CN1868131A

CN1868131A - 起动信号输出电路

Info

Publication number: CN1868131A
Application number: CNA2004800302190A
Authority: CN
Inventors: 加后义行; 田中幸臣; 远藤和彦; 宇田尚典; 林宏明
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2003-12-17
Filing date: 2004-12-15
Publication date: 2006-11-22
Anticipated expiration: 2024-12-15
Also published as: EP1646153A4; EP1646153B1; US20060217099A1; WO2005060114A1; DE602004022557D1; CN100539449C; US7536153B2; JP4233993B2; EP1646153A1; JP2005184175A

Abstract

利用插入在多级放大器电路的级间部分中的电容器C，由电容器C以及下一级中的放大器电路的输入阻抗|Z|来形成高通滤波器。因此，低于截止频率fc的频率分量被截止，并且由此不会被传送至后续级。然而，高于或等于由间歇传输的射频信号的包络确定的基波分量的射频分量能够被传送。因此，DC偏移电位的传送能够被截止，并且能够有效地截止DC或近DC区域中具有大功率的诸如闪烁噪声之类的噪声。由此，能够提高信噪比、检测灵敏度和检测精确度。

Description

起动信号输出电路

技术领域

本发明涉及一种包括变换器电路的起动信号输出电路，该变换器电路间歇地输入所传输的射频(RF)信号并输出检测信号。

所述检测信号被定义为一种输出信号，该输出信号是根据由检测器二极管整流且在一持续时间内产生的的信号而产生的，在所述持续时间内，由射频信号的波形的包络确定的波形的电平(振幅)是基本恒定的电平或是高于或等于基本恒定的电平。同样，在例如射频信号(RF)间歇地到达或者所述信号的到达或未到达是周期性的情况下，所述检测信号的波形同样是周期性的。根据检测到射频信号的包络以及仅仅在此持续时间内输出DC电位的事实，所述检测信号可以被看作为DC。然而，根据检测信号随射频信号的包络而变的事实，所述信号还可以被看作为AC电流。在下文中，检测信号的DC电位是按如上定义的那样来使用的。

例如与移动通信设备一起使用时，本发明的起动信号输出电路是有效的。在将来，期待应用本发明的产品的领域例如至少包括：ETC、智能板、LAN系统、监视系统和无密钥系统领域。

背景技术

作为利用检测器二极管来进行检测的射频信号检测技术，例如，如日本专利2561023、日本专利2605827、日本未审专利申请公报NO.4-291167、日本专利3202624和日本未审专利申请公报No.10-56333中公开的随后公知的技术。上述常规技术包括例如使用多级放大器电路来检测检测信号和执行电平确定的这种类型的许多设备。在这种类型的起动信号输出电路中，由于信号是DC，因而各级都是按直接连接模式来配置的。

然而，例如当配置能够稳定地检测具有非常低的电平(例如-60dBm)的射频信号的电路时，所述级的这种直接连接模式的电路配置会产生问题。更具体而言，各级中的放大器中产生的噪声表明在近DC区域中为大数值，并且噪声的直流分量还会到达后续级的放大器中。这成为射频信号的错误检测的原因以及抑制灵敏度改善的原因。此外，例如难以将构成各级中的放大器的所有晶体管制成具有相同的特性，使得在各级间可能出现DC电位中的偏移。当所述偏移电位被传送至后续级时，例如检测信号和参考信号的信号电平同样是偏移的，从而可能出现这样一种情况，在该情况中，晶体管是饱和的，从而禁止执行实际检测信号的放大。当然，这种现象可能是误操作的原因。

提出本发明以解决上述问题。因此，本发明的一个目的是为了实现具有非常高的灵敏度的起动信号输出电路，更具体而言，本发明的主要目的是为了增加例如信噪比和检测精确度。

发明内容

为了解决上述问题，本发明提供了一种起动信号输出电路，其包括：多级形式的多级放大器电路，其中检测间歇传输的射频信号以由此产生检测信号，并且根据该检测信号来输出表示所述射频信号已被检测到的起动信号。所述起动信号输出电路的特征在于：电容器C被串联地插入在放大器电路的任何一个级间部分中的信号传送线中，由此提供高通滤波器特性。

