CN1799206B - 多信道收发机系统中的近端、远端和回声消除器 - Google Patents

Abstract

根据本发明的收发机接收来自互补发射机的多个频率分隔传输信道的数据，并包括干扰滤波器，用于校正来自除所述互补发射机以外的其他发射机的干扰。例如，所述干扰滤波器能够校正近端串话和回声干扰滤波和/或远端串话干扰滤波。收发机可以包括发射机部分和接收机部分，具有一个或多个接收机，用于接收多个频率分隔传输信道中的信号。基带发射机可以与一个或多个发射机进行组合，将数据发射到频率分隔传输信道之一中。可以利用调制系统的任意组合(例如，针对基带的PAM和针对频率分隔频带的QAM)。在一些实施例中，一个基带PAM发射机与一个或多个频率分隔QAM发射机进行组合。

Description

多信道收发机系统中的近端、远端和回声消除器

技术领域

本发明涉及通信系统中数据的高速通信，更具体地，涉及通信系统中的组件之间数据的高数据率传输。

背景技术

目前，十分关心高速收发机系统，无论是对于内联网环境中的通信还是对于多个系统中的组件之间的通信。作为高数据率系统的示例，正在开发应用5、5E或6类铜线的高速以太网局域网(LAN)、100BASE-TX以太网和1000Base TX以太网(1Gigabit/s)。这些高速系统需要高速数据处理的新技术。高速数据传输技术在广域网和数字订户环路应用中也是有用的。高数据率收发机系统还用在许多骨干平面环境(back-plane environment)中，包括光交换设备、路由器系统、交换机和存储区域联网交换机。利用组件间的高速通信的其他环境包括机箱间通信和芯片到芯片通信。

典型地，通过发射具有来自被称为符号集合的电压集合的电压的信号，在通信系统中传送数据。符号集合中的每个符号(即电压电平)表示数据的一个或多个数字比特。用在这种环境中的现有技术典型地使用非归零(NRZ)调制，在高带宽传输介质上发射和接收信息。其他普通符号集合包括MLT3、PAM或QAM系统。典型地，将在这种网络上发送高速数据的收发机称作串行器/解串器或串并转换器(SERDES)设备。

图1A示出了典型收发机环境100的方框图。组件101-1到101-Q用于分别通过输入/输出(I/O)端口102-1到102-Q传输和接收数据，I/O端口102-1到102-Q通过传输介质110相连。传统上，组件101-1到101-Q是串并转换器设备。收发机环境100可以表示骨干平面环境(其中组件101-1到101-Q彼此物理上相互靠近)或联网环境(其中组件101-1到101-Q更加分离)。

图1B示出了串并转换器设备101-1到101-Q之一在I/O端口102-1到102-Q上的传统发射机部分的方框图。在比特编码器105中接收并行数据。比特编码器105对并行数据进行编码，例如，通过增加输入数据的冗余度，以确保输出数据流中最小的数据转换率。典型的编码方案包括比率8/10(8比特输入到10比特输出)编码。在并行到串行转换器106中，将并行数据串行化。然后，输出驱动器107接收来自并行到串行转换器106的串行化数据，并通常输出用于在传输介质110上传输的差分电压信号。此外，通常存在为编码器105和并行到串行转换器106提供所需时钟信号的锁相环(PLL)114。PLL 114的输入信号是来自系统PLL 103的基准时钟信号。

图1C示出了图1A的串并转换设备101-1到101-Q之一在I/O端口102-1到102-Q上的传统接收机108的示例。输入驱动器109接收来自传输介质110的差分电压信号，并向时钟和数据恢复电路115输出模拟数据信号。在一些系统中，数据恢复115可以进行均衡，恢复定时，并向串行到并行转换器111输出数据的串行比特流。将串行数据输入比特解码器112，将并行数据转换为并行解码数据。时钟和数据恢复电路115还向串行到并行转换器111和比特解码器112输出所需的时钟信号。

各种数据传输环境的实际需求可能变化很大(例如，LAN环境具有不同于骨干平面环境的传输要求)。例如，针对骨干平面环境的传统串并转换器系统100能够在铜线骨干平面通信系统中、在FR4铜线对上、以高达2.5Gbps到3.125Gbps的数据率进行串行数据通信。目前采用5、5E或6类铜线的系统能够利用以太网实现高达1Gbit/sec的串行数据通信。现有串并转换器系统100的最大问题之一在于：其是非常带宽低效的，即在一对铜线上，其需要3.125GHz的带宽来传输和接收2.5Gbps的数据。因此，非常难以增加通过总线110的数据率。此外，串并转换器系统100需要实现高时钟速率(对于2.5Gbps数据率为3.125GHz)锁相环(PLL)114，用于传输数据，并在数据恢复115中恢复高时钟速率。对于较高数据率的系统，接收机108需要在其中确定数据恢复115中的接收符号是1还是0的定时窗口为大约320ps。此定时窗口对于数据恢复115和PLL 114的设计提出了极为苛刻的要求，因为其必须具有非常低的峰到峰抖动。

传统的联网环境以较慢的波特率进行操作，但具有相似的困难。作为示例，可以通过四(4)个铜双绞线对、以125MHz传输PAM-5数据来实现1吉比特传送。需要在联网环境中实现更高的数据率。

传统的串并转换器系统100还具有其他问题，包括由于来自传输介质110所引入的色散的符号间干扰(ISI)而引起的眼图闭合。ISI是传输介质110的铜线与传输信号中的低频分量相比衰减传输信号中的高频分量的事实的直接结果。因此，数据率越高，传输数据所承受的ISI越大。此外，用在串并转换器设备100中的电连接器和电连接(例如，过孔和其他组件)引起反射，也引起ISI。

为了克服这些问题，必须在数据恢复115中，对接收到的信号进行均衡。但是，在现有的甚高数据率铜线系统中，如果不是由于高波特率而不可能，均衡也非常难以进行。用于对付ISI的更为通用的技术公知为“预加重”或预均衡，在传输期间，在比特编码器105和输出驱动器107中进行。在一些传统系统中，衰减传输信号中低频的幅度，以补偿总线传输介质110对高频分量的较高衰减。尽管这使得接收机对于ISI更加鲁棒，由于信号噪声比(SNR)的损失，预加重降低了通信系统100的传输介质110上的传输的整体噪声承受度。在较高的数据率，传统系统很快由于增长的需求而变得难以应对。

传统串并转换器系统100的另一困难在于校正近端串话(NEXT)干扰、远端串话干扰(FEXT)和回声消除。NEXT干扰表示设备101-q、设备101-1到101-Q中任意一个的发射机部分与设备101-q的接收机部分之间的干扰，其中干扰发射机部分正在与接收机部分分离的导体上进行传输。回声表示设备101-q的发射机部分与设备101-q的接收机部分之间的干扰，其中发射机部分正在与接收机部分相同的线路上进行传输。FEXT表示向设备101-q的接收机部分进行传输的对方发射机部分的发射机之间的干扰。在多数情况下，设备101-q的发射机104和接收108相邻设置，作为收发机串并转换器设备101-1，并且可以共享去往总线110的总线线路。此外，在多数情况下，设备101-q与能够对设备101-q的接收机部分提供干扰的设备101-1到101-Q中的一个或多个对方进行通信。例如，在能够支持高传输速率的、采用5、5E或6类电缆的系统中，NEXT、FEXT和回声干扰可能会成为问题。

因此，需要一种更为鲁棒的系统，用于以非常高的速度、在传输系统中传输数据。

发明内容

根据本发明，提出了一种收发机，实现了数据总线上非常高的数据传输率，利用了互连系统的信号衰减属性，校正了除接收机的互补发射机以外的其他发射机对接收机的干扰。这些干扰可以包括近端串话(NEXT)、远端串话(FEXT)和/或回声干扰。

收发机可以包括一个或多个独立发射机和一个或多个独立接收机，其中至少一些发射机在多个频率分隔信道上传输数据。根据本发明的收发机包括干扰滤波器，可以包括NEXT、FEXT和/或回声滤波器，针对由收发机中的一个或多个接收机中的每一个接收到的传输数据，校正由收发机中的一个或多个相邻发射机产生的干扰或来自收发机的接收机的互补发射机的一个或多个相邻发射机的干扰。

因此，根据本发明的收发机包括：接收机部分，包括至少一个接收机，用于接收来自互补发射机的、通过传输介质的信号，所述至少一个接收机包括多个解调器，用于接收来自对应多个频率分隔信道的信号；以及干扰滤波器，与接收机部分相邻，实质上减少由接收机部分接收到的信号中的干扰，所述干扰由与来自除互补发射机以外的其他发射机的多个对应频率分隔信道中的每一个相关的传输引起。所述干扰滤波器可以包括任意数量的滤波器，包括远端串话(FEXT)滤波器和近端串话和回声滤波器。

根据本发明的发射机可以包括任意数量的发射机和至少一个接收机。每个发射机可以与分离收发机的互补接收机进行通信。此外，至少一个接收机中的每一个可以与分离收发机的互补发射机进行通信。于是，每个接收机与不同收发机的互补发射机进行通信，并且和与之一起形成收发机的一个或多个发射机相邻。在一些情况下，来自一个收发机的所有发射机和接收机与单一远端收发机的对应对方进行通信。

在数据传输系统中，来自第一收发机的发射机通过传输介质与来自第二收发机的接收机相连。发射机接收具有N比特的并行数据，并将N比特分割为用于传输的子集。在一些实施例中，将N比特分割为用于在基带和K个频率分隔信道中进行传输的(K+1)个子集。发射机用于在传输介质上传输信号。将用于在K个频率分隔信道中进行传输的数据的K个子集上转换为对应于这些信道的频率。在传输介质上传输总和K个上转换后的信道和可能存在的基带信道而得到的总和输出信号。

收发机的接收机接收来自互补发射机的、通过传输介质的数据。在一些实施例中，接收来自传输介质的、来自基带和K个频率分隔信道的数据，并恢复由互补发射机传输的数据的并行比特。在一些实施例中，从传输介质接收来自K个分离信道的数据，而不利用基带信道。

除了由来自相邻发射机的近端串话、来自其他远端发射机的远端串话和相同传导介质上来自发射机的回声(在5、5E或6类电缆或铜线对的情况下)所引起的对由根据本发明的收发机中的接收机接收到的数据的干扰以外，数据还可能承受符号间干扰(ISI)以及交叉信道干扰。交叉信道干扰是由于通信发射机和接收机对之间的上转换和下转换中的谐波产生。因此，本发明的实施例也可以包括针对这些干扰机制的滤波器，例如，数据中的符号间干扰和交叉信道干扰。

下面，将参照附图，对这些和其他实施例进行进一步的讨论。

附图说明

图1A、1B和1C示出了在骨干平面上传输数据的传统系统的方框图。

图2A示出了根据本发明的传输系统的方框图。

图2B示出了根据本发明的收发机的方框图。

图2C示出了根据本发明、图2所示的收发机的发射机的方框图。

图2D示出了根据本发明、图2所示的收发机的接收机的方框图。

图2E示出了根据本发明的收发机对配置的实施例的方框图。

图2F示出了根据本发明的收发机对配置的另一实施例的方框图。

图3示出了根据本发明、传输介质上衰减对传输频带的曲线图。

图4A和4B示出了根据本发明的传输调制器的实施例的方框图。

图5示出了根据本发明的接收机的实施例的方框图。

图6示出了根据本发明的近端串话(NEXT)干扰滤波器的实施例的一部分的方框图。

图7示出了根据本发明的远端串话(FEXT)干扰滤波器的实施例的一部分的方框图。

在附图中，应当认为在不同的图上以相同的标识表示的元素具有相同或相似的功能。

具体实施方式

图2A示出了根据本发明的传输系统200的方框图。系统200包括通过传输介质110相连的任意数量的组件201-1到201-P，以组件201-p表示组件201-1到201-P中的任意一个。传输介质110可以将组件201-p连接到所有组件201-1到201-P，或者可以将组件201-p连接到组件201-1到201-P中选定的组件。在一些实施例中，组件201-1到201-P的独立发射机和接收机通过5、5E或6类铜双绞线连接在一起。此外，在一些实施例中，传输介质110可以包括路由器，以形成传输网络(例如，轴辐网络)，以便在组件201-1到201-P的独立组件之间传输数据。

系统200可以表示任意传输系统，例如，局域网(LAN)、广域网(WAN)、数字订户环路、机箱到机箱数字通信系统或芯片到芯片互连，组件201-1到201-P表示独立的计算机系统、卡、机箱或芯片。

传输信道110可以表示任意传输信道，包括光信道、红外信道、无线信道、多绞线铜线对(如5、5E或6类电缆)、铜线、FR4铜线或基于铜的骨干平面互连信道。此外，任何传导介质均可用在传输信道110中。传输信道110还可以包括如路由器等联网设备，直接在独立组件之间进行连接。典型地，传输信道110比低频信号更多地衰减高频信号。结果，与低数据率传输相比，符号间干扰问题典型地对于高数据率传输更大。此外，来自相邻信号的串话随着传输频率增加。

