DE1958620C - Differentialverstärker - Google Patents

Description

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Die Hiilndimg lu'irilTl einen Diirereuiialversilhkei· mi) zwei eniittergekopnelten Eingiingslnmsisiorun 'eines ersten Lciifiihigkeilslyps, tlie jeweils llher die Emitter-Kolleklor-Streckcn zweier Ausgangstnmsisuncii mit ihren ArbeitswidersiUndcn verbunden sind.

Diirercnliulverstlirker bzw, entsprechende Operationsverstärker mit nur zwei in Kaskade geschalteten Dill'erential-Transistorstufen sind bekannt (deutsche Aiislegesehrift 1214 733 und USA.-Patentsehrifl 3 275 ^lM4), Bei der Verwendung aktiver Stronu|uellcn für jede Transistorstufe, wobei derartige Strom· c|iiellen sehr leicht in Form monolithischer integrierter Schaltkreise hergestellt werden können, ist es möglich, Veistiiiker mit einer hohen Verstärkung zu schaffen, ohne dal.) zusätzliche Transislor&tufen bcnötigt werden. Die erwähnten aktiven Stromquellen ersetzen die jeweiligen Kollcktorwidersjilnde, die bisher bei aus diskreten Bauteilen aufgebauten Transistorsiulen verwendet weiden.

Beim Übergang von einem dreistufigen Kaskaden- ao Ί raiisisioivcrsLiikcr auf die einfache erwähnte zweistufige Schaltung ergeben sich viele V01 teile. Der größte Vorteil besieht darin, daß in einer zweistufigen Schaltung eine llochl'rcqucnzkompcnsation sehr viel leichter vor/unehmen ist, da das Eliminieren der drit- as ten Ti ansistoi stufe die Signalverzögerung innerhalb der Schaltung verringert. Beinahe alle modernen iiiU'giiciien Operationsverstärker sind in dem einfai'hcn zweistufigen Aufbau ausgeführt und erzielen eine Verstärkung von über KHM)Ot) in Kombination mit einem Wiedcrkchrverhiiltnis von ungefähr 0,5 Volt/iisec. Unter Wiederkehrverhältnis wird die maximale Änderung der Ausgungsspannung, bezogen auf die Zeit, verstanden, d. h. das maximale Verhältnis \on dK₁₁AI/.

Die voraiisstehend erwähnten bekannten Verstärker besitzen zwei wesentliche, bisher nicht zu überwindende Nachteile. Der erste Nachteil besteht darin, daß diese bekannten Verstärker einen verhältnismäßig hohen 1-ingangsslroin benötigen, der so groß ist, daß diese Verstärker häufig nicht zusammen mit hohen Qucllinipcdanzen verwendet werden können. Der zweite Nachteil dieser bekannten Operationsverstärker besteht in der begrenzten Bandbreite und dem charakteristischen Verhalten bezüglich des Wiederkehrverhältnisses. Obwohl die Bandbreiten von Verstärkern in integrierterSehaltkreistcchnik gegenwärtig so breit sind wie die konventioneller, in diskreter Bauweise aufgebauter Verstärker, sind Verstärker mit sehr viel grüllcrcr Bandbreite erwünscht, wodurch 5« sich neue Verkaufsmärkte erschließen lassen, für die hohe (ieschwindigkeiten wichtig sind.

Der Eilindung liegt tlie Aufgabe zugrunde, einen Dilfereiilialvcrstäiker, der als Operationsverstäiker Verwendung linden kann, unter Verwendung von lateralen PNP-Transisloren zu schallen, wobei diese lateralen PNP-Transi.storen derart angeschlossen sind, daß ihre Arbeitspunkte völlig unabhängig von tier nicht voraussagbaren Hmilter-Basis-Slroinverslärkung (Bela-Veislärkiiiig) der lateralen PNP-Transislorcn 6» sind, !'einer soll der Dillerentialvcrstärkcr einen extrem niederen Hingangsslrom aufweisen und einfach in monolithischer inlegrieiler Schaltkreisteehnik herstellbar sein, wobei tlas charakteristische Verhallen bezüglich der Verstärkung in Abhängigkeit von der Ficqiienz und dem Wiederkelirveiliiilliiis im Vergleich zu bekannten Verstärkern besser sein soil.
Diese Aufgabe wird erliiidungsgemäß dadurch geloht, dtiß diu Ausgun(jsirunsisioren vom entgegengesetzten l.eitfilhigjtfj^typ sind und dnß (lic Basen der Ausgungotriinsisjüren mit Ubη Emittern der zugeordneten Hingiingströnslstoren direkt in jeweils einem Vorsptmnungspunkt Verbunden sind.

Bei nach ilen Merkmalen der Hrflndiing aufgchun ten DilTcrentlalvcrstiirker, bei dem die lateralen PNP-Ausgangslransistoren mit eine schmale Basisbreite aufweisenden NPN-Eingangstninsistorcn verbunden sind, wird in vorteilhafter Weise erreicht, daß der Eingangstransistor mit extrem niederen Strömen arbeitet und der laterale PNP-Ausgangstransistor unabhängig VOiV seinem Beta-Wert ist. Das Gleichspannungspotential am Kollektor-Basis-Übergang des NPN-Transistors wird im wesentlichen auf Null gehalten, was zu einer verhältnismäßig niederen Sperryorspanuung am Hingang führt und damit die für integrierte Sehaltungsanordnungcn wichtigen eingangsseitigen Stronianfordcrungen erheblich verringert. Aus diesen Eigenschaften ergibt sich, daß die NPN-Eingangstransistoren des in integrierter Schaltkreistechnik ausgeführten Dilfereniialverstärkers sowohl eine niedere Durchbruchsspannung als auch einen hohen Beta-Wert besitzen.

