CN1996747A - 电功率转换设备 - Google Patents

Abstract

一种电功率转换设备，包括：功率转换器，其连接到至少第一DC电压源、第二DC电压源和AC电动机。控制单元控制功率转换器，以生成用于将第一输出电压脉冲串从第一DC电压源提供到AC电动机的第一PWM脉冲串、以及用于将第二输出电压脉冲串从第二DC电压源提供到负载的第二PWM脉冲串，以至少根据第一输出电压脉冲串的每个脉冲和第二输出电压脉冲串的后续脉冲，而在最终输出电压中形成在时间上连续的脉冲。不断地提供从AC电动机到所述DC电压源中的至少一个的电流路径。

Description

电功率转换设备

技术领域

本发明一般涉及电功率转换设备和方法，并且更具体地，涉及适于被电连接到多个电源的电功率转换设备和方法。

背景技术

日本专利申请公开第2002-118981(JP2002-118981)号示出了采用燃料电池(fuel cell)作为主电源、以及蓄电池(battery)作为副电源来驱动电马达的电功率转换系统。燃料电池直接电连接到马达，而蓄电池经由DCDC(直流到直流)转换器而连接到马达。控制DCDC转换器的输出电压，以便改善电源的输出效率。

发明内容

在JP2002-118981的电功率转换系统中，在对蓄电池充电和放电时，DCDC转换器的提供产生包括电源、电功率转换系统和马达的整个系统的大小的增大，并产生由于DCDC转换器而造成的功率损失。

因而，本发明的目的在于，提供不需要独立DCDC转换器的采用多个电源(不限于燃料电池和蓄电池的组合)的电功率转换设备和方法，并且因而，其构造紧凑、且在最小的功率损失的情况下工作。

根据本发明的一个方面，一种电功率转换设备包括：功率转换器，其适于电连接到至少第一DC电压源、第二DC电压源和包括AC电动机的负载，并被配置为依据开关驱动信号组，根据所述DC电压源中的每个的输出电压而生成单独的输出电压脉冲串，以根据单独的输出电压脉冲串而合成最终输出电压，并通过最终输出电压来驱动AC电动机；以及功率转换器控制单元，其被配置为控制开关驱动信号组。该功率转换器控制单元包括PWM脉冲生成部分，其被配置为执行以下操作：对于所述DC电压源中的每个，将电压命令值与PWM载波相比较；以及基于该比较而生成用于将第一输出电压脉冲串从第一DC电压源提供到负载的第一PWM脉冲串、以及用于将第二输出电压脉冲串从第二DC电压源提供到负载的第二PWM脉冲串，以至少根据第一输出电压脉冲串的每个脉冲和第二输出电压脉冲串的后续脉冲，而在最终输出电压中形成在时间上连续的脉冲。PWM脉冲生成部分可被配置为：不断地提供从负载到DC电压源中的至少一个的电流路径。

根据本发明的另一个方面，一种电功率转换设备包括：功率转换组件，用于依据开关驱动信号组，根据第一和第二DC电压源中的每个的输出电压而生成单独的输出电压脉冲串，以根据单独的输出电压脉冲串而合成最终输出电压，并通过最终输出电压来驱动被包括在负载中的AC电动机；以及控制组件，用于控制开关驱动信号组。该控制组件包括PWM脉冲生成组件，用于执行以下操作：对于所述DC电压源中的每个，将电压命令值与PWM载波相比较；以及基于该比较而生成用于将第一输出电压脉冲串从第一DC电压源提供到负载的第一PWM脉冲串、以及用于将第二输出电压脉冲串从第二DC电压源提供到负载的第二PWM脉冲串，以至少根据第一输出电压脉冲串的每个脉冲和第二输出电压脉冲串的后续脉冲，而在最终输出电压中形成在时间上连续的脉冲。

根据本发明的另一个方面，提供了一种用于控制电功率转换设备的方法，其中，该电功率转换设备包括：功率转换器，其适于电连接到至少第一DC电压源、第二DC电压源和包括AC电动机的负载，并被配置为依据开关驱动信号组，根据所述DC电压源中的每个的输出电压而生成单独的输出电压脉冲串，以根据单独的输出电压脉冲串而合成最终输出电压，并通过最终输出电压来驱动AC电动机；以及功率转换器控制单元，其被配置为控制开关驱动信号组，该方法包括：对于所述DC电压源中的每个，将电压命令值与PWM载波相比较；以及，基于该比较而生成用于将第一输出电压脉冲串从第一DC电压源提供到负载的第一PWM脉冲串、以及用于将第二输出电压脉冲串从第二DC电压源提供到负载的第二PWM脉冲串，以至少根据第一输出电压脉冲串的每个脉冲和第二输出电压脉冲串的后续脉冲，而在最终输出电压中形成在时间上连续的脉冲。

