CN87100280A - 脉宽调制变换器的控制装置 - Google Patents

Abstract

在脉宽调制变换器中，在变换器输出电压中成120°电角度存在的三个电压脉冲的第一个三脉冲方式通过由一个中心电压脉冲和二个在120°以外两侧分布的电压脉冲构成的第二个三脉冲形式，转变成脉宽为120°的单脉冲形式。通过控制二边脉冲的宽度以及中心脉冲与边脉冲之间的间隔，避免了三脉冲形式到单脉冲形式转变中的输出电压的跳变和相位偏移。

Description

本发明涉及脉宽调制变换器的控制装置，尤其涉及在转换器的输出电压的三脉冲方式与单脉冲方式之间具有改进的转换功能的控制装置。

尽管详细情况将在下面描述，但在脉冲宽度调制变换器中，在脉宽调制变换器工作周期的半周期内的电压脉冲数目在它的输出交流电压的控制过程中是变化的。当必须增加变换器输出交流电压时，在控制的最后过程中，变换器工作周期的半周期内的输出电压脉冲数目必须从三脉冲形式转变到单脉冲形式，以此获得可能的最高输出电压，这就是说，变换器的工作必须从三脉冲形式转变到单脉冲形式。

这种脉宽调制变换器的一种控制技术已在例如日本专利第57-132772号中揭示，根据上述专利，一个控制系统企图用来解决可调电压/可调频率的脉宽调制变换器的下述问题，即在三个脉冲方式与单脉冲方式之间的变换过程中存在的变换器输出电压的不希望的变化，以及此时在变换器输出电压的基波分量的相位偏移。然而这个控制系统还没有克服控制复杂和在相位控制过程中变换器输出电压基波分量的相位仍然变化等问题，所述相位控制是由从三脉冲形式转换到单脉冲形式的三个脉冲来实现的，反之亦然。

在日本公开专利第57-85583中，揭示了一种通过比较一个作为载波的三角波和作为调制信号的相互之间有120°相位差的二个正弦波以获得脉宽调制变换器门电路的控制方法，然而同样在该方法中，当从三脉冲形式转变到单脉冲形式时，在变换器输出电压的基波分量中还是发生相位偏移，此外，在该方法中，由于变换器供电的马达电感，很难预先确定单脉冲形式中的变换器输出电压，并使其等于三脉冲形式的最大变换器输出电压，所以变换器输出电压的不希望的变化并没有被消除。

在另一方面，日本公开专利第60-24670号揭示了一种在电流源变换器的输出电流基波分量的每半个周期内产生多脉冲电流的方法，然而，这种已有技术只是关心减少在输出电流中的高次谐波成份，而没有揭示控制变换器输出电流的电流脉冲数目的变化。所以尽管示出了类似本发明的门信号的波形，但是在已有技术中没有描述在脉宽调制变换器的输出电压或电流的三脉冲方式和单脉冲方式之间实现转换时在输出电压或电流方面发生的变化和出现的相位偏差。

所以，本发明的目的在于提供一种脉宽调制变换器的控制装置，在三脉冲方式和单脉冲方式之间转换时，该装置能减少变换器输出电压的变化量，并且不引起变换器电压输出中的基波成份的相位偏移。

本发明的一个特征在于，在脉宽调制变换器中，变换器交流输出电压的每个半周期的线电压（以下称为线电压脉冲）的脉冲数目是随交流输出电压的频率而变化的，并且，对于线电压脉冲在每个方式中的各自数目，控制线电压脉冲的间隔，第一个三脉冲方式，在输出交流电压中的120°电角度（electic    angle）之内存有三个线电压脉冲的第一个三脉冲方式，被转变成线电压的宽度等于120°的电角度的单脉冲方式，是通过第二个三脉冲方式来实现的，第二个三脉冲方式是由二个位于120°电角度两边的线电压脉冲和一个位于二个线电压脉冲之间的中心电压脉冲所组成。

