CN1610260A - 振荡装置和移动通信机 - Google Patents

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Abstract

由差动谐振电路、振荡晶体管和差动可变电容器电路构成差动压控振荡器。差动可变电容器电路是与至少1组变容二极管反向并联连接并用多个电容器进行直流隔离的构成。而且，利用由相位比较器的输出控制的充电泵电路生成差动控制电压，将差动控制电压直接加在变容二极管的阳极和阴极之间。

Description

振荡装置和移动通信机
技术领域
本发明涉及例如移动通信机的无线终端装置使用的振荡装置。该振荡装置的构成包括使用例如PLL电路控制输出相位的压控振荡器。
背景技术
近年来，移动通信机的无线终端装置因为追求小型化的结果，大部分高频无线电路可以半导体上实现。在这样的状况下，作为无线机的心脏部分的振荡器也可以在半导体上集成。这样的振荡器主要使用差动压控振荡器。
差动压控振荡器具有图4所示那样的的电路构成，具有共模噪声小的特征。在图4中，符号401表示电源端子。符号402表示恒流源。符号403a、403b表示电感。符号404表示控制电压端子。符号405a、405b表示变容二极管。符号405表示由变容二极管405a、405b和控制电压端子404构成的差动可变电容器电路。符号406a、406b表示振荡晶体管。
关于上述差动压控振荡器的动作，因在Bzhzad Razavi著，黑田忠弘监译，“RF微电子学”，丸善，2002，pp234～254中已有记载，故省略其详细说明，如图4所示，使用由压控电压端子404和变容二极管405a、405b构成的差动可变电容器电路405。
此外，图4所示的差动压控振荡器的构成通过进而附加图5所示那样的固定电容切换电路508，来扩展可变频带宽度。在图5中，对和图4重复的部分添加相同的符号并省略说明。符号507表示固定电容切换控制电压端子。此外，符号508a、508b表示变容二极管。
下面，使用图6说明差动压控振荡器的动作。在图6中，横轴是加在控制电压端子404上的控制电压Vt，纵轴是差动压控振荡器的振荡频率。
图6示出振荡频率因切换加在固定电容切换控制电压端子507上的固定电容切换控制电压的值而相对将固定电容值分别设定为A和B时的控制电压Vt的变化。如图6所示，与切换的固定电容的值A、B对应切换振荡频率的频带，可以覆盖很宽的振荡频带范围。
此外，为了维持该差动压控振荡器的信号纯度，相了各种各样的办法。例如，通过使用在特开平7-297710号公报‘改良锁相环’中示出的差动型PLL电路，即使对外来噪声或半导体内部的噪声也可以维持高的信号纯度。关于差动型PLL电路，因在Bzhzad Razavi著，黑田忠弘监译，“RF微电子学”，丸善，2002，pp271～303中已有记载，故省略其详细说明。
使用这样的差动型PLL电路的先有的差动可变电容器电路为了与差动控制电压对应，采用图7所示的构成。下面，使用图7说明先有的差动可变电容器电路的构成及动作。在图7中，符号701表示第1差动端子，702表示第2差动端子，703表示第1电容器，704表示第2电容器，705表示第1变容二极管，706表示第2变容二极管，707表示第1电阻，708表示第2电阻，709表示第1控制电压端子，710表示第2控制电压端子。711表示第3电阻，712表示基准电压端子。
该差动可变电容器电路利用由基准电压供给端子供给的基准电压，将负端的差动控制电压分别加给控制电压端子709、710，通过利用和基准电压的电位差来驱动变容二极管705、706，可以使差动电容变化。
但是，在上述那样的构成中，存在当因周围温度变化或电源负载的切换等影响而发生电源电压偏离时，差动可变电容器电路中的电容的差动平衡被破坏，振荡器的共模噪声增加，信号纯度变差的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种振荡装置，难以受电源电压变动的影响，电容的差动平衡不会被破坏，可以防止增大差动压控振荡器的噪声。
为了解决上述问题，本发明采用生成具有同一温度特性和电源电压变动特性的差动控制电压，使该差动控制电压与差动可变电容器电路的控制电压端子直接连接，用差动控制电压间的电位差驱动变容二极管，使变容二极管反向并联的结构。由此，可以实现难以受电源电压变动的影响，电容的差动平衡不会被破坏，能防止增大差动压控振荡器的噪声的振荡装置。
第1发明的振荡装置具有包含差动电容与差动控制电压对应变化的差动可变电容电路的差动压控振荡器和对差动可变电容电路施加差动控制电压的控制电路。而且，利用相互反向并联连接的至少1组变容二极管和与至少1组变容二极管直流隔离的电容器组构成差动可变电容电路，对至少1组变容二极管的阳极和阴极分别加控制电路的差动控制电压。