作为示例，在本公开中讨论利用多对铜双绞线对的传输系统。应当注意，其他传输环境中的其他传输介质可以用于传输系统。

组件201-1到201-P分别包括收发机255-1到255-P。反过来，每个收发机255-1到255-P分别包括发射机部分210-1到210-P和接收机部分220-1到220-P。每个发射机部分210-1到210-P包括一个或多个根据本发明的独立发射机，每个接收机部分220-1到220-P包括一个或多个根据本发明的独立接收机。在一些实施例中，组件201-1到201-P中的特定组件可以只包括发射机部分，而其他组件可以只包括接收机部分。因此，在传输系统200的一些实施例中，一些发射机部分210-1到210-P可能缺失，以及一些接收机部分220-1到220-P可能缺失。

图2B示出了根据本发明的收发机255-p(收发机255-1到255-P中的任意一个)的实施例。图2B所示的实施例包括滤波器，用于减少接收机部分220-p接收到的信号中来自除了传输与那些信号干扰的信号中所涉及的发射机以外的其他发射机的干扰。在图2B中，示出了NEXT和回声滤波器250以及FEXT滤波器251。通常，这些滤波器之一或全部可以出现在根据本发明的收发机255-p的实施例中。

收发机255-p的发射机部分210-p包括发射机270-1到270-T，发射机270-t表示发射机270-1到270-T中的任意一个。发射机270-t接收来自数据分配271的N_t ^T比特，并在传输介质110上传输与N_t ^T比特相对应的数据。如图2B所示，在线路对上传输来自所示实施例中的发射机270-t的数据。

收发机255-p的接收机部分220-p包括接收机272-1到272-R，接收机272-r表示接收机272-1到272-R中的任意一个。接收机272-r接收来自传输介质110的数据，并向数据解析273输出N_r ^R比特。数据解析273输出由接收部分220-p接收到的数据流和与数据流对应的接收时钟。应当注意，收发机255-p中的发射机的数量T和接收机的数量R不必相同。

在本发明的一些实施例中，可以将传输介质110的一对铜线用于传输和接收。例如，发射机270-t和接收机272-r可以共享一对铜线。此共享线路配置导致发射机270-t和接收机272-r之间的回声干扰。回声干扰表示在来自两个源的共享线路配置中、在接收机272-r处接收到来自发射机270-t的传输信号。来自发射机270-t的传输信号直接出现在接收机272-r上；以及由发射机270-t的对应接收机(即，发射机270-t正在向其发送数据的接收机)和可能会反射回发射信号的、传输介质110中的其他连接和阻抗失配反射来自发射机270-t的发射信号，由接收机272-r检测。

除了在接收机272-r处的回声干扰，每个发射机270-1到270-T可以距离接收机272-r足够近，从而使接收机272-r接收由每个发射机270-1到270-T传输的信号。接收机272-r也可以通过传输介质110中的线路附近接收由发射机270-1到270-T传输的信号，例如，因为从一个铜线对向另一铜线对的信号泄漏。因此，可能会出现对在接收机272-r处接收来自发射机270-1到270-T的信号的干扰，或NEXT干扰。

因此，为了校正NEXT和回声干扰，收发机255-p的一些实施例包括NEXT/回声滤波器250。NEXT/回声滤波器250从每个发射机270-1到270-T接收输入数据，并向每个接收机272-1到272-R输出校正数据。在一些实施例中，NEXT/回声滤波器250的各个部分可以分布在每个接收机272-1到272-R中。NEXT/回声滤波器250为每个接收机272-1到272-R校正由发射机270-1到270-T引起的回声干扰和NEXT干扰，尤其是在发射机/接收机对共享传输介质的情况下。

接收机272-1到272-R还可以包括FEXT滤波器251。FEXT滤波器251从每个接收机272-1到272-R接收输入，并向每个接收机272-1到272-R输出校正数据。因此，FEXT滤波器251校正与每个接收机272-1到272-R相对应的接收机(即向接收机272-1到272-R传输数据的每个发射机)之间的交叉干扰。

在操作中，组件201-p的一个或多个发射机270-1到270-T与其他组件201-1到201-P中的互补接收机进行通信。此外，一个或多个接收机272-1到272-R可以与其他组件201-1到201-P中的互补发射机进行通信。此外，在一些实施例中，可以由与传输源时钟信号同步的锁相环(PLL)203提供针对所有组件201-1到201-P的定时。在一些实施例中，PLL 203提供基准时钟信号，每个组件201-1到201-P可以包括任意数量的锁相环，以提供内部定时信号。

在一些实施例中，每个组件201-1到201-P具有其自身的基准时钟，由频率调整电路对其进行补偿。如2002年12月4日递交的美国专利申请10/410255和2002年6月10日递交的美国专利申请10/167158(将其一并在此作为参考)中所述，组件201-1到201-P之间的定时是匹配的，从而使基带频率对于每个组件201-1到201-P都是相同的，而且互补发射机/接收机对之间的上转换和下转换混频器以相同的频率进行操作。每个组件201-1到201-P在其中以不同频率进行操作的系统的复杂度可能会显著增加。

在一些系统中，例如骨干平面系统或机箱互连，通过传输介质110的传输距离(即组件201-1到201-P之间的物理间隔)可能低至1到11.5米。在一些芯片到芯片环境中，组件201-1到201-P之间的物理间隔可能少得多(例如几毫米或几厘米)。在局域网或广域网应用中，组件201-1到201-P之间的间隔可以达到100m(LAN)和几公里(WAN应用)。此外，在一些实施例中，传输信道110可以是携带组件201-1到201-P之间的差分信号的多铜绞线对(或任何其他电流承载线路配置)，例如5、5E或6类电缆。在一些实施例中，组件201-1到201-P可以共享线路，从而可以使用较少的线路。但是，在一些实施例中，专用传导路径可以连接在至少一些组件201-1到201-P之间。此外，传输介质110可以是光学介质、无线介质或数据总线介质。

收发机255-p的每个发射机270-1到270-T和接收机272-1到272-R可以与组件201-1到201-P的一个或多个收发机的互补发射机和接收机进行通信。例如，每个发射机270-1到270-T可以与一个或多个组件201-1到201-P的互补接收机进行通信。此外，每个接收机272-1到272-R与一个或多个组件201-1到201-P的互补发射机进行通信，但不必来自同一个组件201-1到201-P。应当注意，发射机210-p和接收机220-p可以分别与组件201-1到201-P的收发机255-1到255-P的接收机和发射机的任意组合进行通信。在本公开所讨论的特定实施例中，每个组件201-1到201-P与组件201-1到201-P的互补对方进行通信。

图2C示出了根据本发明的发射机270-t(包括在收发机255-p中的发射机270-1到270-T中的任意一个)实施例的方框图。收发机255-p是收发机255-1到255-P中的任意一个。为了便于讨论，可以忽略表示特定收发机和特定收发机中的哪个发射机或接收机的各个元件的脚标和命名，而只是为了使讨论更清楚而添加。在上下文和讨论中，特定的发射机或接收机和收发机是清楚的，特定的发射机或接收机组件可以延伸到其他发射机和接收机。

发射机270-t在比特分配块211接收N_t ^T比特并行数据信号，以在介质110上传输。比特分配块211还接收来自PLL 203的基准时钟信号。比特分配块211将N_t ^T个输入比特分割为分配给多个信道的比特组。在图2C所示的实施例中，分配块211将N_t ^T个输入比特分割为K+1个独立信道，从而分别有n₁到n_K个比特输入到上转换调制器212-1到212-K，以及n₀个比特输入到基带调制器217。一些实施例不包括基带调制器217。基带调制器217和上转换调制器212-1到212-K总共在(K+1)个信道内进行传输。在一些实施例中，将N_t ^T个比特中的每一个分配给K+1个独立信道之一，从而n₀到n_K的总和等于比特总数N_t ^T。在一些实施例中，比特分配块211可以包括错误编码、冗余和其他全面编码，从而由比特分配块211输出的比特数(即 $\underset{i=0}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{n}_i$ )大于N_t ^T。

每个上转换调制器212-1到212-K对输入的数字数据进行编码，并输出以不同的载波频率调制的信号。因此，输出被输入到上转换调制器212-k(发射机270-t的上转换调制器212-1到212-K中的任意一个)的n_k个数字数据比特，作为载波频率为f_k的第k个传输信道中的模拟信号。此外，基带调制器217(如果存在)在基带信道内进行传输。在2001年7月11日递交的美国专利申请序列号09/904432、2001年9月26日递交的美国专利申请序列号09/965242、2002年2月6日递交的申请序列号10/071771和2002年12月4日递交的申请序列号10/310255(均转让给与本公开相同的受让人，并将其一并在此作为参考)中进一步包括了对发射机270-t的实施例的讨论。

图3示意性地示出了传输介质110的典型传输信道H(f)的传递函数。如图所示，高频处的衰减大于低频处的衰减。上转换调制器212-1到212-K以其中心分别为频率f₁到f_k的载波频率传输模拟数据。因此，调制器212-1到212-K分别在传输信道301-1到301-K中进行传输。基带调制器217在以0频率为中心的传输信道301-0中进行传输。在一些实施例中，每个传输信道301-0到301-K的宽度可以相同。每个传输信道301-0到301-K的频带宽度可以足够窄，从而相邻传输信道301-0到301-K之间存在较少的重叠或没有重叠。在一些实施例中，由于对低频信道的衰减比对高频信道的衰减小得多，低频信道可以是比特满载的，以携带比较高载波频率所能携带的比特数每波特间隔更高的比特数每波特间隔。

如图2C所示，则来自每个上转换调制器212-1到212-K的模拟数据信号y₁(t)到y_K(t)分别表示每个信道301-1到301-K中的传输信号。然后，将信号y₁(t)到y_K(t)输入求和器213，并可以将从求和器213输出的总和模拟信号输入高通滤波器215。将高通滤波器215的输出信号输入求和器216，在求和器216处，将其与来自基带调制器217的基带信号y₀(t)求和。高通滤波器215防止上转换调制器212-1到212-K在基带信道内传输信号，并减少或消除考虑由基带调制器217产生的信号与由上转换调制器212-1到212-K产生的信号之间的交叉信道干扰的必要。

将求和器216的输出信号z(t)输入输出驱动器214。在一些实施例中，输出驱动器214产生与信号z(t)相对应的差分传输信号，以硬在传输介质110上进行传输。如果传输介质110是光学介质，输出驱动器214也可以是响应信号z(t)调制光信号强度的光驱动器。在通过传输介质110传输之后，由一个组件201-1到201-P中的互补接收机接收信号z(t)。

图2D示出了收发机255-p的接收机部分220-p的接收机272-r的示例。接收机272-r可以将源自另一组件201-1到201-P的互补发射机的信号接收到输入缓冲器224中。在一些实施例中，可以在输入缓冲器224接收光信号，在这种情况下，输入缓冲器224包括光检测器。输入缓冲器224的输出信号Z(t)与互补发射机的输出信号非常相关，但表现出通过传输介质110的传输的效果，包括符号间干扰(ISI)。此外，在信号Z(t)中也包括来自由收发机255-p的发射机210-p传输的信号的近端串话干扰和可能的回声干扰。而且，信号Z(t)可以包括由与互补发射机相邻的发射机传输的信号所引起的FEXT干扰。

将信号Z(t)输入每个下转换解调器222-1到222-K和基带解调器223。下转换解调器222-1到222-K分别解调来自每个传输信道301-1到301-K的信号，并分别恢复每个载波频率f₁到f_K的比特流。如果基带信道存在，基带解调器223恢复在基带信道中进行传输的比特流。于是，来自每个下转换解调器222-1到222-K的输出信号分别包括n₁到n_K个并行比特，来自基带解调器223的输出信号包括n₀个并行比特。在如图2D所示的实施例中，基带解调器223和下转换解调器222-1到222-K中的每一个可以与NEXT/回声滤波器250相连，可以与FEXT滤波器251相连，以及可以连接为用于接收来自其他基带解调器223和下转换解调器222-1到222-K中的每一个的信号。因此，在一些实施例中，每个基带解调器223和下转换解调器222-1到222-K均可以校正NEXT和回声干扰、FEXT干扰和交叉信道耦合干扰。如上所述，根据本发明的接收机272-r的实施例可以包括一个或多个NEXT/回声滤波器250和FEXT滤波器251。

尽管这里所讨论的实施例描述了具有(K+1)个信道的发射机和具有(K+1)个信道的接收机，本领域普通技术人员应当意识到，图2C所示的收发机255-p的发射机270-t和收发机255-p的接收机272-r可以使用以不同的传输频率f₁到f_K为中心的不同数量的传输信道。互补收发机/接收机对(即发射机270-t和通过传输介质110与发射机270-t相连的接收机，或接收机272-r和通过传输介质110与接收机272-r相连的发射机)利用公用的传输信道集合。在以下具体描述的实施例中，每个收发机255-1到255-P的传输频率f₁到f_K是频率f₀的整数倍。