根据本发明，通过适当控制位于两边的线电压脉冲宽度与中心线电压脉冲及两个线电压脉冲之间的间隔，可使第二个三脉冲方式的最大交流电压输出大致上等于单脉冲方式的最大交流电压输出。所以在三脉冲方式和单脉冲方式之间进行转变时，在一般装置中经常发生的输出交流电压跳变和输出交流电压的相位偏移，在此可以避免。

图1根据本发明实施例用于控制感应电动机的脉宽调制变换器控制装置的总结构方框图;

图2a到图2e说明在第一个三脉冲方式中变换器门信号和变换器的交流输出电压的线电压波形产生;

图3是线电压脉冲数目和交流输出电压对于交流输出电压频率的关系图;

图4a到图4f是当线电压脉冲间隔最小时，在第一个三脉冲方式和单脉冲方式中的门信号和线电压之间的关系示意图;

图5a到5g说明是在第二个三脉冲方式的变换器门信号和交流电压输出的线电压波形的产生;

图6a到6f是第二个三脉冲方式和单脉冲方式中的线电压脉冲之间的间隔最小时，门信号和线电压之间的关系说明图;

图7是根据在第一个和第二个三脉冲方式时变换器输出电压相对线电压脉冲间的间隔的特性示意图;

图8是用于图1所示的控制装置中的调制装置的具体排列方框图;

图9a到图9l是由如图8所示调制装置产生的变换器的门信号的说明图;

图10a到图10d是说明变换器门信号产生的一种变化形式示意图;

图11a到图11d是说明变换器门信号产生的另一种变化形式。

最佳实施例的描述：

图1是根据本发明最佳实施例的用于感应电动机控制中的脉宽调制变换器控制装置的总结构原理图。参考数目1表示直流电源，2表示由控制开关装置UP，VP，WP和UN，VN，WN;例如可控硅构成的脉冲宽度调制变换器，3代表感应式电动机，5表示由载波发生装置51，调制波发生装置52，比较装置53和控制装置54构成的调制电路。所述调制电路5的输出通过门控制器4，按预定次序使变换器2的控制开关器件UP到WN接通或切断。

在图1中，感应电动机3的旋转频率是通过fn检测器6测定的，差频fs由加法器10在电源运行和回授运行时分别加上转频fn或从转频fn中减去，这样变换器2的输出频率f＝fn±fs，借助电流检测器7检测感应电动机的电流值I_M，并经比较器8比较I_M和电流指令I_P，然后由fs控制器9控制差频fs。

另一方面，加法器10的输出进入调制电路5中，载波发生装置51中的第一载波发生器511产生如图2a所示的交变三角波C，调制波发生装置52中的正弦调制波发生器521产生如图2a所示的U、V、W相的正弦调制波。比较装置53比较正弦调制波U、V、W和三角形载波C，并为控制开关器件UP、VP和WP产生如图2b到图2d所示的门脉冲。上述图中所示的脉冲反相后得到的脉冲（图中未画出）作为控制开关器件UN、VN和WN的门脉冲，尽管在此省略了详细的说明，但是变换器输出电压两相间的线电压与对应相的门脉冲异-或运算后所获得的波形具有相同的形状，所以，变换器2中U和V间的线电压表示出如图2e所示的波形。

在图2中，示出了一个例子，其中在变换器2的输出电压的半周期内存在三个脉冲。这种方式是惯用的并在此后被称为第一个三脉冲方式。通过改变三角载波C的频率与正弦调制波U、V和W频率之间的比例，可以控制变换器在每个半周期中的输出电压的脉冲个数，通常改变载波的频率，而调制波的频率保持恒定。例如，根据变换器2的输出频率通过控制装置54按27个、15个、9个、5个、3个脉冲的次序改变脉冲数目，如图3所示。通过改变如图2b到图2d所示的门脉冲中的间隔θ亦即如图2e所示的线电压中的间隔θ的宽度，可控制变换器2的输出电压V_m的值。从图中可以明白，通过调制系数计算装置11改变调制系数V_c即改变正弦调制波U、V和W的峰值与三角载波C峰值之间的比例可以控制间隔θ的宽度，这样变换器2输出电压V_m相对输出频率f是连续的，如图3所示。通常，为控制间隔宽度θ，改变调制波的峰值，而载波的峰值保持恒定。