Zur Erzielung dieser Vorteile trägt auch die weitere Ausbildung der Erfindung bei, wonach die Hinspeisung über eine Stromquelle am gemeinsamen Emitler-Kollektor-Verbindungspunkt der Eingangs- und Ausgangstransistoren erfolgt und eine Konstantstromsenke am gemeinsamen Basis-Emitter-Vorspanuungspunkt der Hingangs- und Ausgangstransistoren angeschlossen ist.

Der Differentialverstürker gemäß der Erfindung liißt sich in verschiedenen Konfigurationen aufbauen, wobei nach einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung die Basis-Hmitier-Vorspannungspunkte jeweils über Rückkopplungsimpedanzen mit der Konstantstromsenke verbunden sind. Dadurch läßt sich der Übertragungsfrequenzgang sehr breitbandig gestalten. Eine Beeinflussung des Übertragungsfrequenzgangs kann auch durch eine Weitere Ausgestaltung der Erfindung erfolgen, wonach die Emitter-Kollektor-Verbindungspunkte jeweils über Rückkopplungsimpcdunzen mit der Einspeisungsslromquelle verbunden sind. Bei dieser Ausgestaltung ist es vorteilhaft, daß der Emitter der Ausgangstransistoren jeweils über eine weitere Riickkopplungsimpedanz mit dem Emitter-Kollektor-Verbindungspunkt verbunden ist,

Auf Grund dieser weiteren Ausgestaltungen dei Erfindung ist es möglich, die NPN-EÜngangstransisto-1 en in Verbindung mit den lateralen PNP-Ausgangs transistoren bei hoher Spannung zu betreiben, so dal: der Diirercntialverstärker gemäß der Erfindung eim große eingangsseitige und ausgangsseitige Ausstelle rung verträgt.

Die Erfindung ist in der Zeichnung beispielsweisi dargestellt. Es zeigt

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild eines moitolithischci Schaltimgsaufbaus für die eine Hälfte eines Difiercn tialverstiirkers mit einem NPN-Trnnsistor und einen lateralen PNP-Transistor,

Fig. 2 ein Schallbild eines Dilferenlialverstärker gemäß der Erfindung mit zwei Stromquellen uiii einer Slromsenke,

Fig. 3 ein Schaltbild einer weiteren Ausführung; form der Erfindung mit einer Stromquelle und zwc Stromsenkeii,

Fig. 4 ein Schallbild einer weiteren, der Ausfül

■ungsl'orm gemllß Fig. 2 ähnlichen Ausflihrungs· orhi tier Hrllnduug, wobei Emlilerwidorslilndc zwlichttn ilen VersiUrkertransistoren uiul der einzigen Stromsenkq der VerNiürkerschallUng angeordnet siiul.

Fi jj. 5 eine Schaltung einer weiteren Atisflihrungsform, der ErUndung, die ähnlich wie die Ausflihrungsform gemiiß F i g, 3 aufgebuiit ist und zwei Widcrstllnde umfaßt, die zwischen dpf einzigen Stromquelle« und den ,sliOinquellcnseitigen Verblndungspunkten der Verstilrkeilransistoren angeordnet sind,

Fig, fi ein Sehaltbild einer weiteren Aiisflllmmgs· form der Erfindung mit Emiltcrwiderständen für die lateralen PNP-Ausgangstrunsistoren,

Fig. 7 ein Schaltbild eines ausgeführten kompletten Operationsverstärkers gemiiß der Erfindung, der eine eingangsseitige DilTeientialverslärkersUifc, eine niisgangsseilige Verstürkerstufe, Vorspannungsschallkreise und eine komplementäre 'UisgangKscitige Slromtrciherslufc aufweist, die mit der uiisgangsscitigen Verstärkerstufe verbunden ist.

Die Stromquellen und Stromsenken in ilen Ausfiihrungsformen gemäß den Fig. 1 ,bis f> können häulig auch durch Widerstände ersetzt werden, an denen eine verhältnismäßig große Spannung liegt, ohne dall dadurch das Funktionsverhalten wesentlich beeinträchtigt wird.

Die in monolithisch integrierter Schaltungsweise aufgebaute Dilferentialverstärker gemäß der Gründung umfaUt je ein Paar Eingangs- und Au^gangstrunsistoren. Die Gingangstransistoren besitzen eine tiefdilTundierte Emitter/one, einen hohen Ueta-Wert und eine niedere Kollektor-Ejiiittcr-Durchbruchsspannung. Die Ausgangstransistoren sind als laterale PNP-Transistoren ausgeführt. Diese lateralen PNP-Ausgangstransistoren sind mit den Np.N-Eingangstransistoren derart verbunden, daLi die Kollektor-Basis-Spannungen der NPN-Transistoren in etwa auf einem Spannungswert Null festgehalten w,erden, Dieses Festhalten der Kollektorspannungen der NPN-Eingangstransistoren .ermöglicht die Verwendung einer verhältnismäßig niederen Durchbruehsspannting sowie Eingangsiransistoren mit hohem Bota-Werl, wobei hohe Spannungen an, den Verstärker angelegt werden können, da der Kollektor-BaMs-Übergang der lateralen PNl'-Trau'sihtoren .eine hohe Durchbruchs,-spannung aufweist..ilberdies werden die Leckströnie am Kpllektor-Basis-Obergang der NPN-Transistoren auf nahezu Null reduziert infoige der O-Volt-Vorspannung an dem Kollektor-Basis-Übergang. Ferner sind die Aiisgangsströme der lateralen PNP-Ausgangstransistoren unabhängig von deren Stromverstärkungen, d. h, von deren BetuAWiun, da Basisstromändeiiingen in den PNP-Transistoren automatisch von den Emittern der NPN-Transistoren auf Grund der verwendeten Rückkopplung absoibiert werden.

Fn Fig. 1 ist die eine Hälfte eines Dilferenlialverstärkers gemäß der Erfindung stückweise dargestellt. Jede Hälfte des DilTcrcntialvctstärkcrs uinfal.it einen liefdilfundierten NPN-Eiinganjisiransistor und einen lateralen PNP-Aiisgangsiransistor, die in der dargestellten Weise miteinander \erblinden sind. Gemäß Fig. 1 ist der NPN-Gingangstransistor 10 mit einer Konslantstromsenke 22 und einem Kollektörbelastungswiderstand 18 verbunden, wogegen die Basis mit der Eiiigungsklcmmc 15 in Verbindung steht. Der Kollektorbelastungswideistand 18 ist an eine erste Spannungsversorgung 20 angeschlossen.