上述差动压控振荡器最好进而包含差动谐振电路电路和至少1组振荡晶体管。
作为第1例，上述控制电路包括：产生基准信号的基准信号发生器；相位比较器，对基准信号和外部信号进行相位比较，将外部信号相对基准信号相位滞后或相位超前的相位比较结果作为频率升高控制输出或频率降低控制输出，使其从频率升高控制输出端子或频率降低控制输出端子输出；至少1个第1充电泵电路，响应频率升高控制输出，输出比预定的第1电压高的电压，响应频率降低控制输出，输出比预定的第1电压低的电压；至少1个第2充电泵电路，响应频率降低控制输出，输出比预定的第2电压高的电压，响应频率升高控制输出，输出比预定的第2电压低的电压。
而且，将差动压控振荡器的输出信号或其分频信号作为外部信号输入相位比较器，将第1充电泵电路的输出电压作为差动控制电压分别加给至少1组变容二极管的阴极，将第2充电泵电路的输出电压作为差动控制电压分别加给至少1组变容二极管的阳极。
这里，最好将第1充电泵电路的输出电压设定得比第2充电泵电路的输出电压高，将第1充电泵电路的输出电压和第2充电泵电路的输出电压作为差动控制电压驱动至少1组变容二极管。
此外，最好设置滤波器电路，分别除去第1充电泵电路的输出电压和第2充电泵电路的输出电压的高频成分，再分别加给至少1组变容二极管的阴极和阳极。
作为第2例，上述控制电路包括：输出2个切换电压的频率切换控制电路；至少1个第1控制电压变换电路，当频率切换控制电路的输出电压是高电压时输出比预定的第1电压高的电压，当频率切换控制电路的输出电压是低电压时输出比预定的第1电压低的电压；至少1个第2控制电压变换电路，当频率切换控制电路的输出电压是高电压时输出比预定的第2电压低的电压，当频率切换控制电路的输出电压是低电压时输出比预定的第2电压高的电压。
而且，将第1控制电压变换电路的输出电压作为差动控制电压分别加给至少1组变容二极管的阴极，将第2控制电压变换电路的输出电压作为差动控制电压分别加给至少1组变容二极管的阳极。
这里，最好将第1控制电压变换电路的输出电压设定得比第2控制电压变换电路的输出电压高，将第1控制电压变换电路的输出电压和第2控制电压变换电路的输出电压作为差动控制电压驱动至少1组变容二极管。
本发明的振荡装置也可以采用如下构成。即，差动可变电容电路由差动电容与第1差动控制电压对应变化的第1差动可变电容电路和差动电容与第2差动控制电压对应变化的第2差动可变电容电路构成。第1差动可变电容电路由至少1组相互反向并联连接的第1变容二极管和与至少1组第1变容二极管直流隔离的第1电容器群构成。第2差动可变电容电路由至少1组相互反向并联连接的第2变容二极管和与至少1组第2变容二极管直流隔离的第2电容器群构成。控制电路由对第1差动可变电容电路加第1差动控制电压的第1控制电路和对第2差动可变电容电路加第2差动控制电压的第2控制电路构成。
第1控制电路包括：产生基准信号的基准信号发生器；相位比较器，对基准信号和外部信号进行相位比较，将外部信号相对基准信号相位滞后或相位超前的相位比较结果作为频率升高控制输出或频率降低控制输出，使其从频率升高控制输出端子或频率降低控制输出端子输出；至少1个第1充电泵电路，响应频率升高控制输出，输出比预定的第1电压高的电压，响应频率降低控制输出，输出比预定的第1电压低的电压；至少1个第2充电泵电路，响应频率降低控制输出，输出比预定的第2电压高的电压，响应频率升高控制输出，输出比预定的第2电压低的电压。
而且，将差动压控振荡器的输出信号或其分频信号作为外部信号输入相位比较器，将第1充电泵电路的输出电压作为第1差动控制电压分别加给至少1组第1变容二极管的阴极，将第2充电泵电路的输出电压作为第1差动控制电压分别加给至少1组第1变容二极管的阳极。
第2控制电路包括：输出2个切换电压的频率切换控制电路；至少1个第1控制电压变换电路，当频率切换控制电路的输出电压是高电压时输出比预定的第3电压高的电压，当频率切换控制电路的输出电压是低电压时输出比预定的第3电压低的电压；至少1个第2控制电压变换电路，当频率切换控制电路的输出电压是高电压时输出比预定的第4电压低的电压，当频率切换控制电路的输出电压是低电压时输出比预定的第4电压高的电压。
而且，将第1控制电压变换电路的输出电压作为第2差动控制电压分别加给至少1组第2变容二极管的阴极，将第2控制电压变换电路的输出电压作为第2差动控制电压分别加给至少1组第2变容二极管的阳极。