所述放大器电路例如包括：增大信号电平的类型和将信号与参考信号进行比较的类型，由此在不将输出电平放大到更高电平的情况下输出所述信号。所述放大器电路的级数是任意确定的。通常，最前一级中的放大器电路是整流和放大射频信号的电路，即检测器/放大器电路。随后，经过多级的放大器电路，输出能够区分已经接收到射频信号的事件或尚未接收到射频信号的事件的起动信号。

根据上面所述的本发明，由于所述电容器被串联插入在多级放大器电路的级间部分中的信号线中，从而能够防止将噪声的DC分量和近DC区域中的分量传送到后续级。因此，提高了检测精确度和检测灵敏度。放大器电路中出现的噪声的频率特性包括1/f特性，从而在近DC区域中发生高噪声功率，并且总噪声功率几乎是由近DC区域中的分量来支配的。利用所插入的电容器，近DC区域中的噪声分量被截止并且因此未被传送至后续级。所以，提高了检测精确度和检测灵敏度。

此外，各级中的放大器电路的DC电位的偏移同样都被截止。因此，可以防止后续级中的晶体管饱和，并且检测信号和参考信号的DC电位的传送被截止，从而防止了错误确定。因此，提高了检测精确度和检测灵敏度。此外，作为前提，射频信号是间歇传输的信号。同样，已被整流之后的检测信号表示射频信号的包络，并且即使是当所述包络的检测波形偏离时，关于所述包络的信息也可以被传送至后续级。因此，提高了信噪比，从而使得以高精确度和高灵敏度检测射频信号成为可能。

在本发明中，优选的是，高通滤波器特性的截止频率fc可以被设置成低于与间歇传输的射频信号的间歇到来周期T相对应的频率(＝1/T)。

由此，根据利用间歇传输的射频信号的重复周期(包络的周期)T的倒数确定的频率，设置高通滤波器特性的截止频率。因此，即使利用插入在各级放大器电路的级间部分中的电容器，高于或等于包络的周期的频率也可以被传送至后续级。因此，虽然用于确定是否存在射频信号的接收事件的检测信号被传送至后续级，但是截止了主要的噪声分量的传送。由此，提高了信噪比，并且能够提高检测精确度和检测灵敏度。

此外，优选的是，为期望的截止频率fc设置电容器C，以便相对于其一输入端与电容器C相连的放大器电路的输入阻抗Z，满足2πfc·C·|Z|≈1。

因此，当根据后续级中的放大器电路的输入阻抗Z为期望的截止频率fc确定电容器C的值时，噪声分量的传送能够确保被截止，并且同时用于确定是否存在射频信号的接收事件的检测信号能够被传送至后续级。

可以这样进行配置，使得通过将流向构成放大器电路的晶体管的偏置电流限制到最小值来向放大器电路提供低通滤波器特性，并且通过利用电容器提供的低通滤波器特性和高通滤波器特性来提供带通滤波器特性。

由此，高频信号的传送被截止。更具体而言，由于非线性特性被用于利用检测器二极管进行的检测，因而除高频包络信号(基波)外还产生了高次谐波。然而，仅仅利用基波分量或利用基波分量和低次谐波，足以检测到间歇传输的射频信号的存在与否。同样，利用被整体配置成仅仅通过基波分量或基波分量和低次谐波的带通滤波器，例如谐波分量和噪声分量的传送同样被截止，从而更加提高了检测精确度和检测灵敏度。