Dur Emillei des lutera(en !"Ngg
12. liegt un einem Vefbindungsiuuikl I.V wogegen dessen Basis mit dem p.nilltcr des NPN-Hlngiinjj¹«· Iransislors 10 im Voispaiiuiiiiyspiinkt 17'scibtindun jj ist. Das Ausgangssigniif wird vom Kollelilor desliiU· ralcn PNP-Ausgungstransistors 12 abgegrilTen uiu'l bildet sich an dem nicht dargestellten .Kollektor belastungswiderstund aus.
■ Unter Üblichen üleichslrombedingiingcn Hießt in

ic der Schaltung gemiiß. Fig. I ein Strom duicli den Widerstand 18 in der Größe von 2/,. Bei einer großen StromverslÜrkung des NPN-F.ingangslrunsistors (Bcla-Stromverstllrkung) kann angenommen werden, daß der Basisslrom des NPN-F.ingangstransislors IO etwa Null und der Kollektorstrom Ι_Λ des PNP-Ausgungstransistors 12 gleich der DilTeren/. /wischen dem Emitterstrom des PNP-Trunsislors 12 und dem den Verbindungspunkt 13 verlassenden Strom .i't. Der Kollektorstrom /., des lateralen PNP-Ausgungslraii·

ao sistors 12 kann Jäher durch folgenden Ausdruck be sehrieben werden:

oder

wobei V₁J₁.-gleich der,Gleichspannung an der Basis des NPN-Eingangstransistors |0 ist, wobei diese Spannung auch am Emitter des NPN-Transistors 10 liegt, wenn die Transistoren 10 und Il identische Busis-Einittcr-lImschaltspanminuen aufweisen. Daher ist der Kollektorslrom /._, des lateralen PNI'-Ausgangstransisiors 12 unabhängig von seiner eigenen

;i5 Emitter-Basis-Stromverstärkung (Bela-Stromveisiiirkung). Dies ist ein sehr.wichliges Merkinal eier Schaltung, da es bekannt ifjt, daß i|ie Beta-Wertb dei lateralen PNP-Transistoren wegen der lateralen PNP-Verarbeitung sehr stark sehwanken. Derartige Beta-

j» Werte können z. B. zwischen eins und zwanzig liegen, wenn PNP- und NPN,-Trausistoren in einem einzigen Arbeitsprozeß hergestellt werden. Für eine integrierte Schallkreisfabrikation «frmöglichen die vorausstehenden Merkmale die Verwendung von lateralen PNP

•ta Transistoren, die einfach in monolithis,cher Form hergestellt werden können,

Ein weiteres wichtiges Merkmal der peuen Schaltung gemäß Fig. 1 besteht darin, daß das Gleichspannungsniveau V,ic an der Basis des .NPN-F.in-

gangstransistors 10 nahezu identisch mit dem Spannungsnivcau V₁₁₁. am Emitter des lateralen PNP-Ausgangstransistors 12 ist, Auf Grund dieser Tatsache kann der NPN-Eingangstransistor 10 immer mit einer Spannung von etwa 0 Voll am Kollektor-Basis-dber-

gang arbeiten. Diese Sichel heil, daß an der Kollektor Basis-Strecke des Transistors 10 jinmer etwa eine Spannung von OVoIt liegt, ermöglicht es, diesen NPN-Eingangstransistor 10 bei der Fabrikation mit einer tiefen EmillcrdiiTusion herzustellen und somit einen- 'Transistor mit einer sehr schmalen Basisbreite und einem sehr hohen Beta-Wert in der Größenordnung von etwa 1000 zu erhalten. Dieser hohe Beta-Wert bewirkt, daß der Basisstrom des Eingangstran- ; sistors 10 sehr niedrig ist. Bei einer typischen Schales lung unter Verwendung der Schaltungskonfiguratioii gemiiß Fig. I liegt der Kollektorstrom des Einganustrnnsistors 10 in der Größenordnung von etwa 5 uA, wogegen der Basisslrom in tier Größenordnung von

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etwa 5 μΛ/ΙΟΟΟ odci nähcriingswcisc 5 nA liegt. Die Fig. 1 erwähnt wurden, treffen auch für die Schalzulelzt genannte Größe liegt um zwei Größcnordnun- tung gemüß Fig. 2 zu.

gen unterhalb des Eingaugsslromus eines typischen Die Schaltung gemäß Fig. 2 wird mit einer gro-

hipolarcn Transistor-DilTcrcntialverslärkers bekann- ßen gleichlaufenden Aussteuerung betrieben, weiche tür /\rt. · 5 ungefähr gleich der Spannungsdifferenz zwischen der

Eine weitere wichtige Folge der Spannung Null an ersten und zweiten Stromversorgung 38 und 40 ist. der Kollckloi-Hasis-Slreckc des Eingangslransistors. Die Stromquellen 34 und 36 können unter Verwen-10 ergibt sich bezüglich des Leckstroms an der dung von lateralen PNP-Transistoren in bekannter Kollekior-Basis-Strccke, der in diesem Fall ebenfalls Weise aufgebaut sein. Wie bereits bemerkt, besteht Null sein muß. Dies ist der Fall, da an einem io ein hauptsächlicher Vorteil des DifTerentialvcrslärkers Grenzschichlübercang kein Strom beim Fehlen einer gemäß I·' i g. 2 darin, daß die NPN-Eingangslransientsprcchendcn Spannung am Grenzschichtübergang stören 10 und 16 mil einer Kollcktor-Basis-Spanilicßl. Das Unterdrücken dieses Stromes ist besonders _t nung von etwa 0 Volt arbeiten. Durch dieses Merkwichtig, da er so groß wie der normale Basisstrom ' mal wird ein l.cckstrom in den Eingangstransisioren bei hohen Temperaturen sein kann. 15 10 und 16 eliminiert und die Verwendung von Tran-