如图2D所示，将来自基带解调器223和下转换解调器222-1到222-K的输出信号输入比特解析221，在比特解析221，重构具有N_r ^R个并行比特的传输信号。接收机272-r还接收来自PLL 203的基准时钟信号，可以用于产生内部定时信号。此外，接收机系统220-p与来自比特解析221的N比特输出信号一起输出接收时钟信号。在一些实施例中，每个收发机255-1到255-P均包括定时恢复，以便匹配互补发射机/接收机对之间的数据传输定时。在发射机270-1到270-T与另一收发机的互补接收机进行通信、接收机272-1到272-R与相同的另一收发机的互补发射机进行通信的实施例中，可以匹配收发机对之间的定时。

下转换解调器222-1到222-K(以及在一些实施例中，基带解调器223)可以进一步相连，从而能够消除交叉信道干扰。在发射机210-p的滤波器215不存在或未完全从加法器213的输出信号中移除基带的实施例中，仍然需要考虑基带信道中的交叉信道干扰。由于上转换处理中的混频器，可以从互补发射机的每个调制器产生每个信号的多次谐波。例如，以发射机270-t的实施例作为示例，上转换调制器212-1到212-K能够以分别等于f₀、2f₀、…、Kf₀的载波频率f₁到f_K进行传输。基带调制器217以基带频率进行传输，例如，基带调制器217不传输载波。

由于发射机272-r的混频器中的谐波，以载波频率f₁传输的信号也在基带和频率2f₁、3f₁、…进行传输。此外，以载波频率f₂传输的信号也在基带和频率2f₂、3f₂、…进行传输。因此，任何时刻，信道的任意谐波的任意带宽均与其他信道或其他信道的谐波重叠，由于上转换调制器212-1到212-K的混频器中的谐波，可能会发生严重的交叉信道符号干扰。例如，在载波频率是f₀的倍数的情况下，以f₀传输的信道1同样在0、2f₀、3f₀、…进行传输，即在其他信道的每一个中进行传输。

类似地，接收机272-r的互补发射机将产生交叉信道干扰。此外，下转换解调器222-1到222-K的下转换器也产生谐波，例如，这意味着第三信道的一些传输将被下转换到第一信道。因此，在收发机255-p的接收机221-1到221-K的下转换处理中可能会产生其他交叉信道干扰。本发明的一些实施例校正交叉信道符号干扰和符号间干扰。应当注意，公知的是，如果与输入信号混频的谐波的占空比为50％，则只产生奇次谐波。偶次谐波需要更高或更低的占空比。

在一些实施例中，每个信道301-1到301-K的符号波特率可以是相同的。在一些实施例中，可以通过改变低频分量的符号集合，从而能够编码更多数量的比特，来实现比特满载(bit-loading)。

如图2B和2C所示，将来自每个发射机270-1到270-T的基带调制器217和上转换调制器212-1到212-K中的每一个的信号输入NEXT/回声滤波器250。NEXT/回声滤波器250(在一些实施例中，可以分布在每个接收机272-1到272-R的基带解调器223和下转换解调器222-1到222-K中)计算对由接收机272-1到272-R接收到的数据的校正。例如，由针对近端串话和回声干扰的NEXT/回声滤波器250校正在接收机272-r的基带解调器223和下转换解调器222-1到222-K中的每一个中接收到的数据。

由于以上针对交叉信道干扰滤波器而讨论的多种相同原因，基带调制器217和上转换调制器212-1到212-K中的每一个可以干扰基带解调器223和下转换解调器222-1到222-K中的每一个，即使其以不同的频率进行操作。由于谐波，在一个调制器频率的干扰可以干扰不同解调器频率处的接收信号。在本发明中一个发射机270-1到270-T与一个接收机272-1到272-R共享传输介质110中的单一连接的实施例中，则NEXT/回声滤波器250也可以实现对回声干扰的校正。同样，由于谐波，可以针对共享连接的发射机270-t的基带调制器217和上转换调制器212-1到212-K中的每一个，校正基带解调器223和下转换解调器222-1到222-K中的每一个。

此外，FEXT滤波器251校正来自与接收机272-r相连的发射机相邻的发射机的干扰。由于以上多种相同原因，与接收机272-r的互补发射机相邻的其他发射机干扰由接收机272-r的基带解调器223和下转换解调器222-1到222-K接收到的信号。

图4A示出了发射机270-t(图2C)的基带解调器217的实施例。基带解调器217可以包括加扰器454和编码器455。加扰器454用于使数据白化。编码器455将输入基带解调器217的n₀比特编码为n₀+l比特。然后，将编码器455的输出信号输入符号映射器456。符号映射器456将n₀+l个并行比特转换为用于传输的符号。在一些实施例中，符号映射器456可以是PAM编码器。PAM符号集合可以是任意尺寸的。例如，在一些实施例中，可以利用16级符号集合(16-PAM)来表示n₀+l＝4个并行比特。编码器455可以提供3/4编码或无编码。将符号映射器456的输出信号输入数字到模拟转换器457，将由符号映射器456确定的符号集合转换为对应的输出电压。

在一些实施例中，通过滤波器458对DAC 457的模拟输出信号进行预滤波。在一些实施例中，滤波器458可以准备用于通过介质110传输的输出信号(参见图2A)，从而针对由信道引起的失真，校正由接收机接收的信号。例如，如果已知传输介质110的基带信道具有传递函数(1+D(z))，则滤波器458可以执行等于1/(1+D(z))的传递函数，以便抵消传输介质110的传递函数。可以将滤波器458的输出信号输入低通滤波器459。滤波器459移除高频内容，其可能会干扰更高频率信道上的传输。滤波器459的输出信号是基带信号信号y₀(t)。利用与求和器213相连的低通滤波器459和高通滤波器215的组合，能够最小化或消除基带信道(信道310-0)与高频信道301-1到301-K之间的交叉信道干扰。

图4B示出了上转换调制器212-k(上转换调制器212-1到212-K中的任意一个(图2C))的实施例的方框图。上转换调制器212-k接收n_k比特每波特间隔(1/B_k)，用于在子信道301-k中进行传输。参数B_k表示传输的波特率或符号速率。在加扰器401中接收n_k比特。加扰器401对n_k比特进行加扰，并输出n_k比特的加扰信号，使数据白化(whiten)。

然后，将加扰器401的n_k个并行比特的输出信号输入编码器402。尽管可以采用任何编码方案，编码器402可以是格码编码器，用于提供纠错能力。格码编码允许数据传输中的冗余，而不必增加波特率或信道带宽。例如，在以下文章中进一步讨论了格码编码：BERNARDSKLAR，DIGITAL COMMUNICATIONS，FUNDATMENTALS AND APPLICATIONS(Pretice-Hall，Inc.，1998)、G.Ungerboeck.，“Trellis CodingModulation with Redundant Signal Sets，Part I.Introduction，”IEEE Communications Magazine，vol.25，no.2，Feb.1987，pp.5-11和G.Ungerboeck.，“Trellis Coding Modulation withRedundant Signal Sets，Part II.State of the Art，”IEEECommunications Magazine，vol.25，no.2，Feb.1987，pp.12-21。其他编码方案包括块编码方案，如Reed-Solomon编码器和BCH编码器，例如参见G.C.CLARK，JR.和J.B.CAIN.，ERROR CORRECTIONCODING FOR DIGITAL COMMUNICATIONS(Plenum Press，New York，1981)，但是，其导致了信道带宽使用率的增加。典型地，从编码器402输出的信号包括多于n_k的比特(n_k+le)。在一些实施例中，编码器402可以是增加一个额外比特的格码编码器，换句话说，编码器402可以是比率n_k/n_k+1编码器，例如，参见G.Ungerboeck.，“TrellisCoding Modulation with Redundant Signal Sets，Part I.Introduction，”IEEE Communications Magazine，vol.25，no.2，Feb.1987，pp.5-11，和G.Ungerboeck.，“Trellis CodingModulation with Redundant Signal Sets，Part II.State of theArt，”IEEE Communications Magazine，vol.25，no.2，Feb.1987，pp.12-21。在一些实施例中，可以增加额外比特，以确保最小的过渡速率，从而能够在接收机220-p有效地实现定时恢复。典型地，将编码器称作n_k/n_k+le编码器。

将编码器402的输出信号输入符号映射器403。符合映射器403可以包括任意的符号映射方案，用于将来自编码器402的并行比特信号映射为用于传输的符号值。在一些实施例中，符号映射器403是QAM映射器，将来自编码器的(n_k+le)个比特映射到具有至少2^nk+le个符号的符号集合上。与符号映射器403的QAM映射器相结合的编码器402的格码编码器可以提供对子信道301-k的格码编码QAM调制。

将编码器402的编码输出比特输入映射器403。在n_k＝6且le＝1的示例中，将来自编码器402的7比特输入映射器403。如果编码器402是16状态的，上述比率2/3编码器，则编码器402的3比特可以是3个最高有效比特(MSB)，而4个未编码比特可以是最低有效比特(LSB)。

在一些实施例中，可以使用16符号QAM方案。在这些实施例中，可以将未编码的4比特(或3/4编码方案中的3比特)直接映射到16个QAM符号上。在一些实施例中，可以将4比特编码为32QAM符号集合(以4/5编码方案)。一般来说，可以使用任意尺寸的符号集合。

符号映射器403的输出信号可以是以同相信号I_k(v)和正交信号Q_k(v)表示的复数信号，其中v表示时钟信号CK1的第v个时钟周期的整数，时钟信号CK1的频率等于波特率B_k。每个信号I_k(v)和Q_k(v)是表示其所代表的符号值的数字信号。在一些实施例中，可以使用具有128个符号的星座图上的QAM映射器。其他星座图和映射对于本领域普通技术人员而言是已知的，例如参见BERNARD SKLAR，DIGITALCOMMUNICATIONS，FUNDATMENTALS AND APPLICATIONS(Pretice-Hall，Inc.，1998)以及E.A.LEE和D.G.MESSERSCHMITT，DIGITALCOMMUNICATIONS(Kluwer Academic Publishers，1998)。于是，I_k(v)和Q_k(v)的不同组合的个数表示QAM映射的符号集合中的符号数，其数值表示QAM映射的星座。QAM符号集合的其他示例包括16QAM符号集合(16-QAM)和4/5编码32-QAM符号集合(4/5编码32QAM)。

将来自符号映射器403的信号I_k(v)和Q_k(v)分别输入数字到模拟转换器(DAC)406和407。DAC 406和407以与符号映射器403相同的时钟速率进行操作。因此，在一些实施例中，DAC 406和407以符号速率(传输时钟频率B_k)为时钟。可以将来自DAC 406和407的模拟输出信号(分别以I_k(t)和Q_k(t)表示)分别输入低通滤波器408和409。低通滤波器408和409是在基带中通过由I_k(t)和Q_k(t)表示的符号而阻断基带信号的倍频范围反射的模拟滤波器。

然后，将低通滤波器408和409的输出信号(分别以I_k ^LPF(t)和Q_k ^LPF(t)表示)上转换到中心频率f_k，以产生输出信号信号y_k(t)，第k信道信号。在乘法器410中将来自低通滤波器408的输出信号I_k ^LPF(t)乘以cos(2πf_kt)。在乘法器411中将来自低通滤波器409的输出信号Q_k ^LPF(f)乘以sin(2πf_kt)。信号sin(2πf_kt)可以由PLL 414根据基准时钟信号产生，信号cos(2πf_kt)可以通过π/2移相器413产生。

但是，因为混频器410和411典型地不是理想混频器，而且输入混频器410的正弦波和输入混频器411的所得到的余弦波通常不同于正弦波；也产生具有频率f_k的谐波的信号。通常，输入混频器410和411的谐波信号更接近于类方波信号，而不是正弦波信号。即使“正弦波输入”是真正的正弦波，通常使用的混频器(如Gilbert单元)可能会用作带限开关，得到具有以与“正弦波输入”信号相同的频率交替正负电压的谐波信号。因此，仍然将滤波器408和409的输出信号与更为接近类方波而不是正弦波的信号相乘。结果，也产生频率为2f_k、3f_k、…的信号，以及基带内的信号(0f_k)。尽管这些信号的幅度可能与高次谐波一起被衰减，但在输出信号中是不可忽略的。此外，如果输入混频器的谐波正弦波的占空比为50％，偶次谐波(即，0f_k、2f_k、4f_k、…不存在。否则，所有谐波的一些分量都将出现。

在求和器412中，对乘法器410和411的输出信号求和，以形成：

$y_k\left(t\right)={\mathrm{\ξ}}_k^0{I}_k^{\mathrm{LPF}}\left(t\right)-{\mathrm{\ζ}}_k^0{Q}_k^{\mathrm{LPF}}\left(t\right)+\underset{n>0}{\mathrm{\Σ}}({\mathrm{\ξ}}_k^n{I}_k^{\mathrm{LPE}}\cos \left(2\mathrm{\πn}{f}_{k}t\right)-{\mathrm{\ζ}}_k^n{Q}_k^{\mathrm{LPF}}\sin \left(2\mathrm{\πn}{f}_{k}t\right))(k\≥1)---\left(1\right)$

其中ξ_k ⁿ和ζ_k ⁿ是谐波对y_k(t)的作用。如果混频器410和411的谐波输入信号的占空比接近50％，偶次谐波较低，而奇次谐波由 ${\mathrm{\ξ}}_k^n=1/n$ 和