优选地，在所述放大器电路中，一种检测和整流射频信号的最初级中的放大器电路，包括：检测器二极管，其检测射频信号；差分放大器，其包括差分晶体管对TrL和TrR；和电流镜电路，其调节差分放大器的电流，其中作为差分晶体管对中的一个晶体管的TrL的基极电流基本上与流过检测器二极管中的电流的直流分量相匹配；并且由电流镜电路将流过差分晶体管对TrL和TrR中的电流的总和调节为基本上恒定。

在这种情况下，差分放大器的差分晶体管对的偏置电流和偏置电压是利用流过检测器二极管中的电流来控制的，而所述电流是电流镜电路来控制的。因此，能够向检测器二极管稳定地供给非常低的偏置电流(例如，nA级)，从而增加了对电源电压下降的抗扰性，并且能够提高检测灵敏度。此外，由于信号是通过使用差分放大器来放大的，因而例如对电源电压的变化和下降的抗扰性得以提高，并且提高了检测精确度。

还可以这样进行配置，使得在放大器电路中，用于检测和整流射频信号的最初级中的放大器电路还包括：倍压器检测器电路，并且用于检测射频功率的所述检测器二极管构成倍压器检测器电路的一部分。

在这种情况下，由于倍压器检测器电路被并入在用于整流和检测最初级的射频信号的最初级放大器电路中，因而提高了检测灵敏度，从而使得能够有效地提高起动信号输出电路的信噪比。

附图说明

图1是根据第一实施例的起动信号输出电路200的电路图；

图2是起动信号输出电路200的检测器/放大器电路210的电路图；

图3是示出倍压器电路的等效电路的电路图；

图4是起动信号输出电路200的放大器电路220的电路图；

图5A是示出没有设置电容器C1、C2和C3的放大器电路210的输出信号Vloutb的示图；

图5B是示出没有设置电容器C1、C2和C3的放大器电路220的输出信号V2outa的示图；

图6A是示出在接收到射频信号的情况下以及在未在此后立即接收到射频信号的情况下的放大器电路220的各个输入(图4中的“b”点和“a”点处的电位)的示图；

图6B是示出放大器电路220的各个输入信号(图4中的“b”点和“a”点处的电位)中所含的噪声的频率分量的示图；

图7A是示出在与图6A中相同时刻下的缓冲器232的输出V3out的示图；

图7B是示出缓冲器232的输出V3out中所含的噪声的频率分量的示图(极小点附近的放大图)；

图7C是示出缓冲器232的输出V3out中所含的噪声的频率分量的示图；

图8A是示出放大器电路220的输入信号的示图，用于以直观方式来表示依照图6的信噪比；

图8B是示出缓冲器232的输出信号V3out的示图，用于以直观方式来表示依照图7的信噪比。

发明详述

下面，将描述本发明的实施例。然而，本发明不限于如下所述的个体实施例。

(第一实施例)

图1是根据第一实施例的起动信号输出电路200的电路图。首先，下面将依照图1来描述起动信号输出电路200的整体配置。

电流镜电路例如由基准晶体管Tr0、负载电阻R0以及辅助晶体管Tr3、Tr9和Tr10构成。负载电阻R0用于使基准晶体管Tr0的集电极电流最优化。辅助晶体管Tr3、Tr9和Tr10的基极电位与基准晶体管Tr0的基极电位相同，将辅助晶体管Tr3、Tr9和Tr10中流过的电流量调节成与基准晶体管Tr0中流过的电流量相同。

通过形成集电极和基极的连接(在下文中，所述连接将称为“二极管连接”)来构成二极管。因此，检测器/放大器电路210的检测器二极管是由晶体管Tr4构成的。利用晶体管Tr5、匹配电路MC中的电容器、A点上的电容器Ca以及晶体管Tr1和Tr3的阻抗分量、晶体管Tr4形成了倍压器检测器电路。也就是说，晶体管Tr4提供了倍压器整流操作。晶体管Tr1对应于本发明的差分晶体管对中的TrL。