Bei einem Betrieb mit einem kleinen Wechselstrom- sistorcn mit einer sehr niederen Durchbruchsspansignal kann der Kolleklorslrom I₂ des lateralen PNP- nung und einem hohen Beta-Wert ermöglicht, die mit Ausuangstransistors 12 durch nachfolgenden Aus- sehr niederen Basisströmen arbeiten. Die NPN-Eindruck beschrieben werden: gangsiransistorcn 10 und 16 werden mit Hilfe eines

ao Kmiucr-Doppelschritlverfahrens hergestellt, das zu

j/ γ _Λ hohen Beta-Werten für dieNPN-Eingangstransistoren

/„as '" -ΛρηρΑ- '" ' ^Opnp - 10 und 16 führt, die eine tiefe Emitterzone und eine

^r'""» ^r<>nP" j.· S sehr schmale Basisbreite aufweisen. Die auf derselben

w*pnp Halbleiterscheibe vorhandenen NPN-Transistoren

25 für hohe Spannungen mit einem normalen Beta-

wobei S der Operator der Laplace-Transformation, Wert werden mit einem Emittcr-Einfachschritlverfah- <*,„ die PNP-Stromvcrstärkung ist. Diese PNP- rcn hergestellt und besitzen eine normale Basisbreite. Stromverstärkung ist als Kurzschluß-Basisstrom- Wenn die Stromquellen 34 und 36 sowie die Stromverstärkung des PNP-Transistors gleich senke 30 einen konstanten Strom in der Größe von

30 2/, führen, sind die Emitterströme der NPN-Ein-

\_Opnp/(l I 5/ruxpnp). gangstransistoren 10 und 16 gleich (I₁-Ih), wobei I_b

gleich dem Basisstrom des PNP-Transistors ist. Unter

Ferner ist den zuvor gegebenen Bedingungen führen die Be

lastungswiderstände 28 und 32 einen Strom in der

^Γ'^ηρη 35 Größenordnung von etwa I₁ unabhängig von dem

der Emitterwiderstand des NPN-Eingangstransistors Beta-Wert der PNP-Transistoren. für das kleine Signal. Damit liegt die erste Eck- In Fig. 3 ist eine Schaltung ausgeführt, die sich

frequenz der frequenzabhängigen Verstärkercharak- gegenüber der Schaltung gemäß Fig. 2 darin untcrtcristik eines DilTcrentialverstärkers aus zwei der scheidet, daß nur eine einzige Konstantstromquelle Konfiguration gemäß F i g. 1 bestehenden Teilen 40' 46 Verwendung findet, die zwischen der ersten Spanbei der Grenzfrequenz des lateralen PNP-Ausgangs- nungsversorgung 38 und einem gemeinsamen zwitransistors 12 für eine geerdete Basis und ist (o«_pnI,. sehen dem ersten und zweiten Verbindungspunkt 21 Viele bekannte Verstärker besitzen eine Grenzfre- und 23 liegenden Verbindungspunkt 31 liegt. Es finqucnz, die um den Faktor Beta des PNP-Transistors den ferner zwei Konstantstromsenken 48 und 54 Veruntcrhalb dieser Frequenz liegt. 45 wcndung, die die jeweilige Summe des zugeordneten

Eine vollständige Differentialverstärkcrschaltung NPN-Emitterstroms und des PNP-Basisstroms festmit den Merkmalen gemäß der Erfindung ist in legen und dementsprechend zwischen den Vorspan-F i g. 2 dargestellt und umfaßt den ersten tiefdiffun- nungspunkt 25 bzw. 27 und eine zweite Spannungsdierten NPN-Eingangstransistor 10 und den ersten Versorgung 40 geschaltet sind. Die Schaltung gemäß PNP-Ausgangstransistor 12. Ferner enthält die Schal- 50 Fig. 3 ist in integrierter Schaltkreistechnik etwas tung einen zweiten ticfdiffundierten NPN-Eingangs- leichter auszuführen als die Schaltung gemäß Fig. 2, transistor 16 sowie einen zweiten lateralen PNP-Aus- da sie nur eine einzige PNP-Spannungsquelle 46 begangstransistor 14. Ein Differcnzsignal wird an die nötigt. Außerdem besitzt die Schaltung gemäß F i g. 3 Basis des ersten und zweiten NPN-Eingangstransi- eine höhere Signalstromverstärkung, so daß als Folge tors 10 und 16 angelegt. Zwei Kollektorbelastungs- 55 davon der Strom /, kleiner als der Strom /_? und der widerstände 28 und 32 sind zwischen die Kollektoren Eingangs-Basisstrom kleiner als bei der Schaltung des ersten und zweiten lateralen PNP-Ausgangstran- gemäß Fig. 2 sein kann.

. sistors 12 und 14 sowie eine zweite Spannungsversor- In der gleichen Weise wie bei den Schaltungen

gung 40 geschaltet. gemäß F i g. 1 und 2 sind die Kollektorströme /, der

Eine erste Stromquelle34 und eine zweite Strom- 60 lateralen PNP-Transistoren gemäß Fig. 3 unabhänqucllc 36 sind zwischen die erste Versorgungsspan- gig von dem Beta-Wert des jeweiligen PNP-Transinung 38 und den ersten bzw. zweiten Verbindungs- stors. Die PNP-Transistoren dieser Schaltung gemäß punkt 21 bzw. 23 geschaltet. Vorspannungspunktc 25 F i g. 3 sind im wesentlichen in einer Emitter-Basis- und 27 für die Transislorpaarc gemäß F i g. 2 liegen Schallung betrieben, wobei eine Spannungsansteuean einem gemeinsamen Verbindungspunkt 29, der 65 rung über die Emitter der NPN-Transislorcn ι·Ίfolgt über eine KnnMuntsiinmscnkc 30 mit der zweiten und der erste Ucsonanzpol nahe bei der Frequenz/_; SpaniiuiigsuiMUgung 40 verbunden ist. Alle vorteil- du lateralen PNP-Ausgangstransistorcn 12 und 14 haften I igenschiiften, die im Zusammenhang mit liqM. Die lu<|iiin/ /, ist diejenige Ficquen/, lni wol