附图说明

图1是示出根据本发明的第一实施例的电功率转换设备的功率转换器的示意电路图。

图2是示出第一实施例的电功率转换设备的示意框图。

图3是示出图2的电功率转换设备的马达电流控制部分的示意框图。

图4是示出图2的电功率转换设备的功率控制/调制因子计算部分的示意框图。

图5是示出图2的电功率转换设备的PWM(脉冲宽度调制)脉冲生成部分的示意框图。

图6是示出在图5的PWM脉冲生成部分中采用的PWM载波的波形的图，其中每个PWM载波具有锯齿波形。

图7是示出图1的功率转换器的U相部分的示意电路图。

图8A至8F是示出基于U相瞬时调制因子命令值和图6的锯齿PWM载波之间的比较而生成的开关驱动信号的例子的图。

图9是示出图8A至8F的开关驱动信号的过程的逻辑电路图。

图10A至10G是示出第一实施例中针对于其它开关驱动信号而生成信号OVR的过程的例子的图。

图11A至11G是示出基于DC电压源的输出电压之间的幅度的比较而生成开关驱动信号E和C的过程的例子的图。

图12A至12G是示出基于DC电压源的输出电压之间的幅度的比较而生成开关驱动信号E和C的过程的另一个例子的图。

图13是示出第一实施例中的实验性例子，其中，基于两个DC电压源，电功率转换设备输出包含连续脉冲的输出电压。

图14是示出基于所比较例子中的两个DC电压源而输出独立脉冲的实验性例子的图。

图15是示出根据本发明的第二实施例、在电功率转换设备的PWM脉冲生成部分中采用的PWM载波的波形的图，其中PWM载波具有带有相移的锯齿波形。

图16A至16F是示出基于U相瞬时调制因子命令值和图15的锯齿PWM载波之间的比较而生成的开关驱动信号的例子的图。

图17A至17F是示出第二实施例中针对于其它开关驱动信号的信号OVR的例子的图。

图18是示出根据本发明第三实施例、在电功率转换设备的PWM脉冲生成部分中采用的PWM载波的波形的图，其中，PWM载波具有带有相移的三角波形。

图19A至19C是示出基于U相瞬时调制因子命令值和图18的三角PWM载波之间的比较而生成开关驱动信号A和E0的过程的例子的图。

图20A至20C是示出基于U相瞬时调制因子命令值和图18的三角PWM载波之间的比较而生成开关驱动信号D和C0的过程的例子的图。

图21是示出如何设置图18的三角PWM载波之间的相移的图。

图22A至22E是示出基于DC电压源的输出电压之间的幅度的比较而生成开关驱动信号E和C的过程的例子的图。

图23A至23E是示出基于DC电压源的输出电压之间的幅度的比较而生成开关驱动信号E和C的过程的另一个例子的图。

图24A至24F是示出基于U相瞬时调制因子命令值和锯齿PWM载波之间的比较而生成的开关驱动信号的例子的图。

图25是示出根据本发明的第五实施例的电功率转换设备的功率控制/调制因子计算部分的示意框图。

图26是示出图25的功率控制/调制因子计算部分的电压校正计算部分所采用的表的图。

图27A至27J是示出第五实施例中针对于开关驱动信号的U相输出电压脉冲串的例子的图。

图28A至28J是示出第五实施例中U相输出电压脉冲串的另一个例子的图。

图29是示出根据本发明的第五实施例的电功率转换设备的功率控制/调制因子计算部分的电压校正计算部分所采用的表的图。

图30是示出根据本发明的第七实施例的电功率转换设备的功率控制/调制因子计算部分的示意框图。

图31是示出图30的功率控制/调制因子计算部分的电压校正计算部分所采用的表的图。

图32是示出根据本发明的第八实施例的电功率转换设备的功率控制/调制因子计算部分的电压校正计算部分所采用的表的图。

图33是示出根据本发明的第九实施例的电功率转换设备的功率转换器的示意电路图。

图34是示出图33的电功率转换设备的分配功率比例目标校正部分所执行的校正过程的图。

具体实施方式

图1示出了根据本发明第一实施例的电功率转换设备的功率转换器的示意电路图。功率转换器适于电连接到多个电压源、以及三相同步电马达。在图1的电路图中，DC电压源a 11的负极和电压源b 12的负极均电连接到公共负总线(negative bus)16。功率转换器3包括U相部分33、V相部分34以及W相部分35，所述相部分中的每个包括适于电连接到三相同步电马达(电机)2的触点中的相应的一个触点。如在传统的逆变器的下臂(lower arm)中那样，在公共负总线16和U相部分33、V相部分34以及W相部分35的触点之间分别布置了半导体开关107a和二极管107b的组合、半导体开关108a和二极管108b的组合、以及半导体开关109a和二极管109b的组合。DC电压源a 11的正极电连接到正总线15。在正总线15和U相部分33、V相部分34以及W相部分35的触点之间分别布置了半导体开关101a和101b的组合、半导体开关102a和102b的组合、以及半导体开关103a和103b的组合，所述组合中的每个适于被控制为调整每个方向上的传导状态。DC电压源b 12的正极电连接到正总线17。在正总线17和U相部分33、V相部分34以及W相部分35的触点之间分别布置了半导体开关104a和104b的组合、半导体开关105a和105b的组合、以及半导体开关106a和106b的组合，所述组合中的每个适于被控制为调整每个方向上的传导状态。平滑电容器13电连接在正总线15和公共负总线16之间，而平滑电容器14电连接在正总线17和公共负总线16之间。由此，功率转换器3作为DCAC(直流到交流)功率转换器工作，从而基于三个电位(即，公共负总线16、用于DC电压源a 11的正总线15、以及用于DC电压源b 12的正总线17)而生成施加到马达2的三相电压。将半导体开关控制为生成输出到马达2的每相的电压。具体地，将半导体开关控制为：将多个电位中的一个连接到马达2的每个触点。将每个半导体开关的连接周期的比例控制为：向马达2提供一组必要的电压。

图2示出了电功率转换设备的功率转换器控制单元4的系统配置。将马达扭矩控制部分41配置为：基于从外部给出的马达扭矩命令值Te^*和马达速度值ω，计算马达2的d轴电流的命令值id^*、以及马达2的q轴的命令值iq^*。具体地，马达扭矩控制部分41引用关于具有Te^*的轴和ω的轴的预备好的映射的存储信息，并根据给定的Te^*和ω而输出id^*和iq^*。将马达电流控制部分42配置为：基于d轴电流命令值id^*和q轴电流命令值iq^*、并基于从三相/dq变换部分48输出的d轴电流测定值id和q轴电流测定值iq，控制马达电流，以便id和iq分别遵循id^*和iq^*。最后，马达扭矩控制部分41输出U相电压命令值vu^*、V相电压命令值vv^*、以及W相电压命令值vw^*。

图3示出了马达电流控制部分42的详细系统配置。将马达电流控制器421配置为：从马达扭矩控制部分41接收id^*和iq^*、以及从三相/dq变换部分48接收id和iq，并通过基于PI控制方法的反馈控制过程而输出d轴电压命令值vd^*和q轴电压命令值vq^*，以便id和iq分别遵循id^*和iq^*。三相/dq变换部分48基于由电流传感器测定的U相电流测定值iu和V相电流测定值iv而输出W相电流测定值iw，并将iu、iv和iw转换为id和iq。将dq/三相变换部分422配置为：接收d轴电压命令值vd^*和q轴电压命令值vq^*，并将它们变换为U相电压命令值vu^*、V相电压命令值vv^*、以及W相电压命令值vw^*。

回来参照图2，功率控制/调制因子计算部分45被配置为：接收分别为DC电压源a 11和DC电压源b 12中所关联的一个的分配功率比例的目标值的、分配功率比例目标值rto_pa和分配功率比例目标值rto_pb，并执行功率控制过程。由外部控制器如此确定并给出分配功率比例目标值，以优化功率比例，并改善DC电压源的总输出效率。将分配功率比例目标值rto_pa和分配功率比例目标值rto_pb定义为具有以下关系。

rto_pa+rto_pb＝1

因而，当给出了分配功率比例目标值中的一个时，有可能使用以上关系来确定另一个。在图2的此例子中，功率控制/调制因子计算部分45仅接收分配功率比例目标值rto_pa，并计算分配功率比例目标值rto_pb。

图4示出了功率控制/调制因子计算部分45的详细系统配置。如下所示，乘法器451a被配置为将vu^*、vv^*和vw^*与rto_pa相乘，以产生用于DC电压源a 11的U相电压命令值vu_a^*、V相电压命令值vv_a^*、以及W相电压命令值vw_a^*。

vu_a^*＝vu^*·rto_pa

vv_a^*＝vv^*·rto_pa

vw_a^*＝vw^*·rto_pa

另一方面，减法器451b被配置为分别从vu^*、vv^*和vw^*中减去vu_a^*、vv_a^*和vw_a^*，以产生用于DC电压源b 12的U相电压命令值vu_b^*、V相电压命令值vv_b^*、以及W相电压命令值vw_b^*。

vu_b^*＝vu^*-vu_a^*

vv_b^*＝vv^*-vv_a^*

vw_b^*＝vw^*-vw_a^*

下面，仅通过参照U相来描述调制因子计算和PWM脉冲生成的过程。然而，应注意，对于V和W相执行类似的过程。

如图4所示，调制因子计算部分452被配置为：接收作为由DC电压源a11提供的电压的值的DC电压源电压值Vdc_a、以及作为由DC电压源b 12提供的电压的值的DC电压源电压值Vdc_b，并生成和输出作为正规化电压命令值的瞬时调制因子命令值mu_a^*、mu_b^*、mv_a^*、mv_b^*、mw_a^*、mw_b^*。如图4所示，调制因子计算部分452包括乘法器452a和乘法器452b。通过每个DC电压值的一半值来正规化用于DC电压源a 11的U相电压命令值vu_a^*和用于DC电压源b 12的U相电压命令值vu_b^*，以产生用于DC电压源a 11的U相瞬时调制因子命令值mu_a^*、和用于DC电压源b 12的U相瞬时调制因子命令值mu_b^*。

mu_a^*＝vu_a^*/(Vdc_a/2)

mu_b^*＝vu_b^*/(Vdc_b/2)

如图4所示，调制因子命令校正部分453被配置为：基于PWM周期的分配而校正调制因子命令值，以得到最终的调制因子命令值，以便实际实现期望的电压值。

调制因子偏移计算部分454被配置为：基于Vdc_a、Vdc_b和rto_pa而计算调制因子偏移值ma_offset0和mb_offset0。通过与前面的公式等价的下面的公式来计算rto_pb。

rto_pb＝1-rto_pa

通过下面的公式来计算ma_offset0和mb_offset0。

$\mathrm{ma}\_\mathrm{offset}0=\frac{\left|\frac{\mathrm{rto}\_\mathrm{pa}}{\mathrm{Vdc}\_a}\right|}{\left|\frac{\mathrm{rto}\_\mathrm{pa}}{\mathrm{Vdc}\_a}\right|+\left|\frac{\mathrm{rto}\_\mathrm{pb}}{\mathrm{vdc}\_b}\right|}$

$\mathrm{mb}\_\mathrm{offset}0=\frac{\left|\frac{\mathrm{rto}\_\mathrm{pb}}{\mathrm{Vdc}\_b}\right|}{\left|\frac{\mathrm{rto}\_\mathrm{pa}}{\mathrm{Vdc}\_a}\right|+\left|\frac{\mathrm{rto}\_\mathrm{pb}}{\mathrm{Vdc}\_b}\right|}$