电容器C1和C2被分别串联插入在具有检测器二极管的检测器/放大器电路210与下一级中的放大器电路220之间的信号传送线中。放大器电路220采用了与检测器/放大器电路210的电路结构相同的电路结构。同样，电容器C3被串联插入在放大器电路220与下一级中的缓冲器232之间的级间信号传送线中。各级间电容器(C1、C2和C3)的每一个的电容值都是20pF。

插入在数字转换器电路230的前一级中的缓冲器232具有众所周知的缓冲放大器的电路结构，并且提供了两种操作—电平移位操作以及防止数字转换器电路的CMOS的栅极不稳定的功能。利用数字转换器电路230的CMOS将表示接收射频信号的事件存在与否的信号整形为矩形波，并且最后被输出作为起动信号。

下面，将详细描述检测器/放大器电路210。图2示出了起动信号输出电路200的检测器/放大器电路210的电路图。用于有效地输入射频信号的匹配电路MC连接到第一端子侧，该第一端子侧用于输入检测器二极管(Tr4)的射频信号。所述匹配电路MC具有众所周知的结构，从而可以采用除所示结构以外的众所周知的结构。图2中所示的匹配电路MC包括：从RF输入端串联插入在射频信号的传送线中的电容器C00；其一端连接于电容器C00的输出端而另一端接地的电容器C0；其一端连接于电容器C00的输出端而另一端未接地的半开短截线SH；和连接于电容器C00的输出端并且串联插入在上述传送线中的短截线S，其中短截线S的另一端的作用相当于匹配电路MC的输出端。

由电阻器R00和R01以及晶体管Tr00形成的等效负载电阻器R0与基准晶体管Tr0的串联连接被设置在电源Vcc与接地端之间。此外，晶体管TR3与由作为晶体管Tr3的负载的晶体管Tr1和Tr2构成的差分放大器的串联连接被设置在电源Vcc与接地端之间。

由晶体管的二极管连接形成的检测器二极管Tr4的发射极连接到晶体管Tr1(差分晶体管对中的TrL)的基极。检测器二极管Tr4的集电极通过由二极管连接形成的晶体管Tr5而连接到电源Vcc。同样，由晶体管的二极管连接形成的非检测器二极管Tr6的发射极连接到晶体管Tr2(差分晶体管对中的TrR)的基极。非检测器二极管Tr6的集电极通过由二极管连接形成的晶体管Tr7连接到电源Vcc。滤波电容器Ca被设置在差分晶体管对(Tr1、Tr2)的基极端(A点)与接地端之间。

图3示出了在本实施例中使用的倍压器检测器电路的等效电路。所述倍压器检测器电路是由匹配电路MC的电容器C00、二极管Tr4和Tr5、电容器Cb以及由晶体管Tr1形成的电阻器Tr1构成，其中二极管Tr4和Tr5由每一个都是由二极管连接形成的晶体管Tr4和Tr5形成。当输入端的信号电压为负半周期时，给二极管Tr5加电压，由此将电容器C00充电为附图中所示的极性，直到输入信号的最大值Vm。在输入信号的下一个正半周期期间，不给二极管Tr5加电压，而是给二极管Tr4(检测器二极管)加电压。在这种情况下，由于增加了充给电容器C00的电压Vm，所以电容器Cb的端电压被充电到约2Vm。因此，利用正在使用的倍压器检测器电路，提高了信噪比，从而使得能够进一步提高接收灵敏度。

在下文中，将在图2中更详细地描述检测器/放大器电路210的操作。依照电流镜电路的操作，确保基准电流Iref(＝Tr0的集电极电流)和相关电流Id(＝Tr3的集电极电流)基本上彼此相匹配。更具体而言，由于晶体管Tr0和Tr3的偏置电压彼此相等，因而在不考虑其负载的情况下，分别流过这两个晶体管中的各个电流量基本上彼此相匹配。利用通过使用电阻器R0来控制在μA数量级上的电流Id，晶体管Tr1的基极电流Idia、晶体管的基极电流Idib等等相对于晶体管1的电流放大系数β而变为Id/β。因此，由于晶体管Tr1、Tr2的基极电流不可避免地获得数量级为几十nA的值，所以能够向差分晶体管对(Tr1、Tr2)供给低偏置电流。利用这一操作，能够将检测器二极管Tr4的偏置电流降低到非常低。因此，抑制了功耗；并且此外，由于能够有效地使用非线性，因而能够提高射频信号的检测灵敏度。换言之，从晶体管Tr4、Tr6的角度来看，使所述结构变得与具有非常高的负载电阻的结构相等效，所述高负载电阻是通过每个相应晶体管和晶体管Tr1和Tr2之间的达林顿连接而获得的。