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eher die Stromverstärkung der PNP-Transistoren in schwingern und zum Verbessern der Anstiegszeit be-

Emittcr-Basis-Schaltung den Wert Eins annimmt. Die nutzt. Die Widerstände 82 und 84 sind derart ausge-

PNP-Transistoren gemäß Fig. 2 werden anderer- wählt, daß der Ausdruck

scits mit einem Strom von den Kollektoren der NPN- \ j

Eingangstransistoren angesteuert und arbeiten nach 5 —- — —■--— =

einem Schaltungstyp mit geerdeter Basis. Die Eck- ^K-n + ^Rm "72 + ^Km punkte für hohe Frequenzen liegen bei den Schaltun- gleich der gewünschten Steilheit der Stufe ist. Das gen gemäß Fig. 2 und 3 etwa an derselben Stelle, Hinzufügen der Widerstände 82 und 84 ermöglicht da die Grenzfrequenz /„ für den Schaltungstyp mit damit eine unabhängige Optimierung der Signalausgeerdeter Basis ungefähr bei der Frequenz f_T liegt, 10 brcitungsverzögerung sowie eine optimale Abstimwobei diese Frequenz sich aus dem Produkt aus der mung der Verstärkung.

Emitter-Basis-Stromverstärkung und der Bandbreite Die Schallungen gemäß den Fig. 1 bis 6 wurden

mit der Dimension Schwingungen pro Sekunde er- mit lateralen PNP-Ausgangstransistoren 12 und 14

gibt. In anderen Worten bedeutet das, daß die Schal- hergestellt, die beide eine Emitter-Basis-Stromver-

tung gemäß Fig. 2 einen ersten Eckpunkt für hohe 15 Stärkung von ungefähr 15 bei 50 μΑ bzw. ungefähr

Frequenzen bei ungefähr der Frequenz/_r aufweist eine Emitter-Basis-Stromverstärkung von 5 bei 500 μΑ

und andererseits die Schaltung gemäß F i g. 3 einen aufweisen. Die Beta-Werte der NPN-Eingangstransi-

crsten Eckpunkt für hohe Frequenzen bei ungefähr stören 10 und 16 sind ungefähr gleich 1000 bei 10 μΑ.

der Frequenz/„ besitzt. Die Schaltungen gemäß Fig. 1, 2 und 3 besitzen

Die Schaltung gemäß F i g. 4 ist in ähnlicher Weise 20 nahezu identisch gleiche hochfrequente Eckfrequenvvie die Schaltung gemäß F i g. 2 aufgebaut und be- zen bei der Frequenz f_T der lateralen PNP-Ausgangssitzt eine erste Stromquelle 56 sowie eine zweite transistoren 12 und 14, wobei diese Frequenz /_r unStromquelle 58, die zwischen der ersten Spannungs- gefahr bei 3 MHz liegt.

Versorgung 38 und dem jeweils zugehörigen ersten Das Hinzufügen der Emitterwiderstände gemäß Verbindungspunkt 21 oder zweiten Verbindungspunkt 25 den Fig. 4, 5 und 6 verringert die Signalausbrei-23 angeordnet sind. Der Unterschied zwischen diesen tungsverzögerung um ungefähr 25° an dem — 3-dbbeidcn Schaltungen besteht darin, daß in der Schal- Eckpunkt der frequenzabhängigen Verstärkungstung gemäß Fig. 4 Emitterwiderstände 60 und 62 charakteristik. Eine derartige Verbesserung ist ganz vorgesehen sinil, um die Signalausbreitungsverzöge- erheblich, da sie eine ganz wesentliche Verringerung rung im Verstärker zu verringern. Diese Signalausbrei- 30 der Kapazität des Phasenkompensationskondensators tungsverzögerung wird durch eine geringe positive (Kondensator 136 gemäß F i g. 7) zuläßt und dies Rückkopplung verringert, die über die Emitterwider- wiederum zu einer Verbesserung des Wiederkehrverstände 60 und 62 bewirkt wird. Diese positive Rück- hältnisses führt.

kopplung unterdrückt jedoch in erster Linie die Ab- In Fig. 7 ist ein Schaltbild eines kompletten hängigkcit der Verstärkung der Stufe von den Beta- 35 monolithischen Operationsverstärkers gemäß der Er-Werten der PNP-Transislorcn. Letzteres wird durch findung dargestellt, in dem ein der Darstellung gemäß das Zurückführen des PNP-Basisstromes, der sonst Fig. 6 entsprechender Differentialverstärker Ververlorenginge, in den Emitter der NPN-Transistoren Wendung findet. Außer der gemäß Fig. 6 beschriebcwirkt, wo dieser Basisstrom zu dem Signal addiert benen Schaltung umfaßt der Operationsverstärker gewird. Damit wird der Einfluß des ersten Frequenz- 40 maß Fig. 7 zwei Hochspannungsdioden 85 und 87, puls bei der Frequenz /_r des lateralen PNP-Transi- die mit den Widerständen 70 und 72 verbunden sind stors ausgeschaltet. und aus Transistoren mit einer kurzgeschlossenen

Die in Fig. 5 dargestellte Schaltung besitzt gegen- Kollcktor-Basis-Strecke bestehen. Ein als Strom-

iiber der Schaltung gemäß Fig. 3 eine geringe Ver- quelle wirksamer Transistor86 liegt zwischen dem

änderung, indem nämlich die limitterwiderstände70 45 gemeinsamen Verbindungspunkt 89 der Dioden 85

und 72 zwischen die Stromquelle 46 und entweder und 87 sowie einem Widerstand 88, der an die Span-

(len ersten Verbindungspunkt 21 bzw. den zweiten nungsversorgung 38 angeschlossen ist.