顺便提一下，为把变换器2输出电V_M提高到它所能输出的最高电压V_M，输出电压V_M的三脉冲形式必须变成单脉冲形式，因为间隔宽度θ将受到切断控制开关器件从UP到WN所需的最小消隐期θmin的限止，该状态如图4a到图4f所示。

其中图4a、图4b、图4d和图4e说明了比较装置53的输出，在此基础上对应的控制开关器件UP和VP的的门脉冲由门控制器4产生，所以图中所示的脉冲可认为是相应控制开关器UP和VP各自的门脉冲，在高电平时相应的控制开关器件UP和VP持续导通。

正如参照附图2已经描述的，控制开关器件UN和VN的门脉冲（图中未画出）是由图中所示的脉冲倒相而获得的。作为应用这样的门脉冲于对应控制开关器件UP和VN的结果，相U和V之间的线压压成为如图4c和4f所示波形。

当在门脉冲中的间隔宽度θ成为如图4a和4b所示的θmin时，换句话说，当变换器2的输出电压V_m如图4c所示时，为了进一步增加变换器2的输出电压V_m，输出电压V_m的三脉冲形式变成如图4f所示的单脉冲形式。因为该目的，门脉冲也从如图4a和4b所示的形状转变成如图4d和4e所示。然而，如果变换器2的工作形式从三脉冲形式转变成单脉冲形式，输出电压V_m突就变化成如图3中（a）所示那样。（该电压变化的数量后面讨论）。

接着，通过控制装置54，当变换器2的输出频率f在宽度θ等于θmin时，载波发生装置51中的第一载波发生器511将转换到第二载波发生器512，并且调制波发生装置52中的正弦调制波发生器521将转换到矩形调制波发生器522。

第二载波发生器512产生如图5a、5c和5e中实线所示的变化的载波c′。正如从图中可明显看出的，改进的载波c′由每半个周期二个并与如图中点划线所示的一个矩形调制波同步的三角波组成的，以后将详细讨论。每个三角波在对应相的矩形调制波的零交点处，有正负峰值。两个三角波峰值点的间隔成180°电角度，最低值点之间相隔60°。所述矩形调制波是由调制波发生装置52中的矩形调制波发生器522产生的。

比较装置53比较矩形调制波和相应改进的载波，并产生如图5b、5d和5f所示的控制开关器件UP、VP和WP的门脉冲。图5b、5d和5f的倒相后的脉冲（图中未画出）成为控制开关器件UN、VN和WN的门脉冲。

作为应用上述门脉冲的结果，例如在输出电压V_m的U相和V相之间线电压的波形成为中间有120°宽度的一个脉冲和处在120°宽度两侧外的二个脉冲所构成，如图5g所示。由图5g所示的关系可明显看出，中心脉冲具有120°-2θ的脉宽，并且每侧脉冲具有θ的脉宽。如图5g所示的变换器输出电压的三脉冲形式，在此以后被称为第二个三脉冲形式。

在该第二个三脉冲形式中，变换器2的输出电压V_m是通过减小门脉冲中的间隔θ而被增加的，即是，通过调制系数计算器11的输出V_c，增加矩形调制波幅值，正象图3中虚线（b）所示，根据变换器2的输出频率f，输出电压V_m获得连续增加。

如图6a到图6c所示的，当间隔宽度θ达到θmin时，在第二个三脉冲形式中变换器2的输出电压V_m达到最大值，为了增加变换器2的输出电压V_m使其达到变换器2所能输出的最大值，在间隔宽度θ等于θmin时的变换器2的输出频率时，通过控制装置54，把第二载波发生器512转变成第三载波发生器513。