对于使用上述电流镜电路的电路结构的布置，基准晶体管Tr0的基准电流Iref和相关电流Id的电流量通常变为彼此相等(Iref＝Id)。在特定部分中，例如由两个MOSFET形成的器件M1和M2构成了电流镜电路，使得分别从其中输出的电流Ia和电流Ib的电流量变为彼此相等。图2中的符号Ic表示差分晶体管对中的Tr2(差分晶体管对中的TrR)的集电极电流。

当经由匹配电路MC输入射频信号时，射频信号是由与检测器二极管相对应的晶体管Tr4整流后的双倍电压，从而增加了A点的电位。结果，流入晶体管Tr1的DC电流Ia增加Δa。此外，电流镜电路是由构成差分放大器的有效负载的两个MOSFET(M1和M2)配置而成，使得相对侧(M2侧)上的电流Ia和电流Ib增加Δa。在这种情况下，满足以下等式(1)。

Ia＝Ib，

Iref＝Id＝Ia+Ic＝常数 (1)

在这种情况下，辅助晶体管Tr3的集电极电流Id通常在电流量方面与受上述电流镜电路的操作影响的电流Iref相等，使得电流Id不增加。此外，由MOSFET制成的元件M1是由二极管连接而形成的，使得即使在射频信号输入的情况下，B点的电位也不会变化。这意味着即使在射频信号输入的情况下，图中的电流Vlouta也不会变化。

因此，利用射频信号的输入，如上所述，电流Ia、Ib增加Δa，从等式(1)可知，电流Ic降低Δa。因此，随着射频信号输入出现，图中的Vloutb增加2Δa。换句话说，随着射频信号输入出现，C点的电位升高以使Vloutb增加2Δa。这是检测器/放大器电路210的工作原理。

更具体而言，根据上述的电路结构，例如根据检测器二极管Tr4的DC电位(阴极端电位)与非检测器二极管Tr6的DC电位(阴极端电位)之间的差值能有效而精确地检测到期望的射频信号。此外，根据所述结构，即使在电源电位Vcc已经降低时，差分放大器的差分晶体管对(Tr1和Tr2)的两个偏置电位也会以良好的平衡降低。这使得可以防止出现其中输出电位的差值((检测器侧DC)-(基准DC))的符号由于电源电位的降低而不合理地反向的不便情形。因此，所述操作允许它有效地防止因电源电压的漂移而造成的检测错误。

现在，将在下文中描述放大器电路220。图4示出了起动信号输出电路200的放大器电路220的电路图。所述电路结构具有与检测器/放大器电路210基本相同的结构，并且由此提供了与检测器/放大器电路210基本相同的放大操作。同样，位于构成放大器电路220的差分晶体管对中的一个的晶体管Tr8的基极端子上的B点的偏置电压被最优化在约1.8V到约1.9V的范围内，类似于检测器/放大器电路210的晶体管Tr1的A点的偏置电压。因此，晶体管Tr8的增益被设置为高，类似于晶体管Tr1的增益。本发明的特征在于向连接于各晶体管Tr8和Tr9的基极的信号线提供电容器C1和C2。

通过使用模拟器，来计算从B点稳定地流到晶体管Tr8的DC电流iB。结果是，9.26nA的电流被验证。此时b点的电位为1.87V。因此，放大器电路220的输入阻抗|Z|为201.9MΩ。