${\mathrm{\ζ}}_k^n=1/n$ 给出。

于是，发射机210-p(图2B)的总输出，来自求和器216的输出由等式(2)给出：

$z\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{y}_k\left(t\right)---\left(2\right)$

在频率f₁到f_k分别由频率f₀到Kf₀给出的示例中，则发射机210-p的总输出信号z(t)由等式(3)给出：

$z\left(t\right)=y_0\left(t\right)+\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\ξ}}_k^0{I}_k^{\mathrm{LPF}}\left(t\right)-{\mathrm{\ζ}}_k^0{Q}_k^{\mathrm{LPF}})+$

${\mathrm{\ξ}}_1^1{I}_1^{\mathrm{LPF}}\left(t\right)\cos {\mathrm{\ω}}_{0}t-{\mathrm{\ζ}}_1^1{Q}_1^{\mathrm{LPF}}\left(t\right)\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t+$

$({\mathrm{\ξ}}_1^2{I}_1^{\mathrm{LPF}}\left(t\right)+{\mathrm{\ξ}}_2^1{I}_2^{\mathrm{LPF}}\left(t\right))\cos 2{\mathrm{\ω}}_{0}t-({\mathrm{\ζ}}_1^2{Q}_1^{\mathrm{LPF}}\left(t\right)+{\mathrm{\ζ}}_2^1{Q}_2^{\mathrm{LPF}}\left(t\right))\sin 2{\mathrm{\ω}}_{0}t+$

$({\mathrm{\ξ}}_1^3{I}_1^{\mathrm{LPF}}\left(t\right)+{\mathrm{\ξ}}_3^1{I}_3^{\mathrm{LPF}}\left(t\right))\cos 3{\mathrm{\ω}}_{0}t-({\mathrm{\ζ}}_1^3{Q}_1^{\mathrm{LPF}}\left(t\right)+{\mathrm{\ζ}}_3^1{Q}_3^{\mathrm{LPF}}\left(t\right))\sin 3{\mathrm{\ω}}_{0}t+$

$({\mathrm{\ξ}}_1^4{I}_1^{\mathrm{LPF}}\left(t\right)+{\mathrm{\ξ}}_2^2{I}_2^{\mathrm{LPF}}\left(t\right)+{\mathrm{\ξ}}_4^1{I}_4^{\mathrm{LPF}}\left(t\right))\cos 4{\mathrm{\ω}}_{0}t-$

$({\mathrm{\ζ}}_1^4{Q}_1^{\mathrm{LPF}}\left(t\right)+{\mathrm{\ζ}}_2^2{Q}_2^{\mathrm{LPF}}\left(t\right)+{\mathrm{\ζ}}_4^1{Q}_4^{\mathrm{LPF}}\left(t\right))\cos 4{\mathrm{\ω}}_{0}t+\·\·\·$

$=y_0\left(t\right)+\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\ξ}}_k^0{I}_k^{L\mathrm{PF}}\left(t\right)-{\mathrm{\ζ}}_k^0{Q}_k^{\mathrm{LPF}}\left(t\right))+$

(3)

其中ω₀是2πf₀，以及对于所有k＞K，I_k ^LPE(t)和Q_k ^LPE(t)为0。

如等式(3)所示，将信道一上的信号复制到所有较高的K个信道、基带、以及超过基带和K个信道的谐波频率中。滤波器215可以移除对来自上转换调制器212-1到212-K的基带信道的作用。例如，信道二上的信号也在信道4、6、8、…和基带上传输。信道3上的信号也在信道6、9、12、…和基带上传输。一般来说，信道k上的信号将混入信道2k、3k、…和基带。此外，在一些系统中对具有高次谐波的信号的衰减可以是来自信道k的信号对于大量谐波都是不可忽略的，潜在地高达处理带宽，可以为30-40GHz。

在本发明的一些实施例中，高通滤波器215(参见图2C)接收来自求和器213的信号。例如，高通滤波器215可以是一阶高通滤波器，3dB衰减为f₁/2。滤波器215移除来自发射机的DC谐波，即，基带传输。在具有分离基带传输的实施例中，最小化或消除了耦合到基带中的交叉信道。此外，从传输信号中移除基带谐波简化了接收机220-p处的交叉信道抵消。在高通滤波器215存在的实施例中，滤除来自每个上转换调制器212-1到212-K的大多数基带的作用

$\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\ξ}}_k^0{I}_k^{\mathrm{LPF}}\left(t\right)-{\mathrm{\ζ}}_k^0{Q}_k^{\mathrm{LPF}}\left(t\right)),$ 并变得接近0。于是来自发射机210-p的输出

信号变为：

在大多数实施例中，将频率f₁到f_K选择为单一频率f₀的倍数(能够满足等式3和/或4)，并得到如等式3和4所示的信道的谐波混频。在并未利用一组作为单一频率f₀的倍数的频率集合的实施例中，交叉信道干扰非常难以抵消。

在本发明的一些实施例中，可以移动如图4B所示的上转换调制器212-k的实施例的DAC 406和407，以接收求和器412的输出。此外，在一些实施例中，可以用单一的DAC代替DAC 406和407，以接收求和器213的输出。但是，这种DAC应当具有非常高的采样速率。利用高采样速率DAC的一个优点是可以进行理想混频，并且能够极大地减少甚或消除需要抵消的谐波数。

在一些实施例中，每个上转换调制器212-1到212-K的DAC 406和407中的每一个可以为4比特DAC。在本实施例中，上述格码编码器402提供了比具有相同数据速率的未编码128-QAM调制高大约6dB的渐近编码增益，例如，参见G.Ungerboeck.，“Trellis CodingModulation with Redundant Signal Sets，Part I.Introduction，”IEEE Communications Magazine，vol.25，no.2，Feb.1987，pp.5-11，和G.Ungerboeck.，“Trellis Coding Modulation withRedundant Signal Sets，Part II.State of the Art，”IEEECommunications Magazine，vol.25，no.2，Feb.1987，pp.12-21。

作为示例，可以形成能够进行10Gbps传输的发射机210-p的实施例。在这种情况，η＝10，即从发射机到接收机的总吞吐量为10Gbps。例如，一些实施例可以具有(K+1)＝8个信道301-0到301-7。信道301-1到301-7可以是6/7格码编码128QAM，每个信道上的波特率B_k为1.26GHz/6或大约208.333兆符号/秒。信道301-0(基带信道)可以是不具有纠错编码的PAM-8(即未编码PAM-8)，波特率B₀为416.667兆符号/秒。换句话说n_k＝6；1≤k≤7，编码器402是6/7比率格码编码器。在此示例中，信道301-1到301-7可以分别以频率2f₀、3f₀、4f₀、5f₀、6f₀、7f₀和8f₀进行传输，例如，其中f₀可以为1.5*B_k或312.5MHz。

在本发明的一些实施例中，如图2E所示，收发机255-p的实施例包括两个接收机(即接收机272-1和272-2)和两个发射机(即发射机270-1和270-2)。例如，收发机255-p通过四对5、5E或6类电缆与互补收发机255-q相连，如图2E中的传输介质110所示为介质110-1、110-2、110-3和110-4。如图2E所示，收发机255-q也包括两个接收机(即接收机272-1和272-2)和两个发射机(即发射机270-1和270-2)，与收发机255-p互补连接，即收发机255-p的发射机270-1通过介质110-1与收发机255-q的接收机272-1相连；收发机255-p的发射机270-2通过介质110-2与收发机255-q的接收机272-2相连；收发机255-p的接收机272-1通过介质110-3与收发机255-q的发射机270-1相连；以及收发机255-p的接收机272-2通过介质110-4与收发机255-q的发射机270-2相连。

在如图2E所示的一些实施例中，收发机255-p的发射机270-1和270-2以及收发机255-q的发射机270-1和270-2中的每一个利用四(4)个信道进行传输，这四个信道的频率为f₀、2f₀、3f₀和4f₀，f₀约为312.5MHz(波特率的1.5倍)，波特率为208.333兆符号/秒。收发机255-p和255-q的实施例可以利用具有6-7格码的QAM128符号。所得到的系统能够在收发机255-p和255-q之间的每个方向上传输总共10Gbits/sec。

图2E示出了通信互补收发机255-p和255-q的另一实施例。在图2E所示的实施例中，收发机255-p包括四(4)个发射机270-1到270-4和四(4)个接收机272-1到272-4。互补收发机255-q也包括四(4)个发射机270-1到270-4和四(4)个接收机272-1到272-4。收发机255-p的接收机270-1到270-4通过传输介质110的四(4)个介质110-1到110-4与收发机255-q的接收机272-1到272-4相连。相反，收发机255-q的接收机272-1到270-4通过传输介质110的相同的四(4)个介质110-1到110-4与收发机255-p的接收机272-1到272-4相连。每个介质110-1到110-4承载全双工数据，即双方向的数据流。因此，收发机255-p的发射机270-1通过介质110-1与收发机255-q的接收机272-1相连，收发机255-p的接收机272-1通过介质110-1与收发机255-q的发射机270-1相连；收发机255-p的发射机270-2通过介质110-2与收发机255-q的接收机272-2相连，收发机255-p的接收机272-2通过介质110-2与收发机255-q的发射机270-2相连；收发机255-p的发射机270-3通过介质110-3与收发机255-q的接收机272-3相连，收发机255-p的接收机272-3通过介质110-3与收发机255-q的发射机270-3相连；收发机255-p的发射机270-4通过介质110-4与收发机255-q的接收机272-4相连，收发机255-p的接收机272-4通过介质110-4与收发机255-q的发射机270-4相连。

例如，介质110-1到110-4可以是5、5E或6类铜线对。收发机255-p的发射机270-1到270-4和收发机255-q的发射机270-1到270-4中的每一个包括两个信道，每个信道的波特率为208.333兆符号/秒。同样，f₀可以为312.5MHz或波特率的1.5倍。同样，可以与6/7格码编码一起使用QAM128符号集合。所得到的总传输速率为每个方向10Gbits/sec。

在如图2E所示配置的一些实施例中，收发机255-p的发射机270-1到270-4和收发机255-q的互补接收机272-1到272-4以频率不同于收发机255-q的发射机270-1到270-4和收发机255-p的互补接收机272-1到272-4的信道进行操作。例如，收发机255-p的发射机270-1到270-4中的每一个可以在载波频率为f₀和3f₀的信道上进行传输，而收发机255-q的发射机270-1到270-4中的每一个可以在载波频率为2f₀和4f₀的信道上进行传输。但是，在本发明的一些实施例中，收发机255-p的发射机270-1和270-2和收发机255-q的发射机270-1和270-2使用相同的频率集合f₀和2f₀进行传输。

在另一示例实施例中，10Gbps(η＝10)可以利用(K+1)＝2个信道301-0和301-1。例如，信道301-1可以是不具有纠错编码的16QAM(即未编码16-AQM)，波特率B₁为1.25GHz，例如，信道301-0可以是不具有纠错编码的16-PAM(即未编码16-PAM)，波特率B₀为1.25GHz。于是，PAM信道和QAM信道的波特率均为1.25Gsps。吞吐量为每一个5Gbps，总传输速率为10Gbps。信道的过量带宽为大约50％，QAM的中心频率可以为f₁≥(1.5)*1.25GHz或大约1.8GHz。

在另一示例实施例中，10Gbps可以利用与前一示例相同的(K+1)＝2个信道301-0和301-1，信道301-1为4/5格码编码32QAM，波特率B₁为1.25GHz，信道301-0为未编码16-PAM，波特率B₀为1.25GHz。同样，信道301-1的中心频率可以为f₁≥(1.5)*1.25GHz或大约1.8GHz以上。

在另一示例中，可以利用(K+1)＝6个信道301-0到301-5。信道301-1到301-5可以是6/7格码编码128-QAM，波特率B_k为1.25GHz/6或208MHz。信道301-0，基带信道，可以是3/4编码16PAM或未编码8-PAM，波特率B₀＝1.25GHz。信道301-1到301-5的中心频率可以分别为4f₀、5f₀、6f₀、7f₀和8f₀，f₀约为312.5MHz。

尽管这里具体描述了几个不同的实施例，本领域普通技术人员应当意识到根据本发明的收发机的多种其他配置是可能的。可以根据所需的波特率和收发机复杂性，按照任意方式设置发射机和互补接收机的数量以及每个发射机的信道数量。应当意识到，可以通过提供具有在大量信道上进行传输的少量发射机或在少量信道上进行传输的大量发射机的收发机，来实现给定的所需波特率。此外，可以在传输介质上以半双工或全双工模式传输数据。同样，滤波需求对于半双工或全双工传输是不同的。例如，在全双工传输中应当包括回声滤波，但在半双工传输中可能是没有用的。

如图2B和2C所示，将来自每个发射机270-1到270-T的基带调制器217和每个上转换调制器212-1到212-K的信号输入NEXT/回声滤波器250。在如图4A和4B所示的实施例中，将符号映射器456和403的输出信号分别输入NEXT/回声滤波器250。本发明的其他实施例可以利用来自基带调制器217和上转换调制器212-1到212-K的其他信号，以便校正近端串话和回声。