在加法器453a和453b中，分别将由此计算出的调制因子偏移值ma_offset0和mb_offset0加到用于DC电压源a 11的U相瞬时调制因子命令值mu_a^*和用于DC电压源b 12的U相瞬时调制因子命令值mu_b^*。通过下面的公式来计算U相瞬时调制因子最终命令值mu_a_c^*和mu_b_c^*。

mu_a_c^*＝mu_a^*+ma_offset0-1

mu_b_c^*＝mu_b^*+mb_offset0-1

回来参照图2，PWM脉冲生成部分47被配置为：将瞬时调制因子最终命令值与PWM载波相比较，并基于该比较、通过将开关驱动信号输出到每个半导体开关来控制每个半导体开关的状态。图5示出了PWM脉冲生成部分47的详细配置。图6示出了用于DC电压源a 11的PWM载波波形和用于DC电压源b 12的PWM载波波形。用于DC电压源a 11的PWM载波具有用来生成PWM脉冲串、以驱动每个开关的锯齿波型。用于DC电压源b 12的PWM载波类似于用于DC电压源a 11的PWM载波。这些PWM载波波形各自具有+1的上限、-1的下限、以及对称形状，其中相互之间无相移。

如图5所示，比较器471被配置为：从功率控制/调制因子计算部分45接收U相瞬时调制因子最终命令值mu_a_c^*和mu_b_c^*，以将它们与PWM载波波形相比较，以向它们提供空载时间(dead time)Hds，并最终创建用来驱动U相的开关的开关驱动信号。

图7示出了U相部分，其中，用于驱动U相的开关的开关驱动信号被标识如下：

信号A：被输出到半导体开关101a，以便选择性地提供和阻止从DC电压源a 11到输出触点的传导，

信号B：被输出到半导体开关107a，以便选择性地提供和阻止从输出触点到公共负总线16的传导，

信号C：被输出到半导体开关101b，以便选择性地提供和阻止从输出触点到DC电压源a 11的传导，

信号D：被输出到半导体开关104a，以便选择性地提供和阻止从DC电压源b 12到输出触点的传导，以及

信号E：被输出到半导体开关104b，以便选择性地提供和阻止从输出触点到DC电压源b 12的传导，

其中，由比较器471生成信号A和D，而进一步通过逻辑电路部分472生成信号B、C和E。

图8A至8F示出了用来定义DC电压源a 11如何输出电压脉冲串的脉冲生成方法。有必要将开关驱动信号A保持为“通(ON)”，以便从DC电压源a 11输出PWM脉冲串。当电流在图7的电路中流动时，开关驱动信号E通常被保持在“通”，以便用作二极管，并确保从包括马达2的负载到DC电压源的电流路径。当正极具有不同的电位时，例如，当Vdc_a大于Vdc_b时，开关驱动信号A和E均为“通”的状态产生正极之间的短路电流。因此，有必要将开关驱动信号E保持为“断(OFF)”，而开关驱动信号A为“通”。如果在开关驱动信号E从“断 ”转到“通”的同一瞬间、开关驱动信号A从“通”转到“断”，实际上，由于开关驱动信号A完全转为“断”的周期，而产生了开关驱动信号A和E均为“通”的周期。结果，短路电流流动，从而升高了从被置于所关联的电流路径中的半导体开关释放的热量。为了防止所释放的热的增大，在开关驱动信号A和E均为“断”的周期之后，将开关驱动信号E从“断”转到“通”。如此在电压脉冲串中提供这样的短路防止时间(空载时间)，以防止短路。

与将空载时间提供到开关驱动信号A和E的组合相类似地，将空载时间提供到开关驱动信号D和C的组合。此外，将空载时间提供到开关驱动信号A和B的组合、以及开关驱动信号和B的组合，以便防止正和负极之间的短路电流。由此，以这样的方式，对于开关所生成的输出电压脉冲的上升或下降而设定了短路防止时间，以防止具有不同电位的电极之间的短路。

参照图8A至8F，下面描述如何将空载时间提供到开关驱动信号A和E的组合。

在最终确定并输出开关驱动信号E之前，基于与锯齿PWM载波的比较而生成中间开关驱动信号E0。

为了生成设置有空载时间的开关驱动信号，通过如下将下降(downward)偏移加到与空载时间相对应的mu_a_c^*，而确定值mu_a-c_down^*。

mu_a_c_down^*＝mu_a_c^*-Hds

为了提供用于开关驱动信号A的每个脉冲的升高的空载时间，如下确定m0^*。

m0^*＝1-Hds

如下所示，通过将mu_a_c^*、mu_a_c_down^*和m0^*与PWM载波比较，而确定开关驱动信号A和E0。

如果mu_a_c_down^*＜(用于DC电压源a 11的PWM载波)，则设置A＝“断”，

如果mu_a_c_down^*≥(用于DC电压源a 11的PWM载波)，则设置A＝“通”，

如果mu_a_c^*≤(用于DC电压源a 11的PWM载波)≤m0^*，则设置E0＝“通”，以及

如果mu_a_c^*＞(用于DC电压源a 11的PWM载波)，则设置E0＝“断”。作为设置并生成开关驱动信号的以上方法的结果，在开关驱动信号A的每个脉冲和所关联的开关驱动信号E0的脉冲之间提供空载时间Td。当将开关驱动信号E设置为开关驱动信号E0时，可靠地防止了正极之间的短路电流。

用来定义DC电压源b 12如何输出电压脉冲串的脉冲生成方法类似于上面用于DC电压源a 11的方法。首先，通过如下将下降偏移加到与空载时间相对应的mu_b_c^*，而确定值mu_b_c_down^*。

mu_b_c_down^*＝mu_b_c^*-Hds

如下所示，通过将mu_b_c^*、mu_b_c_down^*和m0^*与PWM载波比较，而确定开关驱动信号D和C0。

如果mu_b_c_down^*＜(用于DC电压源b 12的PWM载波)，则D＝“断”，

如果mu_b_c_down^*≥(用于DC电压源b 12的PWM载波)，则D＝“通”，

如果mu_b_c^*≤(用于DC电压源b 12的PWM载波)≤m0^*，则C0＝“通”，以及

如果mu_b_c^*＞(用于DC电压源b 12的PWM载波)，则C0＝“断”。

由此，也在开关驱动信号D的每个脉冲和所关联的开关驱动信号C0的脉冲之间提供空载时间Td。当将开关驱动信号C设置为开关驱动信号C0时，可靠地防止了正极之间的短路电流。

如图5和9所示，通过从比较器471接收开关驱动信号E0和C0、并在逻辑电路部分472中对开关驱动信号E0和C0执行逻辑“与”，而生成如图8F所示的开关驱动信号B。

B＝E0·C0

如图8B和8D所示，开关驱动信号A的每个脉冲和所关联的开关驱动信号D的脉冲在时间上是连续的。由此，以这样的方式控制所关联的开关，该方式即：在进行DC电压源之间的切换操作的期间，所述开关中的至少一个处于“通”状态。因而，从DC电压源a 11输出的电压脉冲和从DC电压源b12输出的电压脉冲形成连续的电压脉冲。

如图8C和8E所示，存在这样的周期，其中，开关驱动信号E0和C0均为“断”。如果开关驱动信号E0和C0用作开关驱动信号E和C，并且，如果所述两个开关驱动信号在电流从马达2流向DC电压源时关断，则通过马达2的电感、以及电流值的时间差而在触点生成电压。因而，在这样的情况下，有必要考虑到这个生成的电压而设置每个半导体开关的耐受电压。

在此实施例中，通过控制每个半导体开关的通/断状态，不断地提供从马达2到DC电压源中的至少一个的电流路径，以便使在触点生成的电压最小化，并由此减小半导体开关的制造成本。如图5和9所示，以这样的方式校正开关驱动信号E0和C0，以防止开关驱动信号E和C在某个时刻均为“断”。具体地，生成用于校正的信号OVR、以及用于比较DC电压源的输出电压的幅度的信号R_SW，并且，对信号E0、C0、OVR、以及R_SW执行逻辑操作，以生成开关驱动信号E和C。

