist, und daß der Kollektor des fünften Transistors (T5) mit dem positiven Pol (1) der Betriebsspannungsquelle verbunden ist.