图5示出了接收机272-r(参见图2B和2D)的实施例的方框图。接收机272-r包括在收发机255-p的接收机部分220-p中，并因此与收发机255-p的发射机部分210-p的发射机270-1到270-T相邻，如图2B所示，导致近端串话干扰(NEXT)。此外，接收机272-r接收来自互补发射机、通过传输介质110的数据。互补发射机与其他发射机相邻，导致远端串话干扰(FEXT)。此外，如果传输介质110是全双工的，则发射机270-1到270-T之一在接收机272-r进行接收的相同介质上进行传输，导致回声干扰。其他干扰来自上述交叉信道干扰和由于传输介质110本身所引起的符号间干扰。

如图2D所示，接收机部分220-p的接收机272-r包括解调器221-1到221-K和可能的基带解调器223，以形成(K+1)信道接收机。一些实施例不包括基带解调器223。在接收机272-r的每个下转换解调器222-1到222-K中接收来自接收机输入缓冲器224的输出信号Z(t)。于是，信号Z(t)是来自互补发射机的、通过传输介质110传输之后的传输信号z(t)。如图3所示，在通过介质110的传输之后，信号在由发射机272-r使用的每个载波频率处的衰减可能是不同的。此外，信号Z(t)受到由介质110的色散效应引起的符号间干扰。

色散效应导致在特定定时循环内接收到的信号与先前和未来定时循环处以该载波频率接收的信号相混合。因此，除了由互补发射机(发射机部分210-1到210-P之一的发射机)的混频器中的谐波产生所引起的交叉信道干扰效应以外，还通过介质110中的色散效应，在时间上混合每个信道的信号。而且，在输入缓冲器224接收的信号包括来自收发机255-p的发射机部分210-p的发射机270-1到270-T的近端串话和回声干扰(参见图2B)。此外，FEXT干扰源自于来自与接收机272-1到272-R进行通信的远端(即互补收发机)的其他发射机的干扰。因此，输入缓冲器224的输入信号Z(t)包括由互补发射机发射的信号、来自由发射机270-1到270-T传输的输出信号的作用、和由位于互补收发机处的其他发射机传输的信号。

图5示出了发射机272-r的基带解调器223和下转换解调器222-1到222-K的实施例。将信号Z(t)接收到基带解调器223和下转换解调器222-1到222-K中的每一个中。如图5所示，例如，下转换解调器222-k(下转换解调器222-1到222-K中的任意一个)将信号Z(t)接收到下转换器560-k中，将以频率f_k传输的信道转换回基带，并分别恢复同相和正交分量Z_k ^I(t)和z_k ^Q(t)。

下转换器560-k将来自Z(t)的信号下转换

其中

可以是对来自互补发射机的载波中心频率f_k的本地产生的估计。组件201-p(组件201-1到201-P中的任意一个)内的时钟信号(根据来自如图2A所示的PLL 230的基准信号产生)将具有相同的频率。但是，组件201-1到201-P的不同组件之间的频率可能会稍微不同。因此，{f_k}表示互补发射机的频率集合，表示接收机272-r的频率集合。在一些实施例中，作为整体固定用于收发机255-p的每个信道的频率。

如图5所示，PLL 523产生下转换解调器222-1到222-K和基带解调器223中的每一个的时钟信号，具体地，产生针对下转换解调器222-k的

信号。可以通过PLL 523中的π/2移相器产生

信号。PLL 523产生用在模拟到数字转换器(ADC)506-k和507-k中的采样时钟信号以及用在下转换解调器222-1到222-K和基带解调器223中的其他定时信号。PLL 523还产生RX CLK信号，用于以nk比特输出信号从接收机272-r的下转换解调器222-k输出。

PLL 523可以是发射机270-r基于基准时钟信号的非同步时钟。在一些实施例中，接收机系统220-p的接收机272-r的互补发射机，因为其是不同组件201-1到201-P的一部分，具有不同的时钟信号。这意味着用于定时恢复和载波恢复的PLL校正发射机时钟信号和接收机时钟信号之间的相位和频率偏移。在一个组件201-1到201-P中，每个独立发射机和接收机可以以相同的PLL进行操作，因此将以相同的时钟信号进行操作。组件201-i到201-j(i和j表示不同的组件201-1到201-P)通常可能以不同的时钟信号频率进行操作。

在一些实施例中，收发机255-p只与一个互补收发机255-q进行通信，例如，如图2E和2F所示。在这种结构中，收发机255-p可以包括主时钟，用于控制收发机255-p和255-q的总频率。在这种结构中，收发机255-p的时钟具有基于基准时钟的自由振荡频率。收发机255-q从属于收发机255-p的定时。换句话说，利用收发机255-q的PLL 523和频移564，恢复收发机255-p的频率。由于谐波频率和波特率频率彼此互为函数，恢复一个信道的一个频率可以导致校正收发机255-q的所有混频器的频率和基带/波特率。从机不仅使用恢复的频率在其混频器和ADC和基带电路中进行接收，还将在传输混频器和基带传输中使用此频率。这样，主收发机将通过使用其原始时钟，而自动具有正确频率。通过使整个系统(基带和混频器)运行在一个基础频率，如NEXT/回声滤波器250、FEXT滤波器251或交叉信道干扰滤波器570等滤波器的复杂度可以如下描述。对于整个系统不运行在一个基础频率的、本发明的实施例，较大地增加了NEXT/回声滤波器250、FEXT滤波器251或交叉信道干扰滤波器570的复杂度。

在其中收发机255-p可以向多于一个其他收发机中的互补接收机进行传输，而且收发机255-p可以从多于一个其他收发机中的互补发射机进行接收的更为复杂的系统中，也可以采用主/从结构。在具有互补接收机(即接收来自收发机255-p的发射机270-1到270-T之一的数据的接收机)的每个收发机中可以利用来自每个发射机270-1到270-T的发射信号来设置其内部频率。未接收来自收发机255-p的数据的收发机(即不包括互补收发机的收发机)的内部操作频率可以从属于由从属于收发机255-p的互补收发机传输的频率。以这种方式，每个收发机255-1到255-P可以有效地从属于一个收发机255-p。

由于与在上转换调制器212-1到212-K中产生谐波的多种相同原因，下转换器560-1到560-K也产生谐波。因此，下转换器560-k将中心频率为0、

…的信号下转换为基带信号。此外，输出信号Z₂ ^I(t)和Z₂ ^Q(t)包括频率为0、…的信道和具有这些频率的谐波的信道的作用。因此，需要从在信道k＝2上传输的信号中抵消来自信道k＝3的信号。每个信道还包括由发射机混频器产生的交叉信道干扰和由信道产生的色散干扰。如果滤波器215(图2C)未滤除谐波的基带分量，则每个信道可能会将其传输信号的副本放在基带上，并且每个信道将在接收机侧接收基带信号。

信号Z_k ^I(t)和Z_k ^Q(t)还包括来自近端串话和可能的回声的干扰(即，来自发射机部分210-p中的发射机270-1到270-T的传输的干扰)、和FEXT(即，来自向接收机272-1到272-R进行传输的发射机的传输的干扰(除了传输给如图5所示的接收机272-r的信号))。此外，传输中的所有交叉信道效应将出现在下转换解调器222-1到222-K和基带解调器223中的独立信号的干扰中。因此，在一些实施例中，从下转换器560-k输出的信号Z_k ^I(t)和Z_k ^Q(t)将受到源自向接收机272-r进行传输的互补发射机的发射机混频器中的谐波产生的交叉信道干扰、源自于接收机272-r的接收混频器中的谐波产生的交叉信道干扰、近端串话干扰和回声、远端串话、和源自于传送媒体中的色散的时间、符号间干扰的作用。作为附加复杂因素，在一些实施例中，互补通信发射机/接收机对的发射机和接收机时钟可以是不同的。因此，作为示例，在发射机的f₁到f_k分别对应于频率f₀到Kf₀的实施例中，则接收机的

到将对应于频率(f₀+Δ)到K(f₀+Δ)，其中Δ表示接收机220-p的PLL523和发射机组件的PLL之间的频移。于是，发射机混频器通过将以频率f_k传输的信号混频为0f_k、2f_k、3f_k、…(在一个示例中为0、2kf₀、3kf₀、…)，引起交叉信道干扰。接收机混频器通过将以

…接收的信号下转换到基带，引起交叉信道干扰。如果

为f₀+Δ，则将谐波分别下转换为频移了kΔ、2kΔ、3kΔ、…的基带。

在本发明的一些实施例中，接收机220-p包括频移564，向PLL 523提供基准时钟信号。可以频移提供给PLL 523的基准时钟信号，从而使Δ变为O。可以数字创建由频移564提供给PLL 523的频率，并能够自适应地选择频移564的输入参数，以使接收机频率于发射机频率匹配。在主/从环境中，只有接收机272-r不是主收发机的一部分时，才调整频率。

将下转换器560-k的输出信号Z^I _k(t)和Z_k ^Q(t)输入模拟滤波器561-k。在一些实施例中，模拟滤波器561-k可以提供偏移校正，以校正PLL 523提供的正弦和余弦信号到信号Z(t)上的任何泄漏以及滤波器504-k和505-k以及ADC 506-k和507-k中的任何DC偏移。可以自适应地选择DC偏移值，以及在一些实施例中，在初始设置过程之后，可以固定DC偏移值。在一些实施例中，模拟滤波器561-k可以提供用于滤除Z_k ^I(t)和Z_k ^Q(t)中、与下转换解调器222-k的基带信号不相关的信号的滤波。此外，可以在滤波器561-k中提供放大。可以通过自动增益控制(AGC)来确定滤波器561-k的增益。于是，模拟滤波器561-k的输出信号可以是：

$r_k^I\left(t\right)=\mathrm{LPF}\left[Z\left(t\right)\cos \left(2\mathrm{\π}{\hat{f}}_{k}t\right)\right]g_k^{1\left(t\right)}$

$r_k^Q\left(t\right)=\mathrm{LPF}\left[Z\left(t\right)\sin \left(2\mathrm{\π}{\hat{f}}_{k}t\right)\right]g_k^{I\left(Q\right)}$

其中g_k ^l(I)和g_k ^l(Q)表示放大的增益，以及 $Z_k^I\left(t\right)=Z\left(t\right)\cos \left(2\mathrm{\π}{\hat{f}}_{k}t\right)$ 和

$Z_k^Q\left(t\right)=Z\left(t\right)\sin \left(2\mathrm{\π}{\hat{f}}_{k}t\right).$

将从模拟滤波器561-k输出的信号(信号r_k ^I(t)和r_k ^Q(t))分别输入模拟到数字转换器(ADC)506-k和507-k，分别形成与模拟信号r_k ^I(t)和r_k ^Q(t)相对应的数字化信号R_k ^I(v)和R_k ^Q(v)。整数索引v表示系统时钟的时钟循环数，通常以传输符号速率进行操作。在一些实施例中，ADC 506-k和507-k可以以与传输符号速率相同的采样速率(例如QAM符号速率)进行操作。在一些实施例中，ADC 506-k和507-k能够以更高的速率进行操作，例如QAM符号速率的两倍。定时时钟信号SCLK以及等式5的正弦和余弦函数由PLL 523确定。如上所述，在η＝10、K＝4、nk＝6且两个传输介质的输出中，ADC 506-k和507-k可以以大约208.333兆符号/秒的速率进行操作，或者在K＝8和两个传输介质的实施例中，以大约104.167兆符号/秒的速率进行操作。在一些实施例中，ADC506-k和507-k可以是8比特ADC。但是，对于128QAM操作，可以使用多于7比特的元件。在一些实施例中，可以通过自动增益控制电路(AGC)520-k、分别根据ADC 506-k和507-k的数字输出信号R_k ^I(v)和R_k ^Q(v)，设置ADC 506-k中的放大器的增益。

将ADC 506-k和507-k的输出信号R_k ^I(v)和R_k ^Q(v)分别输入第一数字滤波器562-k。在本发明的一些实施例中，同相和正交数据路径可能会经历较小的相位差，以θ_k ^c表示，以及较小的增益差。因此，在一些实施例中，在数字滤波器562-k中包括相位和幅度校正。为了校正同相和正交数据路径之间的相位和幅度，假设数值R_k ^I(v)和R_k ^Q(v)之一为正确相位和幅度。然后，校正另一数值。可以利用对小θ_k ^c的近似来校正相位误差，其中sinθ_k ^c近似于θ_k ^c，以及cosθ_k ^c近似于1。作为示例，假设R_k ^I(v)的数值是正确的，校正R_k ^Q(v)的数值。例如，此校正可以通过从R_k ^Q(v)中减去数值θ_k ^cR_k ^I(v)来实现。也可以通过增加R_k ^Q(v)的一小部分η_k ^c来校正R_k ^Q(v)的幅度。可以在自适应参数块517-k中自适应地确定η_k ^c和θ_k ^c。此外，可以通过从R_k ^I(v)和R_k ^Q(v)的每一个中减去偏移值，实现算术偏移。偏移值也可以在自适应参数块517-k中自适应地选择。