如图10A至10G所示，通过设置下面的值m_ovr^*、并将其与用于DC电压源a 11和DC电压源b 12的PWM载波相比较，而生成信号OVR。

m_ovr^*＝-1+2Hds

如果(用于DC电压源b 12的PWM载波)≤m_ovr^*

或者(用于DC电压源a 11的PWM载波)≤m_ovr^*，

那么，设置OVR＝“通”，

否则，设置OVR＝“断”。

由此，在包含开关驱动信号E0和C0均为“断”的周期的周期期间，信号OVR为“通”。因而，信号OVR的“通”状态的周期比开关驱动信号E0和C0均为“断”的周期长。注意，尽管不存在名为“OVR”和“R_SW”的开关，但为了方便而将信号OVR和R_SW表示为具有“通”状态和“断”状态。

如图2所示，通过电压比较器49而生成用于比较DC电压源的输出电压的幅度的信号R_SW。电压比较器49检测DC电压源电压值Vdc_a和DC电压源电压值Vdc_b，对它们进行比较，并在Vdc_b大于Vdc_a时导通信号R_SW。对此比较操作提供滞后，以便防止由于在来自用于检测Vdc_a和Vdc_b的电压传感器信号中包含的噪声而造成的信号R_SW的频繁切换。为了提供具有宽度Vhs的滞后，如下确定信号R_SW。

如果Vdc_b＞Vdc_a+Vhs，那么，将信号R_SW从“断”转到“通”。

如果Vdc_b＜Vdc_a-Vhs，那么，将信号R_SW从“通”转到“断”。

基于对电压信号的噪声的幅度的观察而确定滞后宽度Vhs。如果噪声几乎不具有影响，则可在无滞后的情况下设置信号R_SW。

由此，生成信号OVR和R_SW，并且，将其输入到如图5和9所示的逻辑电路部分，以便生成开关驱动信号E和C。具体地，通过对信号OVR和R_SW执行逻辑“与”、以及对所述逻辑“与”信号和开关驱动信号E0执行逻辑“或”，生成并输出开关驱动信号E。另一方面，通过对信号R_SW执行逻辑“非”、对所述逻辑“非”信号和信号OVR执行逻辑“与”、以及对所述逻辑“与”信号和开关驱动信号C0执行逻辑“或”，生成并输出开关驱动信号C。

图11A至11G示出了在信号R_SW为“通”、或在Vdc_b＞Vdc_a时通过逻辑电路部分输出的开关驱动信号的例子。在此例子中，不存在开关驱动信号C和E在某个时刻为“断”的状态。因而，有可能控制半导体开关的通/断状态，以确保从马达2到DC电压源中的至少一个的电流路径，并且由此，使半导体开关的制造成本最小化。尽管存在开关驱动信号A和E均为“通”的状态，但在Vdc_b＞Vdc_a的条件下，导体开关关闭了相关电流路径，以防止短路电流。

另一方面，图12A至12G示出了在信号R_SW为“断”、或在Vdc_b＜Vdc_a时通过逻辑电路部分输出的开关驱动信号的例子。在此例子中，存在开关驱动信号D和C在某个时刻均为“通”的周期。然而，在Vdc_b＜Vdc_a的条件下，防止了短路电流。

图13示出了这样的实验性例子，其中，基于不具有相移的两个对称的锯齿PWM载波、以及计算出的调制因子命令值，电功率转换设备生成输出电压。具体地，图13示出了针对公共负总线16的U相的输出电压。如图13所示，输出电压脉冲由基于DC电压源b 12的第一部分和基于DC电压源a 11的第二部分组成。

在此实施例中，以下配置对于增大电流可从负载流向DC电压源的周期、并由此确保在马达2的每相中从负载到DC电压源的电流路径来说是有效的，该配置即：PWM脉冲生成部分47生成防止从具有较高电位的电极到具有较低电位的电极的短路、并允许从具有较低电位的电极到具有较高电位的电极的短路的开关驱动信号的模式。以下配置对于使由于短路电流而造成的电路元件的损坏最小化、并确保所需电流路径来说也是有效的，该配置即：PWM脉冲生成部分47对于每个开关而确定是期望防止相同电极之间的短路、还是允许该短路，并基于该确定而输出开关驱动信号。以下配置对于使由于短路电流而造成的电路元件的损坏最小化、并确保所需电流路径来说也是有效的，该配置即：PWM脉冲生成部分47基于DC电压源的输出电压之间的幅度的比较而输出开关驱动信号。以下配置对于使由于短路电流而造成的电路元件的损坏最小化、并确保所需电流路径来说也是有效的，该配置即：以这样的方式，基于DC电压源的输出电压之间的幅度的比较，PWM脉冲生成部分47选择并将“通”信号输出到开关驱动信号中的一个，以仅允许在不流动过多的短路电流的方向上的相同电极之间的短路电流。以下配置对于防止由于来自电压传感器的信号中包含的噪声而造成的不必要的频繁的信号切换操作、并由此使由于通/断切换操作而造成的开关中的功率损失最小化来说也是有效的，该配置即：向DC电压源的输出电压之间的幅度的比较提供滞后。

理论上，当采用不具有相移的一对对称锯齿PWM载波时，同时执行一个开关的导通的操作、以及另一个开关的关断的操作。传统上，在图7中示出的电路中，通过所提供的空载时间，在关断开关D之后，电流流过以与开关B并联的方式提供的二极管107b，并随后关断开关A。在此比较性的情况下，U相输出电压如图14所示而改变，其中，输出电压分别在关断开关D的时刻和在导通开关A的时刻改变了间隙ΔV(＝|Vdc_b|)和间隙ΔV(＝|Vdc_a|)。另一方面，根据此实施例，即使在采用不具有相移的一对对称锯齿PWM载波、并为开关驱动信号A的下降和开关驱动信号D的上升提供空载时间时，电功率转换设备也防止短路，输出连续的电压脉冲，使得如图13所示，在每个电压脉冲中，输出电压改变了小间隙ΔV(＝|Vdc_b-Vdc_a|)。这对于使由于电路元件中的电压改变和通过电流而造成的切换损失最小化、并且特别是对于使半导体元件中的功率损失最小化来说是有效的。

如上所述工作的功率转换器3可在无用于调制DC电压的DCDC转换器的情况下改变DC电压源a 11和DC电压源b 12的功率比例。结果，将电功率转换设备构造为紧凑且具有高效率。

下面描述根据本发明的第二实施例的电功率转换设备，特别是针对PWM脉冲生成部分47与第一实施例中的PWM脉冲生成部分47的差异。

图15示出了用于DC电压源a 11的PWM载波、以及用于DC电压源b 12的PWM载波，其中，生成所述PWM载波，以便生成用来驱动开关的PWM脉冲串，并随后从DC电压源a 11和DC电压源b 12输出电压脉冲串，其中，用于DC电压源a 11和DC电压源b 12的PWM载波中的每个具有锯齿波形。所述两个锯齿PWM载波具有上限+1和下限-1、以及带有相移的对称波形。

参照图16A至16F，下面描述如何将空载时间提供到开关驱动信号A和E的组合。

在最终确定并输出开关驱动信号E之前，基于锯齿PWM载波的比较而生成中间开关驱动信号E0。

为了生成设置有空载时间的开关驱动信号，通过如下将上升(upward)偏移加到与空载时间相对应的mu_a_c^*，而确定值mu_a_c_up^*。

mu_a_c_up^*＝mu_a_c^*+Hds

如下所示，基于幅度Hsaw(底部到顶点)和锯齿波形的周期Tsaw、以及空载时间Td而计算Hds。

Hds＝Td·Hsaw/Tsaw

为了提供用于开关驱动信号A的每个脉冲的升高的空载时间，如下确定m0^*。

m0^*＝-1+Hds

如下所示，通过将mu_a_c^*、mu_a_c_up^*和m0^*与PWM载波比较，而确定开关驱动信号A和E0。

如果mu_a_c^*≤(用于DC电压源a 11的PWM载波)，则设置A＝“断”，

如果m0^*≤(用于DC电压源a 11的PWM载波)＜mu_a_c^*，则设置A＝“通”，

如果mu_a_c_up^*≤(用于DC电压源a 11的PWM载波)，则设置E0＝“通”，以及

如果mu_a_c_up^*＞(用于DC电压源a 11的PWM载波)，则设置E0＝“断”。作为设置并生成开关驱动信号的以上方法的结果，在开关驱动信号A的每个脉冲和所关联的开关驱动信号E0的脉冲之间提供空载时间Td。当将开关驱动信号E设置为开关驱动信号E0时，可靠地防止了正极之间的短路电流。