第3载波发生器513产生一个零电平输出，比较装置53比较该输出与由矩形调制波发生器522产生的如图5a、5c和5e所示的矩形调制波，并给控制开关器件UP和WN输出门脉冲。其中，控制开关器件UP和VP门脉冲如图6d和6e所示，其结果;U相和V相之间的线电压变成具有如图6f所示的脉宽为120°的单脉冲。

当把如图6c所示的第二个三脉冲方式到如图6f所示的单脉冲方式的转换和由图4c所述的第一个三脉冲方式到与图6f的单脉冲方式相应的如图4f所示的单脉冲方式的变换进行比较时，可以看出，图6c所示的第二个三脉冲方式的U和V相间的线电压，它相当于图中所示的三个脉冲的总面积;基本上等于图6f中的单脉冲方式的线电压，而图4c所示的第一个三脉冲方式的U和V相间线电压，它相当于图中三个脉冲的总面积，大大小于图4f所示的单脉冲方式的线电压。

所以可以理解到，从第二个三脉冲方式转变到如图6所示的单脉冲方式，与图4所示的形式的变换相比较，变换器2的输出电压V_m有较小的变化量，并且，变换器2输出电压V_m基频分量的相位偏移也较小。

下面，将讨论从三脉冲形式转变到单脉冲形式的变转过程中变换器2输出电压V_m的数量变化。

如果在如图5g所示的第二个三脉冲形式期间变换器2的输出电压波形被展开成付里叶级数（Foufier Series），其基频分量V_N3（有效值）如下式所示：

$V_{\mathrm{N\; 3}}=\frac{{\mathrm{4\; E}}_S}{\sqrt{2}\pi }\mathrm{(\; C\; o\; s\; (\; 30\; °-\; \theta \; )\; -\; C\; o\; s\; 30°\; +\; C\; o\; s\; (\; 30\; °+\; \theta \; )\; )\; ①}$

相应地，在如图2e所示的第一个三脉冲形式期间变换器2的输出电压波形的基频分量（有效值）如下式所示：

$V_{\mathrm{O\; 3}}=\frac{{\mathrm{4\; E}}_S}{\sqrt{2}\pi }\mathrm{(\; C\; o\; s\; 30\; °-\; C\; o\; s\; (\; 60\; °\; -\; \theta \; /\; 2\; )\; C\; o\; s\; (\; 60\; °+\; \theta \; /\; 2\; )\; )\; ②}$

这里公式①、②中的E_S代表直流电源1中的电压值。

根据公式①和②，相对于间隔宽度θ而定的值V_N3和V_O3由单脉冲形式的量，即由θ＝0°时的值归一化，其结果值V^′ _N3，及V^′ _O3在图7中画出。从图7可以知道，变换器2的在如图5g（V^′ _N3）所示的第二个三脉冲形式情况下输出电压高于如图2e（V^′ _O3）所示的第一个三脉冲情况下的输出电压，甚至当间隔宽度θ保持不变时，情况也如此。

在图7中，根据本发明的工作状态如下所述。就是，在如图2e所示的第一个三脉冲形式中，输出电压V_M的增加是通过减小间隔宽度θ来实现的（参见虚线V^′ _O3）。如图4c所示的情况时，当间隔宽度θ达到最小值θmin时（参见点a），图2e所示的第一个三脉冲形式转变成如图5g所示的第二个三脉冲形式（参见点b），从图7可以理解到，此时没有发生电压变化。此后，输出电压V_M通过图5g所示的第二个三脉冲形式中的宽度θ的减小而进一步增加（参见实线V^′ _N3）。如图6c所示，当间隔宽度θ又一次达到最小值θ_min时（参见点c），图6c所示的第二个三脉冲形式转变成如图6f所示的单脉冲形式。