此外，也可以在第一数字滤波器562-k中实现相位旋转电路。相位旋转电路将同相和正交信号都旋转

可以自适应地选择角度在一些实施例中，可以将相位旋转电路实现在角度和幅度校正电路之前。

最后，也可以在数字滤波器562-k中实现数字均衡器。数字滤波器562-k可以是线性和决定反馈均衡器的任意组合，可以自适应地选择其系数。

在图5所示的本发明的实施例中，包括在数字滤波器562-k中的复杂自适应均衡器可以计数由频率相关信道衰减、由于通信系统200(可以是骨干平面通信系统、机箱间通信系统或芯片到芯片通信系统)中的连接器和过孔所引起的反射、以及传输和接收低通滤波器所引起的符号间干扰。应当注意，因为数据信号的频分复用，如发射机系统210-p和接收机系统220-p中实现的那样，任何一个信道301-0到301-K中所需的均衡量最小。在一些实施例中，例如，16信道、6比特每信道、10Gbps，只需要均衡大约1-2dB的传输信道幅值失真。在8信道实施例中，只需要均衡3-4dB的失真。换句话说，在本发明的一些实施例中，均衡器的传递函数中所需的抽头数可以最小(例如，1-4个复数抽头)，可以极大地简化接收机220-p。在本发明的一些实施例中，均衡器可以具有任意数量的抽头。在一些实施例中，NEXT/回声滤波器250可以实现在交叉信道干扰滤波器570和FEXT滤波器251之前。

如图5所示，交叉信道干扰滤波器570从由数字滤波器562-1到562-K输出的信号E₁ ^I(v)和E₁ ^Q(v)到E_K ^I(v)和E_K ^Q(v)中移除交叉信道干扰的作用。例如，交叉信道干扰可能源自于发射机和接收机混频器中的谐波产生，如上所述。在本发明的一些实施例中，交叉信道干扰滤波器570可以设置在数字滤波器562-k的均衡器之前。

将针对每个下转换解调器222-1到222-K的、数字滤波器562-2的输出信号E_k ^I(v)和E_k ^Q(v)输入交叉信道干扰滤波器570。为了讨论方便，将输入信号E_k ^I(v)和E_k ^Q(v)组合为复数值 $E_k\left(v\right)=E_k^I\left(v\right)+i{E}_k^Q\left(v\right)$ (其中i等于)。从每个信道的E_k(v)值中减去来自每个信道的作用的和(即，信号E₁(v)到E_k-1(v)中的每一个，以及在一些实施例中，E₀(v))。从交叉信道干扰滤波器570输出复数值F_k(v)和F₀(v)，F_k(v)等于F_k ^I(v)+iF_k ^Q(v)，表示同相和正交输出信号，F₀(v)表示基带解调器223的实数值。输入信号F_1，r到F_K，r可以由等式(6)确定：

其中Z^-1表示一个循环延迟，以及附加标记r表示接收机272-r。为了方便，省略了时间索引v。增加了脚标r，以索引接收机272-r。在一些实施例中，还包括基带中的交叉信道干扰，在这种情况下，在等式6中还包括描述了基带中的作用、并由基带信道引起的F_0，r到E_0，r和传递函数，否则，所有Q_k，0 ^r到Q_0，k ^r(其中 $Q_{k.l}^r=(Q_{k,l}^{I,r},Q_{k,l}^{Q,r})$ )均为零。

传递函数Q_k，l ^r具有任意数量的抽头，且通常可以由等式(7)给出：

$Q_{k,l}^{I,r}={\mathrm{\σ}}_{k,l}^{0,I,r}+{\mathrm{\σ}}_{k,l}^{1,I,r}{Z}^{-1}+{\mathrm{\σ}}_{k,l}^{2,I,r}{Z}^{-2}+\·\·\·+{\mathrm{\σ}}_{k,l}^{M,I,r}{Z}^{-M};$

$Q_{k,l}^{Q,r}={\mathrm{\σ}}_{k,l}^{0,Q,r}+\mathrm{\σ}{Z}^{-1}+{\mathrm{\σ}}_{k,l}^{2,Q,r}{Z}^{-2}+\·\·\·+{\mathrm{\σ}}_{k,l}^{M,Q,r}{Z}^{-M}---\left(7\right)$

通常，每个函数Q_k，l ^r可以具有不同的抽头数M。延迟时间由N确定，并且可以每个信道不同。在一些实施例中，每个函数Q_k，l ^r的抽头数M可以相同。在一些实施例中，可以增加延迟，以便匹配所有信道之间的定时。在一些实施例中，函数Q_k，l ^r可以包括任意数量的延迟。

可以在如图5所示的交叉信道自适应参数块581中自适应地选择系数σ_k，l ^0I，r到σ_k，l ^M，I，r和σ_k，l ^0，Q，r到σ_k，l ^M，Q，r，以便优化接收机系统220-p的性能。在一些实施例中，将M选择为5。在一些实施例中，传递函数Q_k，l ^r可以只是2个复数，在M＝0时。对于交叉信道干扰滤波器570和自适应选择系数的进一步讨论可以在2002年12月4日递交的美国申请序列号10/310225中找到，将其一并在此作为参考。

因此，在交叉信道干扰滤波器570中，从数字滤波器562-1到562-K的输出信号中减去交叉信道干扰。将交叉信道干扰滤波器570的输出信号F_0，r到F_Kr，r输入FEXT滤波器251。FEXT滤波器251校正由与接收机272-r相连的发射机相邻的发射机引起的干扰。在相邻发射机与相邻于接收机272-r的接收机(即收发机255-p的其他接收机272-1到272-R)相邻的实施例中，则FEXT校正可以由等式(8)给出：

同样，传递函数Fe_k，l ^i，r(其中 ${\mathrm{Fe}}_{k,l}^{i,r}=(F{e}_{k,l}^{I,i,r},{\mathrm{Fe}}_{k,l}^{Q,i,r})$ )是描述针对来自第i接收机的第k信道的信号、对第r接收机的第1信道的干扰抵消的传递函数。图7以方框图的形式示出了FEXT滤波器251的一部分。图7所示的FEXT滤波器251是针对在接收机0到R处接收到的信号、对信号F_k，r进行干扰校正。由于未对在接收机272-r处接收到的信号进行校正，Fe_k，l ^r，r应当理解为0，因此，对于接收机272-r的FEXT干扰校正，在图7中没有方框表示。如图7所示，以及在数学上由等式8描述，在传递函数块703中，对每个信号F_0，1到F_K，R进行校正，并在求和器701中，对其结果求和。从F_k，r中减去所得到的总校正，在延迟块704中延迟，在求和器702中形成数值H_k，r。针对收发机255-p中的每个信号F_0，1到F_K，R，计算此校正。

在如图7所示的实施例中，在FEXT滤波器251包括对基带和来自基带的校正。如果基带包括在滤波器计算中，则可以修改等式8，以包括传递函数Fe_k，0 ^i，r和Fe_k，0 ^i，r、输入信号F_0，r、和输出信号H_0，r；否则，所有Fe_k，0 ^i，r和Fe_0，kl ^i，r等于0。

传递函数Fe_k，l ^i，r可以具有任意数量的抽头，并且通常可以由等式(9)给出：

${\mathrm{Fe}}_{k,l}^{I,i,r}={\mathrm{\β}}_{k,l}^{0,I,i,r}+{\mathrm{\β}}_{k,l}^{1,I,i,r}{Z}^{-1}+{\mathrm{\β}}_{k,l}^{2,I,i,r}{Z}^{-2}+\·\·\·+{\mathrm{\β}}_{k,l}^{W,I,t,r}{Z}^{-W};$

${\mathrm{Fe}}_{k,l}^{Q,i,r}={\mathrm{\β}}_{k,l}^{0,Q,i,r}+{\mathrm{\β}}_{k,l}^{1,Q,i,r}{Z}^{-1}+{\mathrm{\β}}_{k,l}^{2,Q,i,r}{Z}^{-2}+\·\·\·+{\mathrm{\β}}_{k,l}^{W,Q,t,r}{Z}^{-W}---\left(9\right)$

可以根据等式(10)自适应地选择系数β_k，l ^{w，I或Q，i，r}：

${\mathrm{\β}}_{k,j}^{w,x,I,i,r}(v+1)={\mathrm{\β}}_{k,j}^{w,x,I,i,r}\left(v\right)+\mathrm{\α}\left(e_{I,r}^I\left(v\right)F_{k,i}^I(v-w)\right)$

${\mathrm{\β}}_{k,l}^{w,y,I,i,r}(v+1)={\mathrm{\β}}_{k,l}^{w,y,I,i,r}\left(v\right)+\mathrm{\α}\left(e_{I,r}^I\left(v\right)F_{k,i}^Q(v-w)\right)$

${\mathrm{\β}}_{k,l}^{w,x,Q,i,r}(v+1)={\mathrm{\β}}_{k,l}^{w,r,Q,i,r}\left(v\right)+\mathrm{\α}\left(e_{I,r}^Q\left(v\right)F_{k,i}^Q(v-w)\right)$

${\mathrm{\β}}_{k,l}^{w,y,Q,i,r}(v+1)={\mathrm{\β}}_{k,l}^{w,y,Q,i,r}\left(v\right)+\mathrm{\α}\left(e_{I,r}^Q\left(v\right)F_{k,i}^I(v-w)\right)---\left(10\right)$

其中 ${\mathrm{\β}}_{k,l}^{w,I,i,r}={\mathrm{\β}}_{k,l}^{w,x,I,i,r}+i{\mathrm{\β}}_{k,l}^{w,y,I,i,r}$ 以及 ${\mathrm{\β}}_{k,l}^{w,Q,i,r}={\mathrm{\β}}_{k,l}^{w,x,Q,i,r}+i{\mathrm{\β}}_{k,l}^{w,y,Q,i,r}.$ 参数α控制等式10收敛系数β_k，l ^{w，I或Q，i，r}的数值的速度和这些数值的稳定性。理论上，α可以针对等式10所示的每个自适应等式而不同。参数e_l，r ^I和e_l，r ^Q是决定符号与在接收机272-r的限幅器516-1处的输入信号之间的误差。

在本发明的一些实施例中，可以将交叉信道干扰滤波器570和FEXT滤波器251组合为单一滤波器。由等式6和8可知，可以容易地修改等式8，以包括等式6中所描述的交叉信道作用。所得到的组合将自适应选择的传递函数与具有自适应选择参数的单一传递函数相组合，新传递函数为上述等式8所述的单独针对FEXT滤波器251的Fe_k，l ^i，r的形式，除了来自上述等式6所述的交叉信道干扰的附加作用Fe_k，l ^r，r不必是0，而只有Fe_k，k ^r，r仍然为0。自适应选择的参数包括校正交叉信道干扰和FEXT干扰的作用，但所得到的实施方式将比如图5所示的分离的交叉信道干扰滤波器570和FEXT滤波器251小。图5所示的实施例分离这两个滤波器，只是为了简化对由接收机272-r中、根据本发明的滤波器所校正的信号干扰的两个不同作用的讨论。

如图5所示，将FEXT干扰滤波器在每个信道中的输出信号H₀和H₁到H_K分别输入NEXT/回声滤波器250-0到250-K。为了注释方便，省略了表示接收机和时间索引v的标记，应当理解，其表示接收机272-r和时间周期v。以下，将参照图6，对NEXT/回声滤波器250-0到250-K进行进一步的讨论。NEXT/回声滤波器250-0到250-K接收来自收发机255-p的发射机部分210-p的发射机270-1到270-T的信号，并从每个接收机272-1到272-R中的数值H₀到H_K中去除来自发射机270-1到270-T的信号由于发射机270-1到270-T与接收机272-1到272-R之间的近端串话的作用。

图6示出了NEXT/回声滤波器250-k，r(图2B所示的NEXT/回声滤波器250的一部分)的实施例的方框图。具体地，NEXT/回声滤波器250-k，r是如图5所示的接收机272-r上的NEXT/回声滤波器250-0到250-K中的任意一个，每一个均为如图2B所示的NEXT/回声滤波器250的一部分。NEXT/回声滤波器250-k，r接收来自收发机255-p的发射机部分210-p的每个发射机270-1到270-T的信号。如图6所示，将信号S_0，1到S_KT，T分别接收到传递函数块601-(0，1)到601-(K_T，T)中，其中K_t表示发射机270-t中的信道数。信号S_0，1到S_0，T是来自每个发射机270-1到270-T的基带调制器217的基带传输信号。如图4A所示，信号S_0，t可以是发射机270-t的符号映射器456的输出信号。

信号S_1，t到S_Kt，t可以分别是发射机270-t的上转换调制器212-1到212-K_t的复数输出信号。例如，信号S_k，t可以是发射机270-t(参见图2A)的上转换调制器212-k(参见图4B)的符号映射器403的复数输出信号。因此， $S_{k,t}=I_k^t+i{Q}_k^t,$ 其中k＝1到K_t，且t表示收发机255-p的发射机部分210-p的发射机270-t。