图7的电路中的用来定义DC电压源b 12如何输出电压脉冲串的脉冲生成方法类似于上面的用于DC电压源a 11的方法。首先，通过如下将上升偏移加到与空载时间相对应的mu_b_c^*，而确定值mu_b_c_up^*。

mu_b_c_up^*＝mu_b_c^*+Hds

如下所示，通过将mu_b_c^*、mu_b_c_up^*和m0^*与PWM载波比较，而确定开关驱动信号D和C0。

如果mu_b_c^*≤(用于DC电压源b 12的PWM载波)，则设置D＝“断”，

如果m0^*≤(用于DC电压源b 12的PWM载波)＜mu_b_c^*，则设置D＝“通”，

如果mu_b_c_up^*≤(用于DC电压源b 12的PWM载波)，则设置C0＝“通”，以及

如果mu_b_c_up^*＞(用于DC电压源b 12的PWM载波)，则设置C0＝“断”。由此，在开关驱动信号D的每个脉冲和所关联的开关驱动信号C0的脉冲之间提供空载时间Td。当将开关驱动信号C设置为开关驱动信号C0时，可靠地防止了正极之间的短路电流。

如图5和9所示，通过从比较器471接收开关驱动信号E0和C0、并在逻辑电路部分472中对开关驱动信号E0和C0执行逻辑“与”，而生成如图16F所示的开关驱动信号B。

B＝E0·C0

通过以上方法，开关驱动信号A的“通”脉冲和开关驱动信号D的“通”脉冲通常是独立的。在图15和16A至16F的例子中，将PWM载波之间的相移设置为与空载时间Td×2相对应的值。在用于DC电压源a 11的PWM载波的值为值-1的时刻之后的2Td周期内，用于DC电压源b 12的PWM载波的值变为值1。通过由此确定的相移，如图16B和16D所示，开关驱动信号A的“通”脉冲和开关驱动信号D的“通”脉冲在时间上是连续的。因而，从DC电压源a 11输出的电压脉冲和从DC电压源b 12输出的电压脉冲形成连续的电压脉冲。另一方面，在17A至17F的例子中，以这样的方式设置相移，该方式即：开关驱动信号A的“通”脉冲在时间上与开关驱动信号D的“通”脉冲重叠。

如图17A至17F所示，通过设置下面的值m_ovr^*、并将其与用于DC电压源a 11和DC电压源b 12的PWM载波相比较，而生成信号OVR。

m_ovr^*＝-1+3Hds

如果(用于DC电压源b 12的PWM载波)≤m_ovr^*

或者(用于DC电压源a 11的PWM载波)≤m_ovr^*，

那么，设置OVR＝“通”，

否则，设置OVR＝“断”。

随后，如在第一实施例中那样，生成电压脉冲，以操作功率转换器3。

在此实施例中，以下配置对于连续地输出DC电压源a 11的输出电压脉冲和DC电压源b 12的输出电压脉冲来说是有效的，该配置即：基于调制因子命令值和带有相移的两个对称的锯齿PWM载波之间的比较，而生成输出电压脉冲。此外，当在开关驱动信号A的“通”脉冲的上升沿和开关驱动信号D的“通”脉冲的下降沿之间提供空载时间时，将相移设置为至少必要空载时间的两倍的配置对于输出连续的电压脉冲来说是有效的。这使半导体元件中的功率损失最小化。

下面描述根据本发明的第三实施例的电功率转换设备，特别是针对PWM脉冲生成部分47与第一实施例中的PWM脉冲生成部分47的差异。

图18示出了用于DC电压源a 11的PWM载波、以及用于DC电压源b 12的PWM载波，其中，生成所述PWM载波，以便生成用来驱动开关的PWM脉冲串，并随后从DC电压源a 11和DC电压源b 12输出电压脉冲串，其中，用于DC电压源a 11和DC电压源b 12的PWM载波中的每个具有三角波形。所述两个三角PWM载波具有上限+1和下限-1、以及带有相移的对称波形。

参照图19A至19C，下面描述如何将空载时间提供到开关驱动信号A和E的组合。在最终确定并输出开关驱动信号E之前，基于与三角PWM载波的比较而生成中间开关驱动信号E0。

为了生成设置有空载时间的开关驱动信号，通过如下将上升和下降偏移加到与空载时间相对应的mu_a_c^*，而确定值mu_a_c_up^*和mu_a_c_down^*。

mu_a_c_up^*＝mu_a_c^*+Hd

mu_a_c_down^*＝mu_a_c^*-Hd

如下所示，基于幅度Htr(底部到顶点)、以及三角波形的周期Ttr和空载时间Td而计算Hd。

Hd＝2Td·Htr/Ttr

如下所示，通过将mu_a_c^*、mu_a_c_up^*和mu_a_c_down^*与PWM载波比较，而确定开关驱动信号A和E0。

如果mu_a_down^*≥(用于DC电压源a 11的PWM载波)，则设置A＝“通”，

如果mu_a_c^*≤(用于DC电压源a 11的PWM载波)，则设置A＝“断”，

如果mu_a_c^*≥(用于DC电压源a 11的PWM载波)，则设置E0＝“断”，以及

如果mu_a_c_up^*≤(用于DC电压源a 11的PWM载波)，则设置E0＝“通”。作为设置并生成开关驱动信号的以上方法的结果，在开关驱动信号A的每个脉冲和开关驱动信号E0的关联脉冲之间提供空载时间Td。当将开关驱动信号E设置为开关驱动信号E0时，可靠地防止了正极之间的短路电流。

用来定义DC电压源b 12如何输出电压脉冲串的脉冲生成方法类似于上面的用于DC电压源a 11的方法。首先，通过如下将上升和下降偏移加到与空载时间相对应的mu_b_c^*，而确定值mu_b_c_up^*和mu_b_c_down^*。

mu_b_c_up^*＝mu_b_c^*+Hd

mu_b_c_down^*＝mu_b_c^*-Hd

如下所示，通过将mu_b_c^*、mu_b_c_up^*和mu_a_c_down^*与PWM载波比较，而确定开关驱动信号D和C0。

如果mu_b_down^*≥(用于DC电压源b 12的PWM载波)，则设置D＝“通”，

如果mu_b_c^*≤(用于DC电压源b 12的PWM载波)，则设置D＝“断”，

如果mu_b_c^*≥(用于DC电压源b 12的PWM载波)，则设置C0＝“断”，以及

如果mu_b_c_up^*≤(用于DC电压源b 12的PWM载波)，则设置C0＝“通”。由此，在开关驱动信号D的每个脉冲和开关驱动信号C0的关联脉冲之间提供空载时间Td。当将开关驱动信号C设置为开关驱动信号C0时，可靠地防止了正极之间的短路电流。

如图5和9所示，通过在逻辑电路部分472中对开关驱动信号E0和C0执行逻辑“与”，而生成开关驱动信号B。

B＝E0·C0

如图21所示，以这样的方式设置三角PWM载波之间的相移Ttr_s，该方式即：用于DC电压源a 11的PWM载波的最低点具有与在用于DC电压源b 12的PWM载波的值随时间增大的区段中、用于DC电压源b 12的PWM载波具有与mu_b_c_up^*相同的值的点(在图21中用圆圈表示)相同的时间点。

如图22A和22B所示，存在开关驱动信号E0和C0均为“断”的周期。因而，如在第一实施例中那样，以这样的方式校正开关驱动信号E0和C0，以防止开关驱动信号E和C在某个时刻均为“断”。具体地，生成用于校正的信号OVR、以及用于比较DC电压源的输出电压的幅度的信号R_SW，并且，对信号E0、C0、OVR、以及R_SW执行逻辑操作，以生成开关驱动信号E和C。