让我们考虑变换器的这种情况，例如，当转变到单脉冲形式时，控制开关器件UP到WN所需的最小消隐时间Tmin是240微秒，变换器的输出频率是75H_Z，则对应于Tmin＝240微秒的最小消隐间隔θmin如下式所示：

θmin＝360°×f×Tmin＝360°×75×240×10^-6＝6.5°

因此，如图7中可以理解到，当宽度θ到达最小值θmin时，从如图4c所示的第一个三脉冲形式中只能获得88.7%的最终单脉冲形式的电压，而在如图6c所示的第二个三脉冲情况时，电压可以升到最终单模形式电压的98.7%。所以，在转变到单脉冲形式中转变过程中，后者的输出电压V_M的变化量大大减少。

图8画出了图1中的调制电路5的详细结构。同样的参考数目和记号代表了图1中同样的部分。尽管，在图1中，调制过程是通过两者都是交流波形的调制波和载波间的比较来说明的，但是图8所示的实施例是比较直流型载波（DC-like）和直流电平，并通过直流型（DC-like）调制波把比较结果分成正负区间，以实现简化电路，这些以后将参看图9来加以说明。

下面，参照附图9说明图8的配置和工作情况，图8中，计数器514根据变换器频率f计算频率f，第一载波发生器511的（只读）存贮器4和调制波发生装置52的只读存贮器1输出一个三角载波和一个矩形调制波，分别如图9a和9c所示。如图9a所示的三角载波通过比较器531与调制系数计算装置11输出的直流电平V_c进行比较，比较器输出如图9b所示的脉冲。该输出与图9c所示的矩形调制波一起加到异或门532中，异或门532产生如图9d所示的脉冲，即如图2b、2c，或2d相同的脉冲。

附带说一下，第一载波发生器511的只读存贮器5-8预先存贮了三角形载波，以提供与经比较三角形载波和正弦调制波而获得的同样的脉冲数目，例如5个，9个，15个，27个等。例如根据如图3所示的变换器输出频率f，经控制装置54，转换上述脉冲数目。

换言之，通过脉冲数目选择器541选出响应于变换器输出频率f的特殊的脉冲数目，其中，在脉冲数目转变时的变换器2的输出频率是预先调整好的。选出的脉冲数目信号去激励脉冲数目变换器件542中的一个门，这样载波发生装置51的输出，也就是脉冲的数目，被现实转变。

当借助控制装置54，载波发生装置51的输出从第一载波发生器511（ROM4）的输出转变到第二载波发生器512（ROM3）的输出时，第二载波发生器512输出如图9e所示的三角形载波，在该三角形载波的情况时，峰值之间的间隔成180°电角度，最低值之间的间隔成60°电角度。

如图9e所示的载波通过比较器531与调制系数计算装置11的输出直流电压V_c进行比较，该比较器输出如图9f所示的脉冲。该输出脉冲与图9g所示的调制波发生装置52中只读存贮器1输出的矩形调制波一起加到异或门532中，异或门532输出如图9h所示的三个脉冲，即如图5b、图5d和图5f同样的脉冲。

更进一步，当借助控制装置54，第二载波发生器512（ROM3）被转变到第三载波发生器513（ROM2）时，第三载波发生器513输出如图9i所示的零电平信号。通过比较器531，该零电平输出与调制系数计算装置11输出的直流电压V_c进行比较，从而输出如图9j所示的零电平信号。该输出与调制波发生装置52中只读存贮器1输出的如图9k所示的矩形调制波一起加到异或门532中，异或门532输出如图91所示的一个脉冲，即与图6d和图6e所示相同的脉冲。

附带提一下，鉴于在调制电路5中信号流，图8中载波发生装置51与控制装置54的关系与图1相比是反相的。这是因为图1表示了调制电路5的一般概念，以便于理解它的工作情况。应该理解到它们两者之间在功能上是等同的。

以上描述表示了惯用或如图2e所示的由如图9a所示的门脉冲引起的第一个三脉冲形式，通过如图5g所示的由图9h所示的门脉冲角发引起的第二个三脉冲形式，转变成如图6f所示的由图91所示的门脉冲引起的单脉冲形式的情况。