Verbindungspunkt 23 geschaltet sind. Der primäre Die Hochspannungsdioden 85 und 87 sind eben·

Zweck der Widerstände 70 und 72 gemäß Fig. 4 falls aus lateralen PNP-Transistoren aufgebaut, derer

besteht darin, einen geringen Betrag positiver Rück- so Kollektor-Basis-Strecke, wie bereits erwähnt, kurz·

kopplung zu liefern, um die Signalausbreitungsverzö- geschlossen ist. Diese Dioden 85 und 87 werden al·

gcrung zu verringern. Es gibt einen optimalen Wert Überspannungsschutz benutzt für den Fall, daß di(

der Widerstände 70 und 72, bei welchem sich eine eingangsscitigc Differcnzspannung V_1n die 7-Volt

minimale Signalausbreilungsverzögcrung in derSchal- Durchbruchsspannung in Spcrrichtung der NPN-Ein

tung ergibt. Ein zu großer Emiltcrwidcrstand vcrur- 55 gangstransistoren 10 und 16 übersteigt. Da die Basis

sacht komplexe Pole in der /<.i-Aehse in dem π f /«.1- Emitter-Übergänge der lateralen PNP-Transistoren

Diagramm des Verstärkers, wobei diese Pole ein die für die Dioden 85 und 87 Verwendung finden

Überschwingen bei Impulsanstcucrung bewirken. Im durch leichte Diffusionen hergestellt sind, liegt dl

Gegensatz dazu liefern zu kleine Widerstände 70 und Durchbruchsspannung dieser Dioden normalerweis

72 keine Basisslromuntcrdrückung in der Schaltung, 60 über 50 Volt. Diese Durchbruchsspannung reicht auf

und die Frequenz f_T der lateralen PNP-Transistoren um den Verstärker vor einer Zerstörung infolge ein

verschlechtert den Frequenzgang der Schaltung. gangsseitigcr DifTerenzspannungcn V_1n zu bewahrer

Die Schaltung gemäß F i g. 6 unterscheidet sich die größer oder gleich der DilTercn/ der Versm

von der Schaltung gemäß Fig. 5 dadurch, daß dritte gungsspannungen V,, und V_n sind. Da die Strom

und vierte F.milteiwiderstände 82 und 84 in die Emit- 65 Spannungs-Charakteristik der beiden Dioden 85 un

tersehaltung der lateralen PNP-Transislorcn 12 und 87 genau aneinander angepaßt sein muß. um ein

14 eingefügt wurden. Die ersten und /weilen Wider- cingangsseitige Spannungsverset/ung für die Scha

stände 70 und 72 werden /um Verringern des Ober- lung /u verhindern, ist dieser Überspannunj-sselun

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nur zweckmäßig, wenn dieSchaltung als monolithisch 136. Durch diese Rückkopplung wird der Ausgangsintegrierte Schaltung aufgebaut wird. widerstand der in Emitter-Basis-Schaltung geschaltete

Die eingangsseitige Differentialverstürkerstufe 19 Verstärkerstufe 23 bei hohen Frequenzen verringert, umfaßt eine Umformerschaltung 101 an Stelle des Die ausgangsseitige Stufe 25 des Operationsver-Kollektorbelastungswiderstandcs gemäß Fig. 6, die 5 stärkers besteht aus einer komplementären Emitterein Differentialsignal in ein Einzelsignal umwandelt. folgerschaltung der Klasse AB und umfaßt Transisto-Diese Umformerschaltung besteht aus Transistoren renren 142, 154 und 156. Zwei Widerstände 148 und 98, 100 und 102 sowie Widerständen 104, 105 und 152 verbinden den Emitter des NPN-Transistors 142 106. Die Rückkopplungstransistoren 98 und 100 der mit dem Emitter des PNP-Transistors 154 sowie mit Umformerschaltung 101 führen den Strom vom KoI- io dem Ausgang des Operationsverstärkers im Verbinlektor des lateralen PNP-Ausgangstransistors 12 und dungspunkt 149. Der Arbeitspunkt des Operationserzeugen eine Spannung an der Basis des Transistors Verstärkers für den AB-Betrieb wird in den ausgangs-102, die die gewünschte Vorspannung darstellt. Die seitigcn Transistoren 142, 154 und 156 dadurch Emitterspannung des Transistors 98 spannt den eingestellt, daß sie von einem Netzwerk, bestehend Transistor 102 in der Weise vor, daß der Kollektor- 15 aus den Transistoren 122, 124 und 126 sowie einem strom dieses Transistors 102 gleich dem vom Kollek- Widerstand 120, angesteuert werden. Die in Darlingtor des Ausgangstransistors 12 gelieferten Strom ist. ton-Schaltung miteinander verbundenen Transistoren Auf diese Weise akzeptiert die Umformerschaltung 124 und 126 besitzen eine Strom-Spannungs-Charak-101 symmetrische Ströme von den Kollektoren der teristik, die die ausgangsseitigen PNP-Transistoren Ausgangstransistoren 12 und 14. 20 154 und 156 bei einer Änderung der Umgebungstem-

Der ausgangsseitige Strom der Umformerschaltung peratur anpassen und einander nachführen. Der

101 wird der Basis eines Transistors 128 in einer Transistor 122 und der zugeordnete Widerstand 120

zweiten Verstärkerstufe 23 zugeführt und ist gleich bilden zusammen ein Netzwerk, das einen Spannungs-

der Differenz der Kollektorströme der Ausgangstran- abfall an der Basis des Transistors 142 bewirkt,

sistorcn 12 und 14. Auf diese Weise spricht die Vor- 25 welcher gleich dem Spannungsabfall an der Basis-

stärkerschaltung nur auf differentielle Eingangs- Emitter-Strecke einer Diode, verringert um den ge-

signale an und ist in einem hohen Maße unempfind- ringen Spannungsabfall am Widerstand 120, ist. Der

lieh gegen eine Ansteuerung mit gleichlaufenden Ein- Spannungsabfall am Widerstand 120 bewirkt, daß

gangsspannungen. der leerlaufende Ruhestrom der Ausgangstransistoren

Ein weiteres Merkmal der Umformerschaltung 101 30 142 und 154 etwa um den Faktor 5 kleiner ist als der ist die niedere Impedanz, mit der sie sich dem KoI- leer laufende Ruhestrom durch die Vorspannungslektor des Ausgangstransistors 12 präsentiert, was auf transistoren 122, 124 und 126. Dadurch wird die den als Emitterfolger geschalteten Transistor 98 /u- Leerlaufieistung des Operationsverstärkers erheblich rückzuführen ist, der zwischen den Kollektor dos verringert.