这里，最好将第1充电泵电路的输出电压设定得比第2充电泵电路的输出电压高，将第1充电泵电路的输出电压和第2充电泵电路的输出电压作为第1差动控制电压驱动至少1组第1变容二极管。此外最好将第1控制电压变换电路的输出电压设定得比第2控制电压变换电路的输出电压高，将第1控制电压变换电路的输出电压和第2控制电压变换电路的输出电压作为第2差动控制电压驱动至少1组第2变容二极管。
第2发明的移动通信机具有振荡装置，振荡装置具有上述构成。
如上所述，本发明的振荡装置和移动通信机通过生成具有同一温度特性和电源电压变动特性的差动控制电压，使该差动控制电压与差动可变电容电路的控制电压端子直接连接，用差动控制电压间的电位差驱动变容二极管，使变容二极管反向并联的结构，使其难以受电源电压变动的影响，电容的差动平衡不会被破坏，能防止增大振荡器的共模噪声。
附图说明
图1是表示本发明实施例1的振荡装置的构成的电路图。
图2A和图2B是表示本发明实施例1的振荡装置的充电泵电路的另一电路例的电路图。
图3是表示本发明实施例1的振荡装置的构成的电路图。
图4是表示差动压控振荡器的先有技术的构成的电路图。
图5是表示附加了固定电容切换电路的差动压控振荡器的先有技术的构成的电路图。
图6是表示图5的差动压控振荡器的振荡频率的控制范围的特性图。
图7是表示差动可变电容器电路的先有技术的电路图。
图8是表示本发明实施例3的移动通信机的方框图。
图9是表示先有技术的移动通信机的方框图。
具体实施方式
下面，参照附图说明本发明的实施例。
(实施例1)
下面，根据附图说明构成本发明实施例1的PLL电路的振荡装置。在图1中，符号101表示以对温度稳定的频率产生基准信号的基准信号发生器。
符号102表示相位比较器，102a、102b分别表示第1和第2输入端子，102c表示频率上升控制输出端子，102d表示频率下降控制输出端子。
符号103表示分频用的预换算器。
符号104表示第1充电泵电路，104H表示高电平电压端子，104L表示低电平电压端子，104a表示高电平切换装置，104b表示低电平切换装置，104c表示第1差动输出端子。
符号105表示表示第2充电泵电路，105H表示高电平电压端子，105L表示低电平电压端子，105a表示高电平切换装置，105b表示低电平切换装置，105c表示第1差动输出端子。
符号106表示第1电源电压端子，107表示第1分压电阻，108表示第2分压电阻，109表示第3分压电阻，110表示第4分压电阻。
符号111表示第1差动端子，112表示第2差动端子，113a表示直流隔离用第1电容器，113b表示直流隔离用第2电容器。符号114a表示直流隔离用第3电容器，114b表示直流隔离用第4电容器。符号115a表示第1变容二极管，115b表示第2变容二极管。符号116a表示第1电阻，116b表示第2电阻。117a表示第3电阻，117b表示第4电阻。上述第1差动端子111、第2差动端子112、第1电容器113a、第2电容器113b、第3电容器114a、第4电容器114b、第1变容二极管115a、第2变容二极管115b、第1电阻116a、第1电阻116a、第2电阻116b、第3电阻117a、第4电阻117a构成差动电容与控制电压对应变化的差动可变电容器电路150。
符号118表示第2电源电压，119表示恒流源，120a表示第1电感，120b表示第2电感。第1电感120a和第2电感120b构成差动谐振电路。
符号121a表示第1振荡晶体管，121b表示第2振荡晶体管。第1振荡晶体管121a和第2振荡晶体管121b、上述差动谐振电路151和差动可变电容器电路150构成差动压控振荡器。
符号122a表示第1信号输出端子，122b表示第2信号输出端子，123表示环路滤波器。
相位比较器102对基准信号和外部信号进行相位比较，将外部信号相对基准信号相位滞后或相位超前的相位比较结果作为频率升高控制输出或频率降低控制输出，使其从频率升高控制输出端子102c或频率降低控制输出端子102d输出。
第1充电泵电路104响应从相位比较器102来的频率升高控制输出，输出比预定的第1电压高的电压，响应从相位比较器102来的频率降低控制输出，输出比预定的第1电压低的电压。第1充电泵电路104在图1中只示出1个，但也可以设置2个。
第2充电泵电路105响应从相位比较器102来的频率下降控制输出，输出比预定的第2电压高的电压，响应从相位比较器102来的频率上升控制输出，输出比预定的第2电压低的电压。第2充电泵电路105在图1中只示出1个，但也可以设置2个。
而且，将第1充电泵电路104的输出电压作为控制电压分别加给变容二极管115a、115b的阴极，将第2充电泵电路105的输出电压作为控制电压分别加给变容二极管115a、115b的阳极。