NEXT/回声滤波器250-k的块601-(0，1)到601-(K_T，T)中的每个传递函数FN_0，k ^l，r到FN_KT，k ^T，r分别确定应当从接收机272-r(参见图5)的信号H_k中移除的信号S_0，1到S_K，T的量，以便校正近端串话和可能存在的回声。函数F_Nkr，k ^tr，r(其中k_t索引由发射机270-t中的上转换调制器212-k_t传输的第k_t个信道，且位于1和K_t之间；k_r索引在接收机272-r中的下转换解调器222-k_r中接收的第k_r个信道，且位于1和K_r之间)表示函数块601-(0，1)到601-(K_T，T)的传递函数中的任意一个。可以将函数FN_kt，kr ^t，r(其中FN_kt，kr ^t，r表示组合(FN_kt，kr ^It，r，FN_kt，kr ^Q，t，r))表示为：

${\mathrm{FN}}_{k_t,k_r}^{I,t,r}={\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{0,I,t,r}+{\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{1,I,t,r}{Z}^1+\·\·\·+{\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{w,I,t,r}{Z}^{-w}+\·\·\·+{\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{w,I,t,r}{Z}^{-w}$

${\mathrm{FN}}_{k_t,k_r}^{Q,t,r}={\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{0,Q,t,r}+{\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{1,Q,t,r}{Z}^1+\·\·\·+{\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{w,Q,t,r}{Z}^{-w}+\·\·\·+{\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{w,Q,t,r}{Z}^{-w}---\left(11\right)$

其中 ${\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{w,I,i,r}={\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{w,x,I,i,r}+i{\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{w,y.I.i,r}$ 以及 ${\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{w,Q,i,r}={\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{w,x,Q,i,r}+i{\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{w,y.Q.i,r}$ 可以是复系数，以及Z^-1表示一个循环延迟。数值M是表示每个函数中的抽头数的整数，并且可以针对所表示的每个传递函数而不同。对于回声抵消，可以增加延迟数，以适应信号在互补收发机之间的传播时间。此外，对于对应于基带解调器223中的NEXT滤波器的NEXT/回声滤波器250-0，所有函数FN_0，0 ^l，r到FN_KT，0 ^T，r的所有输出信号可以具有实数输出。

因此，接收机252-r的NEXT/回声滤波器250-1到250-K_r的输出信号可以表示为：

和

在本发明的一些实施例中，可以固定等式12的系数。在一些实施例中，可以自适应地选择等式12的系数。在一些实施例中，可以如下自适应地选择系数：

${\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{w,x,I,t,r}(v+1)={\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{w,x,I,t,r}\left(v\right)+\mathrm{\α}\left(e_{k_t,r}^I\left(v\right)S_{k_t,r}^I(v-w)\right)$

${\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{w,y,I,t,r}(v+1)={\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{w,y,I,t,r}\left(v\right)+\mathrm{\α}\left(e_{k_t,r}^I\left(v\right)S_{k_t,r}^Q(v-w)\right)$

${\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{w,x,Q,t,r}(v+1)={\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{w,x,Q,t,r}\left(v\right)+\mathrm{\α}\left(e_{k_t,r}^Q\left(v\right)S_{k_t,r}^Q(v-w)\right)$

${\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{w,y,Q,t,r}(v+1)={\mathrm{\δ}}_{k_t,k_r}^{w,y,Q,t,r}\left(v\right)+\mathrm{\α}\left(e_{k_t,r}^Q\left(v\right)S_{k_t,r}^I(v-w)\right)---\left(13\right)$

系数α(在一些实施例中，可以不同于等式14所描述的每个参数)确定等式14多快收敛到稳定参数。这些参数通常选择为10^-3到10^-5的数量级。

如等式11和12所示，在求和器602中总计每个函数块601-(0，1)到601-(K_T，T)的复输出信号。在求和器603中，从来自信道301-k(即，如果k＝0，基带解调器223，或者如果k＞0，下转换解调器222-k)的交叉信道干扰滤波器的对应输出信号中减去所得到的总和。

图6所示的实施例包括来自发射机270-1到270-T的基带调制器217的作用。但是，一些实施例不包括基带作用。例如，等式12不包括该作用，尽管本领域普通技术人员可以容易地修改等式13，以包括基带作用。

如图5所示，将NEXT/回声滤波器250-k的输出信号Ne_k ^I和Ne_k ^Q输入数字滤波器563-k。数字滤波器563-k可以包括进一步的放大、进一步的偏移和正交校正。放大可以通过自动增益控制确定，从而能够最小化限幅器516-k产生的误差信号。可以设置偏移值，以减小或最小化限幅器516-k处的误差。此外，可以施加正交校正，以便在发射机处、校正同相和正交混频器之间的相位差。于是，数字滤波器563-k的输出信号G_k ^I(v)和G_k ^Q(v)可以由等式(14)给出：

$G_k^I\left(v\right)=g_k^{2=I}{\mathrm{Ne}}_k^I\left(v\right)-\mathrm{OFFSE}{T}_2^I$

$G_k^Q\left(v\right)=g_k^{2-Q}{\mathrm{Ne}}_k^Q\left(v\right)-g_k^{2-I}{\mathrm{Ne}}_k^I\left(v\right){\widehat{\mathrm{\θ}}}_k^{\left(2\right)}-\mathrm{OFFSE}{T}_2^Q---\left(14\right)$

其中g_k ²(I)和g_k ²(Q)可以是自适应选择的增益值，可以是自适应选择的正交校正，以及OFFSET₂ ^I和OFFSET₂ ^Q可以是自适应选择的偏移。

自适应参数517-k接收来自下转换解调器222-k的多个部分的信号，包括来自限幅器516-k的误差和决定符号值，并调整下转换解调器222-k中的多个参数，以优化性能。能够自适应选择的一些参数包括增益、正交校正、偏移和均衡器系数。可以在交叉信道自适应参数块581中选择交叉信道干扰滤波器570的参数。在一些实施例中，根据在限幅器516-1到516-K中产生的决定符号(

和

)和误差(e_k，r ^I和e_k，r ^Q)，选择由交叉信道自适应参数块581选择的参数。

在一些实施例中，频移564产生输入PLL 523的基准信号，从而使具有接收机系统220-p的组件201-p的频率

到与具有发射机系统210-q的对应组件201-q的频率f₁到f_k匹配，其中组件201-q相组件201-p传输数据。在f₁到f_K分别对应于频率f₀到Kf₀的实施例中，则频移564移位基准时钟的频率，从而使频移Δ为0。于是，频率

到

也是频率f₀到Kf₀。在一些实施例中，频移564可以接收来自自适应参数块577和517-1到517-K的任意或所有环路滤波器的输入，并调整频移，从而使

到保持恒定，例如0或任意其他角度。在一些实施例中，频移564可以接收自适应参数块517-1到517-K和基带自适应参数块577的任意或所有环路滤波器的输出信号。频移564还可以改变基带接收时钟的频率，以匹配远端收发机的时钟频率。

在主/从环境中，主机可以假定其频率偏移为0(仅针对混频器或针对混频器和基带时钟)，并因而不进行校正。而从机不仅调整其接收混频器和接收基带时钟，以通过频移564匹配主机，而且调整其传输时钟频率(同样，仅针对混频器或针对混频器和基带时钟)。通过调整传输和接收混频器频率，用在收发机255-p中的滤波器的复杂性可以如上所述与更为复杂的系统相反。通过调整基带频率，回声/NEXT滤波器也如本公开所述与非常复杂的系统相反。

如图5所示，将数字滤波器563-k的输出信号(均衡后的样本{G_k ^I(v)，G_k ^Q(v)})输入格码解码器514-k。可以利用Viterbi算法进行格码解码，参见G.Ungerboeck.，“Trellis Coding Modulation withRedundant Signal Sets，Part I.Introduction，”IEEECommunications Magazine，vol.25，no.2，Feb.1987，pp.5-11、G.Ungerboeck.，“Trellis Coding Modulation with RedundantSignal Sets，Part II.State of the Art，”IEEE CommunicationsMagazine，vol.25，no.2，Feb.1987，pp.12-21或G.C.CLARK，JR.和J.B.CAIN.，ERROR CORRECTION CODING FOR DIGITALCOMMUNICATIONS(Plenum Press，New York，1981)。此外，格码解码器514从QAM符号集合转换回并行比特。将格码514的输出信号(现在包含n_k个并行比特)输入解扰器515-k。接收机下转换解调器222-k的解扰器515-k进行操作，以逆向进行上转换调制器212-k的加扰器401的加扰操作。

如图2D所示，在比特解析221中，将每个下转换解调器222-1到222-K和基带解调器223的输出信号重新组合为N_r ^R比特并行信号。此外，从比特解析221输出RX时钟信号。标记N_r ^R表示每个发射机272-1到272-R可能具有不同的比特数(在调制器之间具有不同的比特分布)，N_r ^R表示由发射机272-r接收的比特数。

图5所示的基带解调器223也接收来自介质110的信号Z(t)。基带解调器223中的模拟处理571接收信号Z(t)。例如，模拟处理571可以包括低通滤波器，以便分离基带信号和以载波频率传送的那些信号(如由上转换调制器212-1到212-K传输的那些信号)。处理器571还可以包括对信号的一些模拟校正，包括防混叠滤波器、基线漂移滤波器或其他滤波器。

将模拟处理571的输出信号输入ADC 572，对其进行数字化。ADC572可以具有任意比特的分辨率。例如，在16-PAM系统中，可以使用至少四比特的ADC。ADC 572可以以由接收机120-p产生的时钟信号为时钟，例如，通常在如图5所示的PLL 523中产生。在一些实施例中，自适应参数控制577可以产生能够将相位与ADC 572的定时相加的相位信号。

将ADC 572的输出信号输入数字滤波器573。可以在数字滤波器573对信号进行进一步的滤波和整形。例如，滤波器573可以包括数字基线漂移滤波器、数字自动增益控制电路或任何其他滤波器。可以将数字滤波器573的输出信号输入交叉信道干扰滤波器570，可以消除来自其余信道301-1到301-K的、由基带解调器223处理的基带信号的干扰。然后，将交叉信道干扰滤波器570针对信道301-0的输出信号F₀输入FEXT滤波器251。然后，将FEXT滤波器251的输出信号H0输入NEXT/回声滤波器250-0。NEXT/回声滤波器250-0从收发机255-k的发射机210-p中的数据的传输中消除对信道301-0的干扰(参见图2B)。将NEXT/回声滤波器250-0的输出信号输入滤波器574。滤波器574可以包括数字滤波，并且还执行均衡。

滤波器574针对符号间干扰，对信号进行均衡。滤波器574可以包括前馈部分、反馈部分或前馈和反馈部分的组合。然后，可以将滤波器574的输出信号输入数据恢复575。数据恢复575从均衡器滤波器575接收的信号中恢复数字信号。在一些实施例中，数据恢复575是PAM分割器。在一些实施例中，数据恢复575还可以包括如格码解码器、Reed-Solomon解码器或其他解码器等纠错解码器。然后，将数据恢复575的输出信号输入解扰器576，从而恢复所传输的并行比特。

在2002年12月4日、由Sreen A.Raghavan、Thulasinath G.Manicham、Peter J.Sallaway和Gerard E.Tayler递交的美国专利申请序列号10/310255、“Multi-Channel CommunicationsTransceiver”；2002年6月10日、由Sreen A.Raghavan、ThulasinathG.Manicham、Peter J.Sallaway和Gerard E.Tayler递交的美国专利申请序列号10/167,158、“Multi-Channel CommunicationsTransceiver”；Sreen A.Raghavan、Thulasinath G.Manicham、Peter J.Sallaway和Gerard E.Tayler的美国专利申请序列号10/071,771；2001年9月26日递交的、Sreen A.Raghavan、Thulasinath G.Manicham和Peter J.Sallaway的美国专利申请序列号09/965,242；和2001年7月11日、由Sreen Raghavan递交的美国专利申请序列号09/904,432中描述了上述多信道收发机的其他示例和细节，将其全部内容在此一并作为参考。

在一些实施例中，可以NEXT/回声滤波器250在数据流中实现在交叉信道干扰滤波器570和FEXT滤波器251之前。通过首先实现NEXT/回声滤波器250，NEXT/回声滤波器250的尺寸可以更小和/或具有更少的抽头。FEXT滤波器251和交叉信道干扰滤波器570可以将NEXT/回声干扰从一个信道移向另一信道，因此可能(或非常可能)的是，如果首先进行NEXT和回声干扰消除可能需要较少或不需要抽头的变换函数FN_kt，kr ^t，r在已经实现了交叉信道干扰滤波器570和FEXT滤波器251之后需要更多的抽头。相反的现象则不会发生，即FEXT滤波器251的实施引起FEXT干扰在信道间传递，因为NEXT/回声滤波器250取消对传输符号的利用，而代之以接收信号。

本领域普通技术人员将意识到可以按照与所示不同的次序实现如图5所示的接收机272-r的多种组件。此外，尽管在此公开中，将组件示为电路元件，但应当理解的是可以利用执行软件代码的一个或多个数字处理器执行一些功能(如果不是全部功能的话)。

上述本发明的实施例只是示例性的，并不用于限制本发明。本领域普通技术人员将意识到对所公开的实施例的多种修改，而这些修改倾向于包括在本发明的范围和精神内。因此，本发明仅由所附权利要求限定。

Claims (61)