当然，可以实现通过第二个三脉冲形式直接把一个五脉冲形式转换到单脉冲形式，而不必通过第一个三脉冲形式，在这种情况下，只是用第二个三脉冲形式取代第一个三脉冲形式。

然而，当五脉冲形式直接转变到第二个三脉冲形式时，变换器2的输出电压V_M小于，也就是说，如图5所示的门脉冲中的间隔宽度θ较大于，（参见图7），当第一个三脉冲形式转变到第二个三脉冲形式时的V_M和θ值。因此，变换器2输出电压的波形变坏（或者说纹波变大），并将导致变换器的转换容量的增大（即增加变换器2的规模）。所以对这种情况必须充分研究。

如图1和图8所示实施例的系统中，当第一个三脉冲形式通过第二个三脉冲形式，转变到单脉冲形式时，系统产生的结果是并没有引起变换器2输出电流的纹波增加，或者说并没有增加变换器2的转换容量。

此外，在第二个三脉冲形式中，变换器2的电压输出V_M相对于宽度θ（参见V^′ _N3）变成如图7中实线所示的非线性。因此，如果由第二载波发生器512产生的如图10a中实线所示的弯曲的载波取代了如图10a中虚线所示的载波，则宽度θ的变化相对于从调制系数计算装置11输出的电压V_c的变化成为非线性，这样导致变换器2的输出电压V_M成线性变化。

另外，如果从第二个载波发生器512产生的如图11a中实线所示的平顶三角形载波取代了同一图中的虚线所示的载波的话，并且使平顶的宽度等于最小消隐期θmin时，则由于调制系数计算装置11输出电压V_c的增加，根据关系θ≤θmin，输出电压V_M使自动成为单脉冲形式，因此，可以得出，在载波发生装置51中可省去第三个载波发生器513。

在以上描述中，当变换器2的输出频率f增加时，脉冲的数目是被直接转变的，但当变换器2的输出频率f减少时，就反向控制脉冲数目的变换。因此，前面所述的本发明的作用并不消失。

根据本发明，在三脉冲形式和单脉冲形式的转换过程中变换器输出电压变化的数量大大减少，同时，在变换器输出电压的基频分量中，没有发生任何相位偏移。

概括地说，本发明提供下列作用，即首先在三脉冲形式和单脉冲形式的转换过程中，变换器输出电压的跳变非常小。其次，变换器没有发生转换失败（转换容量的减少）。最后，转矩变化减少，感应电动机可以平稳运行。

Claims (11)

1、一种用于由多个控制开关器件组成的由直流电压供电；其输出与输出频率成比例关系的脉宽调制变换器的控制装置，包括：

通过调制波调制载波的的调制装置，调制波的频率，确定了输出交流电压的基波分量的频率，以产生控制开关器件的门信号，其中根据输出交流电压的频率改变输出交流电压每半个周期中线电压的脉冲个数，并且在各个交流电压输出脉冲的个数的每个方式中改变线电压脉冲间的间隔θ。

通过在输出交流电压的120°的区间内存在输出交流电压的三个脉冲的第一个三脉冲方式转变到输出交流电压的线电压脉冲宽度为120°电角度的输出交流电压的单脉冲方式，获得最大交流电压输出。

其特征在于，在输出交流电压的第一个三脉冲方式和单脉冲方式之间的变换是通过第二个三脉冲方式来实现的，第二个三脉冲方式的两个脉冲位于输出交流电压的120°电角度区间以外的两侧。

2、如权利要求1所定义的脉宽调制变换器的控制装置，其特征在于所述的第二个三脉冲方式包括一个宽度为θ的第一脉冲，一个在第一脉冲之后θ的宽度为120°-2θ的第二脉冲和一个位于第二个脉冲之后θ的宽度为θ的第三脉冲。