此外，将上述第1充电泵电路104的输出电压设定得比第2充电泵电路105的输出电压高，将第1充电泵电路104的输出电压和第2充电泵电路105的输出电压作为差动充电泵电压驱动至少1组变容二极管115a、115b。
这里，第1电源电压端子106的电压相当于比预先设定的第1电压高的电压，第1和第2分压电阻107、108的中点电压相当于比第1电压低的电压。第3和第4分压电阻109、110的中点电压相当于比预先设定的第2电压低的电压。第1和第2分压电阻107、108的中点电压设定的比第3和第4电阻109、110的中点电压高。
该振荡装置的动作如下所示。差动压控振荡器的输出分成122a、122b两路，通过使用预换算器103分频，使振荡频率符合基准信号发生器的输出频率。接着，相位比较器102将基准信号发生器101的输出和预换算器103的输出信号比较，使比较的结果从频率上升输出端子102c和频率下降输出端子102d输出。
第1电源电压106的电位加给第1充电泵电路104的高电平电压端子104H，将由第1分压电阻107和第2分压电阻108对第1电源电压端子106的电位分压后的电位加给第1充电泵电路104的低电平电压端子104L。此外，将由第3分压电阻109和第4分压电阻110对第1电源电压端子106的电位分压后的电位加给第2充电泵电路105的高电平电压端子105H，接地端子的电位加给第2充电泵电路105的高电平电压端子105H。
接着，使第1充电泵电路104的高电平切换装置104a连接在高电平电压端子104H和第1差动输出端子104c之间，利用频率上升输出端子102c输出的高低电平切换导通截止。此外，使低电平切换装置104b连接在低电平电压端子104L和第1差动输出端子104c之间，利用频率下降输出端子102d输出的高低电平切换导通截止。
同样，使第2充电泵电路105的高电平切换装置105a连接在高电平电压端子105H和第2差动输出端子105c之间，利用频率下降输出端子102d输出的高低电平切换导通截止，使低电平切换装置105b连接在低电平电压端子105L和第2差动输出端子105c之间，利用频率上升输出端子102c输出的高低电平切换导通截止。
接着，使用环路滤波器123抑制作为第1差动输出端子104c和第2差动输出端子105c的输出的差动控制电压的高频成分，来自第1差动输出端子104c的控制电压经第1电阻116a和第2电阻116b加给第1变容二极管115a和第2变容二极管115b的阴极，来自第2差动输出端子105c的控制电压经第3电阻117a和第4电阻117b加给第1变容二极管115a和第2变容二极管115b的阳极。
通过这样对变容二极管115a、115b加电压并利用各自的差动控制电压的电位差驱动变容二极管115a、115b，使差动电容变化，可以稳定地控制由输出端子122a、122b输出的电压控制的振荡器的振荡频率。
在这样的振荡装置(PLL电路)中，，当电源电压急剧变动时，因不象先有例那样使用基准电压，故可以抑制差动可变电容器电路150的驱动电压的变动，可以减小振荡频率的偏差。进而，通过使第1变容二极管115a和第2变容二极管115b反向并联连接，可以实现对差动压控振荡器的电感平衡好的、共模噪声小的振荡装置(PLL电路)。
再有，在本实施例中，使用切换开关作为充电泵电路，但这只不过是一个例子，使用图2A或图2B那样的的电路去代替当然也可以得到同样的效果。在图2A中，符号201示出一例使用了CMOS晶体管的充电泵电路。和图1的充电泵相同功能的点使用相同的末尾符号，并省略详细说明。符号201a表示p型MOS晶体管，201b表示n型MOS晶体管。符号201H表示高电平电压端子，201L表示低电平电压端子，201c表示差动输出端子。
在图2B中，符号202示出一例使用了CMOS晶体管和恒流源的充电泵电路。符号202X表示第1电流源，202Y表示第2电流源。其余和图2A相同。
(实施例2)
其次，使用图3说明构成本发明实施例2的PLL电路的振荡装置。在图3中，对和图1重复的部分附加相同的符号并省略其说明。在图3中，符号301表示产生2个以上的频率切换电压(或频带切换电压)的频率切换控制电路。
符号302表示直接输出频率切换控制电路301的输出电压并使频率切换控制电路301的输出反相后输出的反相信号生成电路。
符号304表示第1控制电压变换电路，304H表示高电平电压端子，304L表示低电平电压端子，304a表示高电平切换装置，304b表示低电平切换装置，304c表示第1控制输出端子。
符号305表示第2控制电压变换电路，305H表示高电平电压端子，305L表示低电平电压端子，305a表示高电平切换装置，305b表示低电平切换装置，305c表示第2控制输出端子。