1.一种收发机，包括：

a)接收机部分，包括至少一个接收机，用于通过携带相应的差分信号的至少一个铜双绞线对接收来自互补发射机的信号，所述至少一个接收机包括多个解调器，用于接收来自对应的多个频率分隔信道的信号；其中所述多个解调器包括至少一个下转换解调器，所述下转换解调器包含：

i)模拟下转换器，与接收机部分相连，用于接收来自所述至少一个铜双绞线对的模拟信号，并产生与所述至少一个铜双绞线对上、以特定载波频率传输的信号相对应的基带信号；

ii)模拟到数字转换器，与模拟下转换器相连，以提供数字化的基带信号；以及

iii)解码器，与模拟到数字转换器相连，以响应基带信号来提供数据信号；以及

b)干扰滤波器，与接收机部分相连，用于减少由接收机部分接收到的信号中的干扰，所述干扰由与来自除互补发射机以外的其他发射机的多个对应频率分隔信道中的每一个相关的传输引起。

2.根据权利要求1所述的收发机，其特征在于所述干扰滤波器包括远端串话滤波器。

3.根据权利要求1所述的收发机，其特征在于所述干扰滤波器还包括与交叉信道干扰滤波器组合在一起的远端串话滤波器。

4.根据权利要求2所述的收发机，其特征在于所述远端串话滤波器接收来自每一个解调器的输入信号，通过从接收机部分所接收的每个信号中减去解调器所接收的来自对应的多个频率分隔信道的信号的选定部分，从接收机部分所接收的的每个信号中去除干扰。

5.根据权利要求4所述的收发机，其特征在于所述远端串话滤波器还通过从接收机部分中的每个信号中，减去来自接收机部分中的每个其他信号的选定作用，校正交叉信道干扰。

6.根据权利要求2所述的收发机，其特征在于所述远端串话滤波器中的参数是自适应地选择的。

7.根据权利要求1所述的收发机，其特征在于所述收发机还包括至少一个发射机，以及所述干扰滤波器包括近端串话和回声滤波器。

8.根据权利要求7所述的收发机，其特征在于所述近端串话和回声滤波器从由所述多个解调器接收到的每个信号中减去由至少一个发射机传输的传输信号的选定部分。

9.根据权利要求8所述的收发机，其特征在于至少一个发射机包括多个调制器，每一个调制器均在对应的多个信道上传输信号，每一个信道是频率分隔信道。

10.根据权利要求8所述的收发机，其特征在于选定部分是自适应地选择的。

11.根据权利要求1所述的收发机，其特征在于还包括模拟滤波器，连接在模拟下转换器和模拟到数字转换器之间，所述模拟滤波器提供对基带信号的初始滤波和放大。

12.根据权利要求11所述的收发机，其特征在于所述模拟滤波器包括放大器。

13.根据权利要求11所述的收发机，其特征在于所述模拟滤波器包括低通滤波器。

14.根据权利要求1所述的收发机，其特征在于所述解码器包括与格码解码器相连的滤波器，所述格码解码器用于响应经过滤波的基带信号而提供数据信号。

15.根据权利要求14所述的收发机，其特征在于所述格码解码器解码形成QAM符号集合的符号。

16.根据权利要求1所述的收发机，其特征在于所述多个解调器包括基带解调器，所述基带解调器包括：

模拟处理器，用于接收来自铜双绞线对的模拟信号；

模拟到数字滤波器，与模拟处理器相连，所述模拟到数字滤波器提供数字化信号；

均衡滤波器，与模拟到数字滤波器相连；以及

数据恢复块，用于接收来自均衡滤波器的信号。

17.根据权利要求16所述的收发机，其特征在于所述模拟处理器包括低通滤波器。

18.根据权利要求16所述的收发机，其特征在于所述均衡滤波器包括均衡器。

19.根据权利要求16所述的收发机，其特征在于所述数据恢复块解码由均衡滤波器所接收的PAM符号集合的数据比特。

20.根据权利要求1所述的收发机，其特征在于所述干扰滤波器连接在模拟到数字转换器和解码器之间。

21.根据权利要求20所述的收发机，其特征在于还包括连接在干扰滤波器和模拟到数字转换器之间的第一数字滤波器。

22.根据权利要求21所述的收发机，其特征在于所述第一数字滤波器执行从模拟到数字滤波器输出的数字化基带信号的同相和正交分量之间的相位和幅度校正。

23.根据权利要求21所述的收发机，其特征在于所述第一数字滤波器包括均衡器。

24.根据权利要求21所述的收发机，其特征在于还包括连接在干扰滤波器和解码器之间的第二数字滤波器。

25.根据权利要求24所述的收发机，其特征在于所述第二数字滤波器执行基带数字信号的同相和正交分量之间的相位和幅度校正。

26.根据权利要求24所述的收发机，其特征在于所述第二数字滤波器执行数字偏移。

27.根据权利要求19所述的收发机，其特征在于还包括连接在模拟到数字滤波器和干扰滤波器之间的交叉信道干扰滤波器。

28.根据权利要求27所述的收发机，其特征在于多个解调器包含基带解调器，所述交叉信道干扰滤波器还与所述基带解调器相连，用于校正基带解调器中的信号的交叉信道干扰。

29.根据权利要求20所述的收发机，其特征在于所述干扰滤波器包括远端串话滤波器。

30.根据权利要求29所述的收发机，其特征在于所述远端串话滤波器接收来自每一个解调器的输入信号，通过从与数字化基带信号相关的信号中减去每个输入信号的选定部分，校正与数字化基带信号相关的信号。

31.根据权利要求30所述的收发机，其特征在于每个输入信号的选定部分是自适应地选择的。

32.根据权利要求30所述的收发机，其特征在于所述远端串话滤波器执行交叉信道干扰校正。

33.根据权利要求30所述的收发机，其特征在于所述收发机还包括至少一个发射机，所述至少一个发射机包括多个调制器，用于在所述至少一个铜双绞线对上的多个频率分隔信道中传输信号，与调制器耦合的频率分隔信道不同于与解调器耦合的频率分隔信道。

34.根据权利要求33所述的收发机，其特征在于第二多个频率分隔信道和所述多个频率分隔信道是相同的。

35.根据权利要求33所述的收发机，其特征在于所述干扰滤波器包括近端串话滤波器。

36.根据权利要求35所述的收发机，其特征在于一个发射机和一个接收机共享物理连接，并且所述近端串话滤波器还校正回声干扰。

37.根据权利要求35所述的收发机，其特征在于所述近端串话滤波器接收来自至少一个调制器的传输信号，并从与数字化基带信号相关的信号中减去每个传输信号的选定部分。

38.一种接收来自携带相应的差分信号的至少一个铜双绞线对的数据的方法，包括：

a)将由互补发射机在至少一个铜双绞线对上传输的对应多个频率分隔信道的信号接收到多个解调器中；

b)数字化多个解调器中的每一个中、与接收信号有关的信号，以形成数字化信号；

c)校正多个解调器中的每一个中、与数字化信号有关的信号，以去除由除互补发射机以外的其他发射机引起的干扰，形成校正信号；以及

d)从与校正信号有关的信号中，恢复由互补发射机传输的数据。

39.根据权利要求38所述的方法，其特征在于将信号接收到多个解调器中包括：

a)在至少一个频率分隔信道上接收来自至少一个铜双绞线对的传输信号；以及

b)从针对多个解调器中的每一个的传输信号中获得基带信号，所述基带信号对应于从其接收传输信号的信道。

40.根据权利要求39所述的方法，其特征在于获得基带信号包括：

利用模拟下转换器，对接收信号进行下转换；以及

对下转换器的输出信号进行滤波。

41.根据权利要求39所述的方法，其特征在于所述多个解调器之一接收在基带信道上传输的信号，所述基带信道是所述多个频率分隔信道之一。

42.根据权利要求38所述的方法，其特征在于校正与数字化信号有关的信号包括提供对远端串话干扰的校正。

43.根据权利要求42所述的方法，其特征在于提供对远端串话干扰的校正包括从每个信号中减去每个其他信号的作用。

44.根据权利要求42所述的方法，其特征在于提供对远端串话干扰的校正还包括对交叉信道干扰的校正，其中从与数字化信号有关的信号中减去来自多个解调器中的每一个的数字化信号输出的作用。

45.根据权利要求38所述的方法，其特征在于校正与数字化信号相关的信号包含提供对近端串话干扰和回声干扰的校正。

46.根据权利要求45所述的方法，其特征在于提供对近端串话干扰和回声干扰的校正包括减去来自至少一个发射机所产生的信号的作用。

47.一种收发机系统，包括：

a)第一收发机，包括：

i)第一发射机，包括多个调制器，每一个调制器在传输介质上的第一多个频率分隔信道之一中进行传输；以及

ii)第一接收机，包括多个解调器，每一个解调器从传输介质上的第二多个频率分隔信道之一中接收信号；以及

a)第二收发机，所述第二收发机包括：

i)第二接收机，用于接收与由第一发射机在传输介质上的第一多个频率分隔信道之一中传输的信号相对应的信号；以及

ii)第二发射机，用于在传输介质上的第二多个频率分隔信道中传输信号，第一接收机接收由第二发射机发射的信号；以及其中所述第一收发机包括与第一接收机相连的干扰滤波器，所述干扰滤波器去除由第二发射机以外的其他发射机引起的干扰，从第一接收机中的信号去除所述干扰。

48.根据权利要求47所述的收发机系统，其特征在于所述干扰滤波器包括远端串话滤波器，用于接收来自第一收发机中的至少一个其他发射机的信号，以及校正第一接收机中的信号。

49.根据权利要求47所述的收发机系统，其特征在于所述干扰滤波器包括近端串话和回声滤波器，用于接收来自第一发射机的信号，以及校正第一接收机中的信号。

50.根据权利要求49所述的收发机系统，其特征在于所述近端串话和回声滤波器还用于接收来自第一收发机中的至少一个其他发射机的信号。

51.根据权利要求47所述的收发机系统，其特征在于所述传输介质包括连接第一发射机和第二接收机的第一铜双绞线对和连接第一接收机和第二发射机的第二铜双绞线对。

52.根据权利要求51所述的收发机系统，

其特征在于所述第一收发机还包括第三发射机和第三接收机，以及所述第二收发机还包括第四接收机和第四发射机，以及

所述传输介质包括连接第三发射机和第四接收机的第三铜双绞线对和连接第三接收机和第四发射机的第四铜双绞线对。

53.根据权利要求52所述的收发机系统，其特征在于

第一多个频率分隔信道包括频率为f₀、2f₀、3f₀和4f₀的四个信道，f₀约为312.5MHz，

第二多个频率分隔信道与第一组频率分隔信道相同，

多个调制器中的每一个利用波特率为208.333兆符号/秒的6/7格码编码，传输QAM 128符号，以及

多个解调器中的每一个利用波特率为208.333兆符号/秒的6/7格码编码，接收QAM 128符号。

54.根据权利要求47所述的收发机系统，其特征在于所述传输介质包括第一铜线对，第一发射机和第二接收机通过第一铜线对相连，第一接收机和第二发射机也通过第一铜线对相连。

55.根据权利要求54所述的收发机系统，

其特征在于所述第一收发机包括第三发射机、第四发射机和第五发射机、第三接收机、第四接收机和第五接收机，以及所述第二收发机包括第六发射机、第七发射机、第八发射机、第六接收机、第七接收机和第八接收机，以及

所述传输介质还包括：第二铜线对，连接第三发射机、第三接收机、第六发射机和第六接收机；第三铜线对，连接第四发射机、第四接收机、第七发射机和第七接收机；以及第四铜线对，连接第五发射机、第五接收机、第八发射机和第八接收机。

56.根据权利要求55所述的收发机系统，其特征在于

a)第一多个频率分隔信道处于f₀和2f₀，f₀约为312.5MHz，

b)第二多个频率分隔信道与第一多个频率分隔信道是相同的，

c)多个调制器中的每一个利用波特率为208.333兆符号/秒的6/7格码编码，传输QAM128符号，以及

d)多个解调器中的每一个利用波特率为208.333兆符号/秒的6/7格码编码，接收QAM 128符号。

57.根据权利要求55所述的收发机系统，其特征在于第一多个频率分隔信道的频率为f₀和3f₀，以及第二多个频率分隔信道的频率为2f₀和4f₀。

58.根据权利要求56所述的收发机系统，其特征在于所述干扰滤波器包括远端串话滤波器，用于接收来自第一接收机、第三接收机、第四接收机和第五接收机中的每一个的信号，并校正第一接收机、第三接收机、第四接收机和第五接收机中的每一个中的信号。

59.根据权利要求56所述的收发机系统，其特征在于所述干扰滤波器包括近端串话和回声滤波器，用于接收来自第一发射机、第三发射机、第四发射机和第五发射机的信号，并校正第一接收机、第三接收机、第四接收机和第五接收机中的信号。

60.根据权利要求47所述的收发机系统，其特征在于所述第一收发机包括主锁相环电路，用于提供定时信号，以及所述第二收发机包括频移电路和锁相环电路，用于恢复所述第一收发机的定时信号。

61.根据权利要求47所述的收发机系统，其特征在于所述第二收发机包括主锁相环电路，用于提供定时信号，以及所述第一收发机包括频移电路和锁相环电路，用于恢复所述第二收发机的定时信号。

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