3、如权利要求1所定义的脉宽调制变换器的控制装置，其特征在于当输出交流电压的频率增加时，输出交流电压的第一个三脉冲形式通过第二个三脉冲形式转变到单脉冲形式，并且当输出交流电压的频率减小时，单脉冲形式通过第二个三脉冲形式转变到第一个三脉冲形式。

4、如权利要求3所定义的脉宽调制变换器的控制装置，其特征在于，从第一个三脉冲形式转变到第二个三脉冲形式和第二个三脉冲形式转变到单脉冲形式是在当第一个三脉冲形式和第二个三脉冲形式中的输出交流电压的线电压脉冲的间隔近似等于由各自的控制开关器件的预定的最小消隐期所决定最小值时进行转变的。

5、如权利要求3所定义的脉宽调制变换器的控制装置，其特征在于从第二个三脉冲形式转变到第一个三脉冲形式是在当第二个三脉冲形式的输出交流电压减小到大致等于在第一个三脉冲形式中产生的输出交流电压值时进行转变的，此时线电压脉冲的间隔θ等于由控制开关器件的最小消隐期所决定的最小值。

6、如权利要求1所定义的脉宽调制变换器的控制装置，其特征在于在第一个三脉冲形式期间的控制开关器件的门信号是通过调制具有交变三角波形的载波实现的，调制波具有正弦波形和根据变换器所需的输出交流电压而定的幅值，并且，在第二个三脉冲形式中控制开关器件的门信号是通过第二个调制波调制改进的载波而产生的;其中，所述的改进的载波是由每半个周期二个并与第二调制波同步的三角波构成的，所述每一个三角波在第二个调制波的零交点处具有峰值，在某一个半周期内三角波的峰值具有正或负的极性，而在紧接某一半周期之后的半周期内三角波的峰值是相反极性的，第二调制波由一个正负交替和根据变换器所需的输出交流电压而定幅度的矩形波构成。

7、如权利要求1所定义的脉宽调制变换器的控制装置，其特征在于，提供了一个在某一半周期内保持恒幅而在另一个周期内为零的矩形调制波，一个在矩形调制波的每个半周期的中央具有峰值的第一个三角形载波，一个在矩形调制波的每个半周期具有峰质的第二个三角载波，和总是保持零电平的第三个载波。

在第一个三脉冲形式和第二个三脉冲形式中的控制开关器件的门信号是通过把第一个和第二个三角形载波与由变换器所需的交流输出电压所确定的直流电压进行比较而形成的，所述的比较输出分别与调制波进行异或运算。

单脉冲形式中的开关控制器件的门信号是通过把第三个载波与直流电压进行比较而形成的，比较输出与调制波进行异或运算。

8、如权利要求7所定义的脉宽调制变换器的控制装置，其特征在于所述的第二个三角形载波的幅值从零到峰值是非线性增加，而从峰值到零是非线性减小的。

9、如权利要求7所定义的脉宽调制变换器的控制装置，其特征在于所述的第二个三角载波在三角波形的顶部具有平坦部分。

10、如权利要求9所定义的脉宽调制变换器的控制装置，其特征在于所述平坦部分的宽度是根据控制开关器件的最小消隐期来决定的。

11、如权利要求7所定义的脉宽调制变换器的控制装置，其特征在于所述的调制装置包括;

载波发生装置包括一个存贮不同频率的第一个三角载波数据的只读存贮器构成的第一载波发生器，一个存贮第二个三角载波数据的只读存贮器构成的第二载波发生器和一个存贮零信号的只读存贮器构成的第三载波发生器;

调制波装置由存贮矩形调制波数据的只读存贮器构成;

一个根据输出交流电压的频率，从载波发生装置中选择一个输出的控制装置;

比较装置用以比较由控制装置的输出选出的信号和根据变换器所需的输出交流电压而定的直流电平，并把比较的结果与从调制波发生装置的输出进行异或运算从而产生一个输出，比较装置的输出用作控制开关器件的门信号。

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