如图22C所示，通过设置下面的值m_b_c_up2^*、并将其与用于DC电压源a 11和DC电压源b 12的PWM载波相比较，而生成信号OVR。

m_b_c_up2^*＝m_b_c^*+2Hd

如果(用于DC电压源a 11的PWM载波)≤m_a_c_up^*，且

(用于DC电压源b 12的PWM载波)≤m_b_c_up2^*，

那么，设置OVR＝“通”，

否则，设置OVR＝“断”。

随后，如在第一实施例中那样，确定信号R_SW，并通过图5和9的逻辑电路而计算最终的开关驱动信号。图22D和22E示出了在(Vdc_b＞Vdc_a)的条件下的开关驱动信号E和C的例子，而图23D和23E示出了在(Vdc_b＜Vdc_a)的条件下的开关驱动信号E和C的例子。

在此实施例中，当对开关驱动信号A的“通”脉冲和开关驱动信号D的“通”脉冲的每个上升沿之间提供空载时间时，将调制因子命令值与具有相移的两个对称三角PWM载波相比较的配置对于输出连续的电压脉冲来说是有效的。这使半导体元件中的功率损失最小化。

下面描述根据本发明的第四实施例的电功率转换设备，特别是针对PWM脉冲生成部分47与第一实施例中的PWM脉冲生成部分47的差异。图24A示出了由PWM脉冲生成部分47使用以便生成输出电压脉冲的一组对称锯齿PWM载波。

图24A的锯齿PWM载波具有比Td×2大的值Td的相移。具体地，在此例子中，如图24A所示，将相移设置为Tds＝Td×3。因而，在用于DC电压源a 11的PWM载波的值为值-1的时刻之后的时间周期Tds内，用于DC电压源b 12的PWM载波的值变为值1。通过此相移，如图24B和24D所示，开关驱动信号A和D的“通”脉冲在时间上相互重叠，使得从DC电压源a 11输出的电压脉冲和从DC电压源b 12输出的电压脉冲形成连续的电压脉冲。

如图24F所示，通过设置下面的值m_ovr^*、并将其与用于DC电压源a 11和DC电压源b 12的PWM载波相比较，而生成信号OVR。

m_ovr^*＝-1+4Hds

如果(用于DC电压源b 12的PWM载波)≤m_ovr^*

或者(用于DC电压源a 11的PWM载波)≤m_ovr^*，

那么，设置OVR＝“通”，

否则，设置OVR＝“断”

随后，如在第一实施例中那样，生成电压脉冲，以操作功率转换器3。

在此实施例中，即使在开关驱动信号A的“通”脉冲相对开关驱动信号具有延迟时间时，以下配置对于输出由DC电压源a 11的输出电压脉冲和DC电压源b 12的输出电压脉冲组成的连续的电压脉冲来说也是有效的，该配置即：将调制因子命令值与具有相移的两个对称锯齿PWM载波相比较，以生成在时间上相互重叠的开关驱动信号A的“通”脉冲和开关驱动信号D的“通”脉冲。通过以开关驱动信号A的“通”脉冲和开关驱动信号D的“通”脉冲在时间上相互重叠至少空载时间的方式生成开关驱动信号A的“通”脉冲和开关驱动信号D的“通”脉冲产生了类似的优点。为了得到这些类似的优点，可至少通过提供与空载时间相对应的相移，而修改第一实施例，或者，可至少通过提供与空载时间相对应的进一步的相移，而修改第二和第三实施例。这使半导体元件中的功率损失最小化。

下面描述根据本发明第五实施例的电功率转换设备，其通过将如图4所示的第一、第二、第三和第四实施例的功率控制/调制因子计算部分45替换为如图25所示的功率控制/调制因子计算部分45a而构造。除了通过相同的附图标记表示的功率控制/调制因子计算部分45的组件(在这里省略其描述)之外，功率控制/调制因子计算部分45a还包括电压校正计算部分461。

电压校正计算部分461被配置为：计算校正值vu_a_dt、vv_a_dt、vw_a_dt、vu_b_dt、vv_b_dt、vw_b_dt，以通过加(或减)所计算的校正值而分别校正电压命令值vu_a^*、vv_a^*、vw_a^*、vu_b^*、vv_b^*、以及vw_b^*，并且随后，确定校正的电压命令值vu_a′、vv_a′、vw_a′、vu_b′、vv_b′、以及vw_b′。调制因子计算部分452基于校正的电压命令值vu_a′、vv_a′、vw_a′、vu_b′、vv_b′、以及vw_b′，而计算瞬时调制因子命令值mu_a^*、mv_a^*、mw_a^*、mu_b^*、mv_b^*、以及mw_b^*。

电压校正计算部分461使用所存储的如图26的表1所示的信息而计算校正值。下面，通过参照图27A至27J和图28A至28J来讨论表1的公式。

图27A至27F或图28A至28F示出了在无此实施例的校正的情况下生成的U相输出电压脉冲，其等同于第一、第二、第三和第四实施例中的一个的所述U相输出电压脉冲。具体地，图27A至27J示出了Vdc_b＞Vdc_a的情况，其示出了用于U相的半导体开关的开关驱动信号、以及表示来自DC电压源a 11或DC电压源b 12的U相输出触点和公共负总线16之间的电压的变量V_UN。

在空载时间期间，电流取决于输出电流的方向而流动，并且，输出对应的电压。将来自功率转换器3的U相输出触点的输出的方向定义为正，作为功率转换器的电流值的符号的公共定义。

图27I和27J或图28I和28J示出了被称为A0和D0的开关驱动信号，其表示在不提供空载时间的情况下的开关驱动信号A和D。如图27G或28G所示，当电流值为正时，从DC电压源a 11输出的电压脉冲和从DC电压源b12输出的电压脉冲分别在时间上缩短了空载时间Td。

针对公共负总线16的输出电压命令，或vun_a^*和vun_b^*各自为在PWM载波的周期期间的脉冲命令的平均。因而，通过包含电压源电压Vdc_a和Vdc_b、“通”脉冲的周期Ta和Tb、以及PWM载波的周期Tc的下面的公式来表示vun_a^*和vun_b^*。

vun_a^*＝Ta·Vdc_a/Tc

vun_b^*＝Tb·Vdc_b/Tc

另一方面，当提供空载时间、且当电流值为正时，通过下面的公式来表示来自DC电压源a 11的输出、以及来自DC电压源b 12的输出，或vun_a和vun_b。

vun_a＝(Ta-Td)·Vdc_a/Tc

vun_b＝(Tb-Td)·Vdc_b/Tc

由此，Δvu_a和Δvu_b，或输出电压相对于命令的误差，如下：

Δvu_a＝vun_a^*-vun_a＝Td·Vdc_a/Tc

Δvu_b＝vun_b^*-vun_b＝Td·Vdc_b/Tc

当电流值为负时，在开关驱动信号C和E均为“通”的周期期间，电流流向包括较低电压源的路径。在Vdc_b＞Vdc_a的条件下，电流流过开关驱动信号C，使得输出电压等同于用于连接到开关驱动信号C的DC电压源a 11的电压Vdc_a。

因此，输出电压vun_a和vun_b如下。

vun_a＝(Ta-Td)·Vdc_a/Tc

vun_b＝(Tb+Td)·Vdc_b/Tc

由此，输出电压的误差Δvu_a和Δvu_b如下：

Δvu_a＝vun_a^*-vun_a＝Td·Vdc_a/Tc

Δvu_b＝vun_b^*-vun_b＝-Td·Vdc_b/Tc

由此，被提供以便确保电流路径的空载时间和信号OVR的“通”时间产生输出电压相对于命令的误差。

电压校正计算部分461基于电流值的符号和DC电压源之间的电压值的关系，而选择用于计算误差的公式中的一个，并通过输入预定的空载时间值、PWM载波的频率fc(＝1/Tc)、以及DC电压源的电压值而计算电压校正。电压校正计算部分461输出所计算的电压校正。例如，如果Vdc_b＞Vdc_a、且U相电流命令值Iu^*为负，则输出以下值vu_a_dt和vu_b_dt。

vu_a_dt＝Δvu_a＝Td·Vdc_a/Tc

vu_b_dt＝Δvu_b＝-Td·Vdc_b/Tc

关于V和W相，执行类似的计算。

基于用于每相的电流命令值而确定电流值的符号。通过执行从id^*和iq^*到三相形式的变换，而计算此电流命令值。可替换地，可将电流命令值确定为由电流传感器测定的电流值。