如上所述，在用C1来表示图4中的级间电容器C1的电容值时，C1＝20pF。在这种情况下，根据电路理论，放大器电路220的输入阻抗|Z|和由电容器C1构成的高通滤波器的截止频率fc满足以下等式(2)。

2πfc·C·|Z|≈1，

∴ fc＝39.4[Hz] (2)

因此，高通滤波器被形成为具有非常窄的频带的滤波器，以用于仅仅截止近DC信号。图5A示出了未设置电容器C1和C2的检测器/放大器电路210的输出信号Vloutb的噪声频率分析结果。从图中可以清楚地看出，可以理解的是，噪声具有42nV的DC电压，并且大部分的噪声分量都是20Hz或者更低。因此，利用电容器C1，当从输出信号Vloutb中截止0到39.4[Hz]的信号时，能够非常有效地除去噪声分量，所以能够提高信噪比。

图5B示出了未设置电容器C1和C2的放大器电路220的输出信号V2outa的噪声频率分析结果。从图中可以清楚地看出，可以理解的是，噪声具有19μV的DC电压，并且大部分的噪声分量都是20Hz或者更低。因此，利用电容器C3，当从输出信号V2outa中截止0到39.4[Hz]的信号时，能够非常有效地除去噪声分量，所以能够提高信噪比。

因此，利用在放大器电路的级间部分中设置的电容器，能够防止噪声被传送至后续级。所以，在各级的放大器电路中，例如能够在其中噪声被降低至非常低的电平的状态下确定振幅和信号电平。因此，由于信号电平中的误差没有被传送至后续级，因而起动信号输出电路具有非常高的检测精确度和灵敏度。

此外，假定相对于与射频信号的到来周期T相对应的频率(fA≡1/T)，能够保证关系式“fc≤fA”或“fc＜fA”成立。在这种情况下，在除去了诸如闪烁噪声和DC偏移量之类的低频率噪声时，通过整流射频信号而形成的检测信号能够被有效地传送和放大。

通过模拟实验来验证上述操作，并且将在下文中描述所述验证。执行模拟实验，以验证相对于起动信号输出电路200中的预期闪烁噪声可获得的信噪比的电平。所述模拟实验是在以下条件下进行的。

(1)电源

(a)电源电压：3.0V(DC)

(b)电源电流：18μA

(2)射频信号

(a)频率：5.8GHz

(b)功率：-60dBm

(c)输入波形：经过ASK调制后的波形

(d)输入时间：781μsec

(e)输入周期T：2.343msec

(f)1/T：426.8Hz(39.4Hz＝fc)

图6A是示出在已经通过电容器C1之后的各个输入(图4中的b点)的示图；而图6B是示出在已经通过电容器C1之后的输入信号Vloutb(图4中的b点)的电位上的噪声频率分量的示图。图7A是示出缓冲器232的输出(数字转换器电路230的输入)V3out的示图；而图7B和7C中的每一个都是示出输出V3out中所包含的噪声频率分量的示图。

从图5A和6B之间的比较结果可以清楚地看出，可以理解的是，低于150Hz的噪声分量已被显著地消除。此外，从图5B和7B之间的比较结果可以清楚地看出，可以理解的是，输入信号V3out中出现的低于300Hz的噪声分量已被显著地消除。这归功于将电容器C1、C2和C3插入在多级放大器电路的级间部分中的结构的效果。

图8A示出了根据图6B的输入信号和图6B的噪声频率分量表示的信号波形，从而以直观的方式表明了关于放大器电路220的输入信号(图1的b点)的信噪比。图8B示出了根据图7A的输出信号以及图7B和7C的噪声频率分量表示的信号波形，从而直观地表明了关于缓冲器232的输出信号(V3out)的信噪比。根据模拟结果，可以理解的是：能够在放大器电路的各个级间部分中获得相对于检测信号的电平而言基本上无噪声的信噪比。