第1控制电压变换电路304当频率切换控制电路301的输出电压是高电压时输出比预定的第1电压高的电压，当频率切换控制电路301的输出电压是低电压时输出比第1电压低的电压。第1控制电压变换电路304在图3中只示出1个，但也可以设置2个以上。
第2控制电压变换电路305当频率切换控制电路301的输出电压是高电压时输出比预定的第2电压低的电压，当频率切换控制电路301的输出电压是低电压时输出比第2电压高的电压。第2控制电压变换电路305在图3中只示出1个，但也可以设置2个以上。
接着，分别将第1控制电压变换电路304的输出电压作为控制电压加给变容二极管115a、115b的阴极，分别将第2控制电压变换电路305的输出电压作为控制电压加给变容二极管115a、115b的阳极。进而，将第1控制电压变换电路304的输出电压设定得比第2控制电压变换电路305的输出电压高，将第1控制电压变换电路304的输出电压和第2控制电压变换电路305的输出电压作为差动控制电压驱动变容二极管115a、115b。
符号324示出差动可变电容器电路。该差动可变电容器电路324因能根据控制电压使电容变化，故例如用来构成PLL电路。再有，关于用来构成PLL电路的基准信号发生电路、预换算器、相位比较器、第1和第2充电泵电路和差动环路滤波器等的构成，省略图示。
该振荡装置的动作如下所示。在反相信号生成电路302中，使频率切换控制电路生成频率切换控制信号输出原来的非反相信号和反相信号。
将第1电源电压端子106的电位加给第1控制电压变换电路304的高电平电压端子304H，将由第1分压电阻107和第2分压电阻108对第1电源电压端子106的电位分压后的电位加给第1控制电压变换电路304的低电平电压端子304L。此外，将由第3分压电阻109和第4分压电阻110对第1电源电压端子106的电位分压后的电位加给第2控制电压变换电路305的高电平电压端子305H，接地端子的电位加给第2控制电压变换电路305的低电平电压端子305L。
接着，使第1控制电压变换电路304的高电平切换装置304a连接在高电平电压端子304H和第1控制输出端子304c之间，利用非反相控制信号的高低电平切换导通截止。此外，使低电平切换装置304b连接在低电平电压端子304L和第1控制输出端子304c之间，利用反相输出的的高低电平切换导通截止。
同样，使第2控制电压变换电路305的高电平切换装置305a连接在高电平电压端子305H和第2控制输出端子305c之间，利用反相输出的高低电平切换导通截止，使低电平切换装置305b连接在低电平电压端子305L和第2控制输出端子305c之间，利用非反相控制信号的高低电平切换导通截止。
接着，来自第1控制输出端子304c的控制电压经第1电阻116a和第2电阻116b加给第1变容二极管115a和第2变容二极管115b的阴极，来自第2控制输出端子305c的控制电压经第3电阻117a和第4电阻117b加给第1变容二极管115a和第2变容二极管115b的阳极。
通过这样对变容二极管115a、115b加电压并利用各自的差动控制电压的电位差驱动变容二极管115a、115b，来切换差动电容，可以稳定地切换控制由输出端子122a、122b输出的振荡器的振荡频率。
在本实施例中，和第1实施例一样对频率的切换不使用基准电压进行差动电容的切换，故可以抑制电源电压变动等对振荡频率的影响。
再有，本实施例的差动可变电容器电路324可以使用和第1实施例的构成同样的构成。在本实施例和实施例1中，因差动可变电容器的控制相互独立，故即使两者组合使用也没有关系，进而，可以得到稳定的振荡频率。
此外，在上述实施例2中，说明了切换高低2个振荡频率的构成，但也可以切换3个以上的频率。这时，频率切换电路301必须是输出用来切换3个以上的频率的频率切换信号的构成。此外，对于控制电压变换电路304、305，必须是可以与频率切换信号对应有选择地输出3个以上各不相同的电压的构成。当然，控制电压变换电路304的输出电压在切换为最高频率时设定为最低值，在切换为最低频率时设定为最高值。此外，对于反相信号生成电路302，当然必须与频率切换控制电路301和控制电压变换电路304、305的电路变更对应变更。
再有，在实施例1、2中，向充电泵电路或控制电压切换电路的高电平电压端子、低电平电压端子供给的电位由分压电阻生成，但只要是利用温度特性等相同、相对变化小的组合电路能得到同样功能的电路，什么样的电路都能得到同样的效果。
此外，在实施例1、2中，为了分离控制电压的DC成分和差动可变电容器电路的高频成分，使用了电阻116a、116b、117a、117b，这是一个例子，只要是能得到同样功能的电路，使用什么元件都可以。