基于电流值的符号、以及DC电压源的输出电压之间的幅度的关系，通过参照表1而选择用于校正的公式中的一个。

由此被配置和操作之后，功率转换器3可补偿输出电压的误差，以便如所期望的那样，精确地调整DC电压源a 11和DC电压源b 12的功率的比例。

下面描述根据本发明的第六实施例的电功率转换设备，其基于第五实施例构造，并通过将表1替换为如图29所示的表2而被修改。

电压校正计算部分461通过使用表2的公式计算校正。例如，如果Vdc_b＞Vdc_a、且U相电流命令值Iu^*为负，则如下计算校正。

vu_a_dt＝Δvu_a＝Ka·Vdc_a

vu_b_dt＝Δvu_b＝-Kb·Vdc_b

其中，Ka和Kb是用于计算电压校正的增益。

以实验的方式预定增益Ka和Kb，以使误差最小化。

通过由此配置和操作的电压校正计算部分461，即使在切换操作中的延迟产生实际空载时间与所设置的空载时间的误差时，也有可能补偿输出电压的误差，以便如所期望的那样，精确地调整DC电压源a 11和DC电压源b 12的功率的比例。

下面描述根据本发明的第七实施例的电功率转换设备，其通过将如图4所示的第一、第二、第三和第四实施例的功率控制/调制因子计算部分45替换为如图30所示的功率控制/调制因子计算部分45b而构造。除了通过相同的附图标记表示的功率控制/调制因子计算部分45的组件(在这里省略其描述)之外，功率控制/调制因子计算部分45b还包括调制因子校正计算部分462。调制因子校正计算部分462被配置为：计算校正值mu_a_dt、mv_a_dt、mw_a_dt、mu_b_dt、mv_b_dt、mw_b_dt，并通过加(或减)所计算的校正值而分别校正电压命令值mu_a_c^*、mv_a_c^*、mw_a_c^*、mu_b_c^*、mv_b_c^*、以及mw_b_c^*。具体地，调制因子校正计算部分462使用所存储的如图31的表3所示的信息而计算校正值。例如，当信号R_SW为“通”、且U相电流命令值Iu^*为负时，或者，当Vdc_b＞Vdc_a、且U相电流命令值Iu^*为负时，如下计算校正值mu_a_dt和mu_b_dt。

mu_a_dt＝2Δvu_a/Vdc_a＝2Td/Tc

mu_b_dt＝2Δvu_b/Vdc_b＝-2Td/Tc

由此，基于空载时间和PWM载波的频率(或周期)而计算用于调制因子的校正。根据基于信号R_SW和电流值的符号而选择的表3的公式中的一个，来执行此计算。

如下所示，计算的调制因子校正值mu_a_dt和mu_b_dt用来计算U相瞬时调制因子最终命令值mu_a_c^*和mu_b_c^*。

mu_a_c^*＝mu_a^*+ma_offset0-1+mu_a_dt

mu_b_c^*＝mu_b^*+mb_offset0-1+mu_b_dt

上面的利用调制因子校正值来计算调制因子值的过程对于补偿输出电压的误差、以便如所期望的那样精确地调整DC电压源a 11和DC电压源b 12的功率的比例来说是有效的。

下面描述根据本发明的第八实施例的电功率转换设备，其基于第七实施例而构造，并通过将表3替换为如图32所示的表4而被修改。

在此实施例中，调制因子校正计算部分462使用表4的公式来执行计算。例如，当信号R_SW为“通”、且U相电流命令值Iu^*为负时，或者，当Vdc_b＞Vdc_a、且U相电流命令值Iu^*为负时，如下计算校正值mu_a_dt和mu_b_dt。

mu_a_dt＝Ka′

mu_b_dt＝-Kb′

其中，Ka′和Kb′是用于计算电压校正的值。

以实验的方式预定值Ka′和Kb′，以使误差最小化。

通过由此配置和操作的电压校正计算部分461，即使在切换操作中的延迟产生实际空载时间与所设置的空载时间的误差时，也有可能补偿输出电压的误差，以便如所期望的那样，精确地调整DC电压源a 11和DC电压源b 12的功率的比例。

在本发明的第九实施例中，通过将如图2所示的第一、第二、第三和第四实施例的系统配置替换为图33所示的系统配置，而构造电功率转换设备。除了通过相同的附图标记表示的基本系统的组件(在这里省略其描述)之外，该电功率转换设备还包括分配功率比例目标校正部分463。分配功率比例目标校正部分463被配置为：接收分配功率比例目标值rto_pa，以校正它，并输出所校正的值rto_pa。此校正基于如图34所示的函数，其定义了输入值和校正值之间的关系。如图34所示，该校正关系根据DC电压源的输出电压之间的幅度的关系而不同。其基于针对输出电压的误差如何产生功率比例的误差的实验而被确定。

通过上面对分配功率比例目标值的校正，有可能补偿输出电压的误差，以便如所期望的那样，精确地调整DC电压源a 11和DC电压源b 12的功率的比例。

如上面在当前实施例中所描述的，将电功率转换设备构造为输出连续的输出电压脉冲。在采用DC电压源中的一个的功率时施加到AC马达的电压脉冲串的频率与在采用DC电压源中的全部的功率时相同。因而，可听见的声音的频率相对于功率的比例的改变而恒定。这防止了烦扰操作者或驾驶者的电磁噪声响应于功率的比例的改变而迅速增大。

此申请基于2005年12月26日提交的在先的日本专利申请第2005-371990号。由此，通过引用而将此日本专利申请第2005-371990号的全部内容合并于此。

尽管已通过参照本发明的特定实施例而描述了本发明，但本发明不限于上面描述的实施例。对于本领域的技术人员来说，将出现按照以上教导的对上述实施例的很多修改和变化。通过参照所附权利要求而定义本发明的范围。

Claims (18)

1、一种电功率转换设备，包括：

功率转换器，其适于电连接到至少第一DC电压源、第二DC电压源和包括AC电动机的负载，并被配置为依据开关驱动信号组，根据所述每一个DC电压源的输出电压而生成单独的输出电压脉冲串，以根据单独的输出电压脉冲串而合成最终输出电压，并通过最终输出电压来驱动AC电动机；以及

功率转换器控制单元，其被配置为控制开关驱动信号组，该功率转换器控制单元包括PWM脉冲生成部分，其被配置为执行以下操作：

对于所述每一个DC电压源，将电压命令值与PWM载波相比较；和

基于该比较，以这样的方式生成用于将第一输出电压脉冲串从第一DC电压源提供到负载的第一PWM脉冲串、以及用于将第二输出电压脉冲串从第二DC电压源提供到负载的第二PWM脉冲串：以至少根据第一输出电压脉冲串的每个脉冲和第二输出电压脉冲串的后续脉冲，而在最终输出电压中形成在时间上连续的脉冲。

2、如权利要求1所述的电功率转换设备，其中，PWM脉冲生成部分被配置为：连续地提供从负载到所述DC电压源中的至少一个的电流路径。

3、如权利要求1所述的电功率转换设备，其中，该功率转换器包括：第一开关，其“通”状态允许从第一DC电压源到负载的电流；以及第二开关，其“通”状态允许从第二DC电压源到负载的电流，并且其中，PWM脉冲生成部分被配置为以这样的方式控制第一和第二开关：在DC电压源之间的开关操作期间，第一和第二开关中的至少一个处于“通”状态。