因此，根据本发明，通过利用各个插入的级间电容器(例如，C1、C2、C3)，能够消除各个放大器电路中存在的DC偏移量。此外，根据作为整个电路产生的带通滤波器的作用，能够提高设备(起动信号输出电路)的信噪比。此外，由于补偿效应用于在构成所述电路各元件特性中的验证，所以本发明在起动信号输出电路200的批量生产中提高成品率而言也同样有效。

本实施例中的检测器/放大器电路210、放大器电路220、缓冲器232和数字转换器电路230对应于权利要求中所述的多级放大器电路。各个放大器电路例如包括：电平转换、电平比较和电平确定，其不具有放大操作。

(其它实施例)

本发明不限于上述实施例，而是可以利用包括如下所述修改的其它实施例来加以实施。即使利用这种修改和更改，也能够根据本发明的操作来获得本发明的优点。

从灵敏度提高的角度来看，尽管优选地使用倍压器电路，但是根据本发明，即使没有所述电路也可以提高灵敏度、检测精确度等等。放大器电路220可以是用于确定关于检测信号和基准信号的电平的高/低关系的确定电路。尽管同样从提高灵敏度和检测精确度的角度来看，优选地在检测器/放大器电路210中使用了差分放大器，但是即使没有使用所述差分放大器，也可以提高灵敏度和检测精确度。

工业实用性

本发明的技术领域是基于现有的日本无线电法的，并且因此符合该法的技术规范。所以，可以设想的是：取决于与例如国家、地区或时间相关联的涉及无线电的控制法上的差异或变化，存在其它的适应领域。

然而，存在这样的变化，即本发明涉及起动信号输出电路，其包括输入具有特定频率的射频信号(RF)并输出DC电位(DC)的RF/DC变频器电路。因此，本发明可用于其它任意的修改，因为它们在其应用的条件下遵循控制法。

Claims

1、一种起动信号输出电路，包括：

多级形式的多级放大器电路，其中检测间歇传输的射频信号以由此产生检测信号，并且根据所述检测信号输出表示所述射频信号已被检测到的起动信号，其特征在于：

电容器C被串联地插入在所述放大器电路的任何一个级间部分中的信号传送线中，由此提供高通滤波器特性。

2、根据权利要求1所述的起动信号输出电路，其特征在于：所述高通滤波器特性的截止频率fc被设成低于与所述间歇传输的射频信号的间歇到来周期T相对应的频率(＝1/T)。

3、根据权利要求2所述的起动信号输出电路，其特征在于：为期望的截止频率fc设置电容器C，以使相对于其输入侧与所述电容器C相连的所述放大器电路的输入阻抗Z，满足：

2πfc·C·|Z|≈1。

4、根据权利要求1-3中任何一个所述的起动信号输出电路，其特征在于：通过将流向构成所述放大器电路的晶体管的偏置电流限制到最小值来向所述放大器电路提供低通滤波器特性，并且通过利用电容器提供的低通滤波器特性和高通滤波器特性来提供带通滤波器特性。

5、根据权利要求1-4中任何一个所述的起动信号输出电路，其特征在于：在所述放大器电路中，用于检测和整流射频信号的最初级中的放大器电路包括：

检测器二极管，用于检测所述射频信号；

差分放大器，其包括差分晶体管对TrL和TrR；和

电流镜电路，用于调节所述差分放大器的电流，

其中作为所述差分晶体管对中的一个的TrL的基极电流基本上与流过所述检测器二极管的电流的直流分量相匹配，并且由所述电流镜电路将流过所述差分晶体管对TrL和TrR的电流的总量调节成基本上恒定。

6、根据权利要求1-5中任何一个所述的起动信号输出电路，其特征在于：在所述放大器电路中，用于检测和整流所述射频信号的最初级中的所述放大器电路还包括：倍压器检测器电路，并且用于检测所述射频信号的所述检测器二极管构成所述倍压器检测器电路的一部分。