(实施例3)
其次，参照图8说明将实施例1或实施例2的振荡装置作为本振部(本机振荡器)的移动通信机的构成。在图8中，符号1001表示天线，1002表示天线共用器(收发自动转换开关)。符号1003表示放大器，1004表示滤波器，1005表示增益控制放大器，1006、1007分别表示调制器，1008表示本发明振荡装置使用的本振部，符号1009表示放大器，1010表示滤波器，1011表示放大器，1012、1013分别表示解调器，1014表示本发明的振荡装置使用的本振部。符号1015表示电池，1016表示电源调节器。
本实施例的移动通信机用一个电源调节器1016稳定电池1015的电压，电源调节器1016的输出电压作为公共电源电压加给例如增益控制放大器1005、调制器1006、1007、本振部1008、放大器1009、1011、解调器1012、1013和本振部1014。
但是，在先有技术中，如图9所示，除了电源调节器1016之外，又设置1个调节器1017，电源调节器1017作为本振部1008和1014专用，增益控制放大器1005、调制器1006、1007、放大器1009、1011和解调器1012、1013使用电源调节器1016。
其理由如下。即，先有技术中的本振部(振荡装置)容易受电源电压变动的影响，因此存在共模噪声增加的问题。为了降低共模噪声，要求从电源调节器向本振部供给的电源电压尽可能保持在一定的值上。
因此，在先有技术中，如上所述，和向增益控制放大器1005、调制器1006、1007、放大器1009、1011、解调器1012、1013供给电源电压的电源调节器1016不同，设置本振部1008和1014专用的电源调节器1017，使其不受伴随增益控制放大器1005、调制器1006、1007、放大器1009、1011和解调器1012、1013的电流变化的电源电压变动的影响。结果，出现集成化时占有面积增加和制造成本增加等问题。
但是，若按照上述实施形态3的构成，因本振部1008、1014具有难以受电源电压变动的影响的构成，故即使增益控制放大器1005、调制器1006、1007、放大器1009、1011、解调器1012、1013和本振部1008、1014共用电源调节器1016，也难以增加共模噪声。结果，减少了1个电源调节器，可以降低集成化的占有面积和制造成本。
再有，在移动通信机中，当增益控制放大器、解调器和本振部共用1个电源调节器时，加给本振部的电源电压因下述理由而发生变化。即，当增益控制放大器和解调器的电流因输出电流的变化等原因而变化很大时，因电源调节器、增益控制放大器、解调器和本振部之间的引线电阻而使电压降变化，因此，加给本振部的电源电压变化很大。
工业上利用的可能性
本发明的振荡装置具有难以受电源电压变动的影响，不会破坏电容的差动平衡，可以防止振荡器的共模噪声的增加的效果，例如，可以用于移动通信机的无线终端装置使用的振荡装置。

Claims (18)

1.一种振荡装置，其特征在于：具有包含差动电容与差动控制电压对应变化的差动可变电容电路的差动压控振荡器和对上述差动可变电容电路施加上述差动控制电压的控制电路，
利用相互反向并联连接的至少1组变容二极管和与至少1组变容二极管直流隔离的电容器组构成上述差动可变电容器电路，
对上述至少1组变容二极管的阳极和阴极分别施加上述控制电路的上述差动控制电压。
2.权利要求1记载的振荡装置，其特征在于：上述差动压控振荡器进而包含差动谐振电路和至少1组振荡晶体管。
3.权利要求1记载的振荡装置，其特征在于，上述控制电路包括：
产生基准信号的基准信号发生器；
相位比较器，对上述基准信号和外部信号进行相位比较，将上述外部信号相对上述基准信号相位滞后或相位超前的相位比较结果作为频率升高控制输出或频率降低控制输出，使其从频率升高控制输出端子或频率降低控制输出端子输出；
至少1个第1充电泵电路，响应上述频率升高控制输出，输出比预定的第1电压高的电压，响应上述频率降低控制输出，输出比预定的上述第1电压低的电压；
至少1个第2充电泵电路，响应上述频率降低控制输出，输出比预定的第2电压高的电压，响应上述频率升高控制输出，输出比预定的上述第2电压低的电压；
将上述差动压控振荡器的输出信号或其分频信号作为上述外部信号输入上述相位比较器，
将上述第1充电泵电路的输出电压作为上述差动控制电压分别加给上述至少1组变容二极管的阴极，将上述第2充电泵电路的输出电压作为上述差动控制电压分别加给上述至少1组变容二极管的阳极。
4.权利要求3记载的振荡装置，其特征在于：将上述第1充电泵电路的输出电压设定得比上述第2充电泵电路的输出电压高，将上述第1充电泵电路的输出电压和上述第2充电泵电路的输出电压作为上述差动控制电压驱动上述至少1组变容二极管。