Ausgangstransistors 12 und den Emitterwiderstand 35 Die Vorspannungsschaltung 21, von der alle Be-

105 geschaltet ist. Auf Grund dieses letzteren Merk- triebsströme des Operationsverstärkers abgeleitet

mais wird der Ausgangstransistor 12 kollektorseitig werden, umfaßt einen verhältnismäßig großen Be-

breitbandiger. Gleichzeitig bewirkt jedoch die Um- lastimgswiderstand 112, der zwischen einer Diode 110

formerschaltung 101, daß sich dem Kollektor des und einer Diode 114 liegt. Da der Operationsverstär-

Ausgangstransistors 14 eine hohe Impedanz präser- 40 ker in Form einer monolithisch integrierten Schaltung

tiert, wobei sich durch diese hohe Impedanz eine aufgebaut ist, ist die Slrom-Spannungs Charakteristik

hohe Spannungsverstärkung für die erste Stufe ergibt der Diode 110 an den jeweiligen Basis-Emitler-Über-

Die zweite Verstärkerstufe 23 des Operationsvei- gang, der als Stromquelle wirksamen Transistoren

Markers umfaßt Transistoren 128 und 130. die im hin- 118 und 86 angepaßt. Damit befinden sieh die Ströme

takt als Kollekloibasis-Emitterbasis-Kaskade zusam- 45 durch die Transistoren 186 und 118 im Gleichlauf

mengeschaltet sind. Eine Stronu|uellenlast, bestehend mit dem Strom durch den Widerstand 112. Die Wi-

aus einem PNP-Tiynsistor 118 und einem Wider- dcrsländc 88, iI6 und 108 sind derart ausgewählt,

stand 116, legt das Gleichstromniveau der zweiten daß sie das gewünschte Verhältnis der Ströme durch

Verstiirkcrstufe 23 fest. In dieser Zweitverstärker- die Transistoren 86 und 118 /um Strom durch den

stufe 23 ist ferner ein frequenzkompensiereiider Kon- 50 Transistor 110 bewiiken. Ferner sind die als Stroni-

densator 136 vorgesehen, der zwischen der Basis des quelle dienenden Transistoren 92 und 90 in der cin-

Imitterfolgcrtransistors 128 und dem Kollektor des ganzseitigen Dilfercnlialvcrstärkerstufe 1«) derart

in l-niittcr-Basis-Schaltung geschalteten Transistors vorgespannt, daß sie einen kleinen Strom in Ablwin-

130 liegt. T)er Kondensator 136 erzeugt einen Haupt- gigkeit von dem Verhältnis des Spannungsabfalls an

pol der Ouerpangsfunklinn des Verstärkers an der 55 der Diode 114 und der Summe der Basis-llmitter-

Hasis des Transistors 128 und bewirkt gleichzeitig Spannungen der Transistoren 90 und 92, vergrößert

eine Hnndverbreitcruiif, an dem ausgangsseitigen Ver- um den Spannungsabfall an den Widei ständen 94 und

bindiingspunkl 129 des in I'mitler-Ilasis-Schaltuni' 96, liefern. Diese Widerstände 94 und 96 dienen der

geschalteten Transistors 130. Der Hauptpol an dci Urzeugung eines geringeren Stromes in den Stioni-

Hasis des Transistors 128 wird durch eine Miller- 60 quellen 90 und 92 als dem Strom durch den BeIa-

Miiltiplikation des Koinpensalionskoinlensalois 136 slungswitlersiand 112, ohne daß hierfür Widerstände

erzeugt, wodiiich eine große wirksame Kapazität mit hohen Wiilerstaiulsweiten verwendet werden

zwischen der Hasis lies 'Transistors 128 und der Ver- müssen. Derartige Widerstände mit einem hohen

sorgungsspaiinung V₁₁ erscheint. Die Bandbreiten Widerstandswtrt sind in integrierten Schaltkreisen

vcrgioßerung an dem ausgangsseitigen Veibindunps- 65 schwer herzustellen.

piinkl 129 der in limiller-Basis-Schalliing geschalte- Das ausgangsseitige KurzschhtU-Schutznetz.wcrk

Ich Versliiikerstufe 133 ist die Folge eiiiei der Veistiiikerschaltiing umfaßt Dioden 144 und 146,

Parallcl-Rüikkopplungswirkung des Kondensalois Wideisläude 148 und 152, einen Transistor 134 und