4、如权利要求1至3中的任一个所述的电功率转换设备，其中，PWM脉冲生成部分被配置为执行以下操作：

存储关于用来生成第一PWM脉冲串的第一PWM载波的信息，其中第一PWM载波具有锯齿波形；

存储关于用来生成第二PWM脉冲串的第二PWM载波的信息，其中第二PWM载波具有与第一PWM载波的锯齿波形对称且同相的锯齿波形；和

对第一输出电压脉冲串的每个脉冲的上升、并对第二输出电压脉冲串的每个脉冲的下降，以这样的方式设定短路防止时间：防止在具有不同电位的电极之间的短路。

5、如权利要求1至3中的任一个所述的电功率转换设备，其中，PWM脉冲生成部分被配置为执行以下操作：

存储关于用来生成第一PWM脉冲串的第一PWM载波的信息，其中第一PWM载波具有锯齿波形；

存储关于用来生成第二PWM脉冲串的第二PWM载波的信息，其中第二PWM载波具有与第一PWM载波的锯齿波形对称的锯齿波形；以及

对第一输出电压脉冲串的每个脉冲的上升、并对第二输出电压脉冲串的每个脉冲的下降，以这样的方式设定短路防止时间：防止在具有不同电位的电极之间的短路，以及

其中，第二PWM载波的锯齿波形具有相对于第一PWM载波的锯齿波形的相移，根据短路防止时间以这样的方式设置该相移：第一输出电压脉冲串的每个脉冲和第二输出电压脉冲串的后续脉冲在时间上重叠。

6、如权利要求1至3中的任一个所述的电功率转换设备，其中，PWM脉冲生成部分被配置为执行以下操作：

存储关于用来生成第一PWM脉冲串的第一PWM载波的信息，其中第一PWM载波具有锯齿波形；

存储关于用来生成第二PWM脉冲串的第二PWM载波的信息，其中第二PWM载波具有与第一PWM载波的锯齿波形对称的锯齿波形；以及

对第一输出电压脉冲串的每个脉冲的下降、并对第二输出电压脉冲串的每个脉冲的上升，以这样的方式设定短路防止时间：防止在具有不同电位的电极之间的短路，以及

其中，第二PWM载波的锯齿波形具有相对于第一PWM载波的锯齿波形的相移，根据短路防止时间而设置该相移。

7、如权利要求6所述的电功率转换设备，其中，通过添加与短路防止时间相对应的更多的量以这样的方式设置该相移：第一PWM脉冲串的每个脉冲和第二PWM脉冲串的后续脉冲在时间上重叠。

8、如权利要求1至3中的任一个所述的电功率转换设备，其中，PWM脉冲生成部分被配置为执行以下操作：

存储关于用来生成第一PWM脉冲串的第一PWM载波的信息，其中第一PWM载波具有三角波形；

存储关于用来生成第二PWM脉冲串的第二PWM载波的信息，其中第二PWM载波具有三角波形；以及

对第一输出电压脉冲串的每个脉冲的上升、并对第二输出电压脉冲串的每个脉冲的上升，以这样的方式设定短路防止时间：防止在具有不同电位的电极之间的短路，以及

其中，第二PWM载波的三角波形具有相对于第一PWM载波的三角波形的相移。

9、如权利要求8所述的电功率转换设备，其中，通过添加与短路防止时间相对应的更多的量以这样的方式设置该相移：第一PWM脉冲串的每个脉冲和第二PWM脉冲串的后续脉冲在时间上重叠。

10、如权利要求1至3中的任一个所述的电功率转换设备，其中PWM脉冲生成部分被配置为执行以下操作：

比较所述DC电压源的输出电压的幅度；

基于该比较，以这样的方式设定短路防止时间：防止从具有较高电位的电极到具有较低电位的电极的短路；以及

基于该比较，以这样的方式允许从具有较低电位的电极到具有较高电位的电极的短路：不断地提供从负载到所述DC电压源中的至少一个的电流路径。

11、如权利要求10所述的电功率转换设备，其中，PWM脉冲生成部分被配置为：在设置滞后的比较中设定短路防止时间。

12、如权利要求1至3中的任一个所述的电功率转换设备，其中功率转换器控制单元被配置为执行以下操作：

基于所述DC电压源的输出电压的值和所关联的相电流值的符号，计算用于所述每一个DC电压源的电压校正值；以及

通过加电压校正值，而校正被分配到所述每一个DC电压源的电压命令值。

13、如权利要求12所述的电功率转换设备，其中，该功率转换器控制单元被配置为执行以下操作：

基于被提供用来防止短路的短路防止时间的长度、PWM脉冲串的频率、以及所述DC电压源的输出电压的值，计算用于所述每一个DC电压源的基本电压校正值；

当所关联的相电流值的符号为正时，对于所述每一个DC电压源而将电压校正值设置为与基本电压校正值相对应的正值；

当所关联的相电流值的符号为负时，对于所述DC电压源中的输出电压较高的DC电压源，将电压校正值设置为与基本电压校正值相对应的正值；

当所关联的相电流值的符号为负时，对于所述DC电压源中的输出电压较低的DC电压源，将电压校正值设置为与基本电压校正值相对应的负值；以及

通过加所计算的电压校正值，而校正每一个DC电压源的电压命令值。

14、如权利要求12所述的电功率转换设备，其中，该功率转换器控制单元被配置为执行以下操作：

根据所关联的相电流值的符号、以及所述DC电压源的输出电压之间的幅度的关系，而将用于每一个DC电压源的电压校正值设置为预定值；和

通过加所设置的电压校正值，而校正所述每一个DC电压源的电压命令值。

15、如权利要求1至3中的任一个所述的电功率转换设备，其中，该功率转换器控制单元被配置为执行以下操作：

基于所述DC电压源的输出电压的值以及所关联的相电流值的符号、被提供用来防止短路的短路防止时间的长度、PWM脉冲串的频率，计算用于所述每一个DC电压源的基本调制因子校正值；

当所关联的相电流值的符号为正时，对于所述每一个DC电压源而将调制因子校正值设置为与基本调制因子校正值相对应的正值；

当所关联的相电流值的符号为负时，对于所述DC电压源中的输出电压较高的DC电压源，将调制因子校正值设置为与基本调制因子校正值相对应的正值；

当所关联的相电流值的符号为负时，对于所述DC电压源中的输出电压较低的DC电压源，将调制因子校正值设置为与基本调制因子校正值相对应的负值；以及

通过加所计算的调制因子校正值，而校正分配到所述每一个DC电压源的调制因子命令值，其中，该调制因子命令值为：通过利用所述每一个DC电压源的输出电压的值而将所述每一个DC电压源的电压命令值正规化所得到的值。

16、如权利要求1至3中的任一个所述的电功率转换设备，其中，该功率转换器控制单元被配置为执行以下操作：

当所关联的相电流值的符号为正时，将用于所述每一个DC电压源的调制因子校正值设置为预定的正值；

当所关联的相电流值的符号为负时，将用于所述DC电压源中的输出电压较高的DC电压源的调制因子校正值设置为预定的正值；

当所关联的相电流值的符号为负时，将用于所述DC电压源中的输出电压较低的DC电压源的调制因子校正值设置为预定的负值；以及

通过加所计算的调制因子校正值，而校正分配到所述每一个DC电压源的调制因子命令值，其中，该调制因子命令值为：通过利用所述每一个DC电压源的输出电压的值而将所述每一个DC电压源的电压命令值正规化所得到的值。

17、如权利要求1至3中的任一个所述的电功率转换设备，其中，该功率转换器控制单元被配置为执行以下操作：

接收用于所述每一个DC电压源的功率比例的命令值；

基于所述DC电压源的输出电压的值，而校正所述每一个DC电压源的功率比例命令值；以及

根据所校正的功率比例命令值，划分最终输出电压的期望值，以便将AC电动机驱动为所述每一个DC电压源的电压命令值。

18、一种用于控制电功率转换设备的方法，其中，该电功率转换设备包括：功率转换器，其适于电连接到至少第一DC电压源、第二DC电压源和包括AC电动机的负载，并被配置为依据开关驱动信号组，根据所述每一个DC电压源的输出电压而生成单独的输出电压脉冲串，以根据单独的输出电压脉冲串而合成最终输出电压，并通过最终输出电压来驱动AC电动机；以及功率转换器控制单元，其被配置为控制开关驱动信号组，该方法包括：

对所述每一个DC电压源，将电压命令值与PWM载波相比较；以及

基于该比较，以这样的方式生成用于将第一输出电压脉冲串从第一DC电压源提供到负载的第一PWM脉冲串、以及用于将第二输出电压脉冲串从第二DC电压源提供到负载的第二PWM脉冲串：至少根据第一输出电压脉冲串的每个脉冲和第二输出电压脉冲串的后续脉冲，而在最终输出电压中形成在时间上连续的脉冲。

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