5.权利要求3记载的振荡装置，其特征在于：设置滤波器电路，分别除去上述第1充电泵电路的输出电压和上述第2充电泵电路的输出电压的高频成分，再分别加给上述至少1组变容二极管的阴极和阳极。
6.权利要求1记载的振荡装置，其特征在于：上述控制电路包括：
输出2个切换电压的频率切换控制电路；
至少1个第1控制电压变换电路，当上述频率切换控制电路的输出电压是高电压时输出比预定的第1电压高的电压，当上述频率切换控制电路的输出电压是低电压时输出比上述第1电压低的电压；
至少1个第2控制电压变换电路，当上述频率切换控制电路的输出电压是高电压时输出比预定的第2电压低的电压，当上述频率切换控制电路的输出电压是低电压时输出比上述第2电压高的电压；
将第1控制电压变换电路的输出电压作为上述差动控制电压分别加给上述至少1组变容二极管的阴极，将上述第2控制电压变换电路的输出电压作为上述差动控制电压分别加给上述至少1组变容二极管的阳极。
7.权利要求6记载的振荡装置，其特征在于：将上述第1控制电压变换电路的输出电压设定得比上述第2控制电压变换电路的输出电压高，将上述第1控制电压变换电路的输出电压和上述第2控制电压变换电路的输出电压作为上述差动控制电压驱动上述至少1组变容二极管。
8.权利要求1记载的振荡装置，其特征在于：上述差动可变电容器电路由差动电容与第1差动控制电压对应变化的第1差动可变电容器电路和差动电容与第2差动控制电压对应变化的第2差动可变电容器电路构成，
上述第1差动可变电容器电路由至少1组相互反向并联连接的第1变容二极管和与上述至少1组第1变容二极管直流隔离的第1电容器群构成，
上述第2差动可变电容器电路由至少1组相互反向并联连接的第2变容二极管和与上述至少1组第2变容二极管直流隔离的第2电容器群构成，
上述控制电路由对上述第1差动可变电容电路施加上述第1差动控制电压的第1控制电路和对上述第2差动可变电容电路施加上述第2差动控制电压的第2控制电路构成，
上述第1控制电路包括：产生基准信号的基准信号发生器；
相位比较器，对上述基准信号和外部信号进行相位比较，将上述外部信号相对上述基准信号相位滞后或相位超前的相位比较结果作为频率升高控制输出或频率降低控制输出，使其从频率升高控制输出端子或频率降低控制输出端子输出；
至少1个第1充电泵电路，响应上述频率升高控制输出，输出比预定的第1电压高的电压，响应上述频率降低控制输出，输出比上述第1电压低的电压；
至少1个第2充电泵电路，响应上述频率降低控制输出，输出比预定的第2电压高的电压，响应上述频率升高控制输出，输出比上述第2电压低的电压；
将上述差动压控振荡器的输出信号或其分频信号作为上述外部信号输入上述相位比较器，
将上述第1充电泵电路的输出电压作为上述第1差动控制电压分别加给上述至少1组第1变容二极管的阴极，将上述第2充电泵电路的输出电压作为上述第1差动控制电压分别加给上述至少1组第1变容二极管的阳极。
上述第2控制电路包括：输出2个切换电压的频率切换控制电路；
至少1个第1控制电压变换电路，当上述频率切换控制电路的输出电压是高电压时输出比预定的第3电压高的电压，当上述频率切换控制电路的输出电压是低电压时输出比上述第3电压低的电压；
至少1个第2控制电压变换电路，当上述频率切换控制电路的输出电压是高电压时输出比预定的第4电压低的电压，当上述频率切换控制电路的输出电压是低电压时输出比上述第4电压高的电压，
将第1控制电压变换电路的输出电压作为上述第2差动控制电压分别加给上述至少1组第2变容二极管的阴极，将上述第2控制电压变换电路的输出电压作为上述第2差动控制电压分别加给上述至少1组第2变容二极管的阳极。
9.权利要求8记载的振荡装置，其特征在于：将上述第1充电泵电路的输出电压设定得比上述第2充电泵电路的输出电压高，将上述第1充电泵电路的输出电压和上述第2充电泵电路的输出电压作为上述第1差动控制电压驱动上述至少1组第1变容二极管，
将上述第1控制电压变换电路的输出电压设定得比上述第2控制电压变换电路的输出电压高，将上述第1控制电压变换电路的输出电压和上述第2控制电压变换电路的输出电压作为上述第2差动控制电压驱动上述至少1组第2变容二极管。
10.一种具有振荡装置的移动通信机，其特征在于：上述振荡装置具有包含差动电容与差动控制电压对应变化的差动可变电容电路的差动压控振荡器和对上述差动可变电容电路施加上述差动控制电压的控制电路，
利用相互反向并联连接的至少1组变容二极管和与上述至少1组变容二极管直流隔离的电容器组构成上述差动可变电容器电路，
对上述至少1组变容二极管的阳极和阴极分别加上述控制电路的上述差动控制电压。