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Claims (5)

einen Widersland 140. Die Funktionsweise des Kurzschluß-Schutznetzwerkes ist wie folgt: Wenn der Ausgang Vms nach Masse bzw. zur Spannungsversorgung kurzgeschlossen wird und gleichzeitig ein Eingangssignal anliegt, neigt der Verstärker dazu, einen begrenzten Strom zu liefern, so daß die Transistoren 142 und 144 überlastet werden. Bei einer positiven Aussteuerung durch das Eingangssignal und einem geerdeten Verbindungspunkt 149 wird die Diode 146 leitend, wenn der Strom einen Betrag von ungefähr 12 niA übersteigt. Wenn dagegen bei einem geerdeten Verbindungspunkt 149 die Aussteuerung des Eingangssignals negativ ist, dann leitet die Diode 144 beim Übersteigen eines Stromes von ungefähr 12 mA. Auch die Ströme durch die Dioden werden begrenzt, um eine Überlastung zu vermeiden, da nämlich die Transistoren 142 und 154 sonst einen sehr großen Strom liefern würden, da diese Transistoren keine Einrichtung zur Begrenzung des Stromes aufweisen. Dieser Überlastungsschutz wird durch die strombegrenzende Funktion der Dioden 144 und 146 bewirkt. Wenn der ausgangsseitige Strom durch die Widerstände 148 und 152 groß genug ist, um einen Spannungsabfall am Verbindungspunkt 149 hervorzurufen, der dem Spannungsabfall der Basis-Emitter-Strecke entspricht, wird entweder die Diode 144 oder die Diode 146 leitend, so daß der gesamte der Last zugefüliite Strom über nur eine dieser beiden Dioden fließt. Der gesamte Ausgangsstrom über den Verbindungspunkt 149 ist gleich einem Basis-Emitter-Spannungsabfall, dividiert durch den Wert des Widerstandes 148 oder 152, zu dem der Strom über die Diode 144 oder 146 addiert wird. Die Diode 146 wird leitend bei einem Kurzschluß während eines positiven Signals, während die Diode 144 leitend wird bei einem Kurzschluß während eines negativen Signals. Bei positiv ansteigenden Ausgangssignalen wird der Strom durch die Diode 146 auf den Wert des Stromes begrenzt, der über die Stromquelle 118 gezogen wird, wobei dieser Strom jedoch vernachlässigbar ist im «;> Vergleich mit dem Ausgangsstrom des ausgangssciligen NPN-Transistors 142. Wenn eine Kurzschlußsituation mit einem negativen Signal auftritt, wird der Strom durch die Diode 144 durch den Kollektorslrom des Transistors 130 festgelegt. Dieser Strom könnte {.•roß genug sein, um den Transistor 130 zu überlasten, jedoch wird er von einem Widerstand 140 und einem Abschalttransistor 134 begrenzt. Wenn der über die Diode 144 in den Transistor 130 fließende Strom groß genug wird, so daß der Spannungsabfall am Widerstand 140 die Einschaltspannung der Basis-I mitter-Diode des Transistors 134 erreicht, wird dieser Transistor stromführend und übernimmt den Steuerstrom vom Transistor 128. Durch diese Funktion winl der Transistor 130 im Zustand einer konstauten Stmmführung gehalten, wobei dieser Strom auf den Wert begrenzt ist, der sich aus dem Spannungsabfall der Basis-Eniitter-Diode, dividiert durch den Wert des Widerstandes 140, ergibt. Auf diese Weise können die Ströme durch den Transistor 154 und die Diode 144 für ausgangsseiIige Kurzschlüsse mit negativem Signal getrennt begrenzt und der Verstärker gegen eine Beschädigung geschützt weiden. Nachfolgend wird in einer Tabelle der Wert tier I''leinente für einen in der Praxis ausgeführten Operationsverstärker angegeben. Diese Angaben werden jedoch nicht im Sinne einer Einschränkung gemacht. SchaltkreiselenientWertWiderstand R 70 \ . 500 OhmWidersland Λ 72 500 OhmWiderstand R74 1 500 OhmWiderstand R 76 I 500 OhmWiderstand R 88 4 000 OhmWiderstand R 94 I 000 OhmWiderstand R 96 1 000 OhmWiderstand R 104 ι 000 OhmWiderstandslos 39 000 OhmWiderstand R 106 1 000 OhmWiderstand «108 1 000 OhmWiderstand «112 56 000 OhmWiderstand R 116 1 000 OhmWiderstand R 120 340 OhmWiderstand Rl 38 19 000 OhmWiderstand R 140 51 OhmWiderstand R 148 40 OhmWiderstand/Π52 50 OhmKondensator C 136 "<5 pFPatentansprüche:

1. Differentialverstärker mit zwei emittcrgekoppelten Eingangstransistoren eines ersten Leitfiihigkeitstyps, die jeweils über die Emitter-Kollektor-Strecken zweier Ausgangstransistoren mit ihren Arbeitswidersländen verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangstransistoren (12, 14) vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp sind und daß die Basen dc\ Ausgangstransistoren (12 bzw. 14) mit den Emittern der zugeordneten Eingangstransistoren (10 bzw. 16) direkt in jeweils einem Vorspannungspunkt (25 bzw. 27) verbunden sind.

2. Differentialverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einspeisung über eine Stromquelle (34, 36 bzw. 46) am gemeinsamen Emitter-Kollektor-Verbindungspunkt (21, 23) der Eingangs- und Ausgangstransistoren (10, 12 bzw. 14, 16) erfolgt, und daß eine Konstantstromsenkc (30 bzw. 48, 54) am gemeinsamen Basis-Hmilter-Versorgungspunkl (25, 27) der Eingangs- und Ausgangstransistoren (10, 12 bzw. 14, 16) angeschlosen ist.

3. Diiferentialverstärkcr nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis-Emitter-Vorspannungspunkte (25 bzw. 27) jeweils über Uückkopplungsimpedan/en (60 bzw 62) mit der Konstantstromsenke verbunden sind

4. DilTerentialverstüiker nach den Ansprüche!' 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die I-iniiter-Kollektor-Verbindiingspunkte (21, 23) jeweil· über Rüekkopplungsinipedan/en (70 bzw. 72) mi der i:ins|ieisungsstromi|uelle (46) verbunden sind

5 Dillerenlialverstäiker nach Anspruch 4, da durch gekennzeichnet, daß der limitier der Aus gangst ran iistoren (12, 14) jeweils über eine weiten Kückkopplungsinipudanz (82, 84) mit dem Fmit ter-Kollcklor-Verbindungspunkt (21, 23) vellum den ist.

Hiei/u 1 Blatt Zeichnungen