11.权利要求10记载的振荡装置，其特征在于：上述差动压控振荡器进而包含差动谐振电路和至少1组振荡晶体管。
12.权利要求10记载的移动通信机，其特征在于，上述控制电路包括：
产生基准信号的基准信号发生器；
相位比较器，对上述基准信号和外部信号进行相位比较，将上述外部信号相对上述基准信号相位滞后或相位超前的相位比较结果作为频率升高控制输出或频率降低控制输出，使其从频率升高控制输出端子或频率降低控制输出端子输出；
至少1个第1充电泵电路，响应上述频率升高控制输出，输出比预定的第1电压高的电压，响应上述频率降低控制输出，输出比预定的上述第1电压低的电压；
至少1个第2充电泵电路，响应上述频率降低控制输出，输出比预定的第2电压高的电压，响应上述频率升高控制输出，输出比预定的上述第2电压低的电压；
将上述差动压控振荡器的输出信号或其分频信号作为上述外部信号输入上述相位比较器，
将上述第1充电泵电路的输出电压作为上述差动控制电压分别加给上述至少1组变容二极管的阴极，将上述第2充电泵电路的输出电压作为上述差动控制电压分别加给上述至少1组变容二极管的阳极。
13.权利要求12记载的移动通信机，其特征在于：将上述第1充电泵电路的输出电压设定得比上述第2充电泵电路的输出电压高，将上述第1充电泵电路的输出电压和上述第2充电泵电路的输出电压作为上述差动控制电压驱动上述至少1组变容二极管。
14.权利要求12记载的移动通信机，其特征在于：设置滤波器电路，分别除去上述第1充电泵电路的输出电压和上述第2充电泵电路的输出电压的高频成分，再分别加给上述至少1组变容二极管的阴极和阳极。
15.权利要求10记载的移动通信机，其特征在于：上述控制电路包括：
输出2个切换电压的频率切换控制电路；
至少1个第1控制电压变换电路，当上述频率切换控制电路的输出电压是高电压时输出比预定的第1电压高的电压，当上述频率切换控制电路的输出电压是低电压时输出比上述第1电压低的电压；
至少1个第2控制电压变换电路，当上述频率切换控制电路的输出电压是高电压时输出比预定的第2电压低的电压，当上述频率切换控制电路的输出电压是低电压时输出比上述第2电压高的电压；
将第1控制电压变换电路的输出电压作为上述差动控制电压分别加给上述至少1组变容二极管的阴极，将上述第2控制电压变换电路的输出电压作为上述差动控制电压分别加给上述至少1组变容二极管的阳极。
16.权利要求15记载的移动通信机，其特征在于：将上述第1控制电压变换电路的输出电压设定得比上述第2控制电压变换电路的输出电压高，将上述第1控制电压变换电路的输出电压和上述第2控制电压变换电路的输出电压作为上述差动控制电压驱动上述至少1组变容二极管。
17.权利要求10记载的移动通信机，其特征在于：上述差动可变电容器电路由差动电容与第1差动控制电压对应变化的第1差动可变电容器电路和差动电容与第2差动控制电压对应变化的第2差动可变电容器电路构成，
上述第1差动可变电容器电路由至少1组相互反向并联连接的第1变容二极管和与上述至少1组第1变容二极管直流隔离的第1电容器群构成，
上述第2差动可变电容器电路由至少1组相互反向并联连接的第2变容二极管和与上述至少1组第2变容二极管直流隔离的第2电容器群构成，
上述控制电路由对上述第1差动可变电容电路施加上述第1差动控制电压的第1控制电路和对上述第2差动可变电容电路施加上述第2差动控制电压的第2控制电路构成，
上述第1控制电路包括：产生基准信号的基准信号发生器；
相位比较器，对上述基准信号和外部信号进行相位比较，将上述外部信号相对上述基准信号相位滞后或相位超前的相位比较结果作为频率升高控制输出或频率降低控制输出，使其从频率升高控制输出端子或频率降低控制输出端子输出；
至少1个第1充电泵电路，响应上述频率升高控制输出，输出比预定的第1电压高的电压，响应上述频率降低控制输出，输出比上述第1电压低的电压；
至少1个第2充电泵电路，响应上述频率降低控制输出，输出比预定的第2电压高的电压，响应上述频率升高控制输出，输出比上述第2电压低的电压；
将上述差动压控振荡器的输出信号或其分频信号作为上述外部信号输入上述相位比较器，
将上述第1充电泵电路的输出电压作为上述第1差动控制电压分别加给上述至少1组第1变容二极管的阴极，将上述第2充电泵电路的输出电压作为上述第1差动控制电压分别加给上述至少1组第1变容二极管的阳极；
上述第2控制电路包括：输出2个切换电压的频率切换控制电路；
至少1个第1控制电压变换电路，当上述频率切换控制电路的输出电压是高电压时输出比预定的第3电压高的电压，当上述频率切换控制电路的输出电压是低电压时输出比上述第3电压低的电压；
至少1个第2控制电压变换电路，当上述频率切换控制电路的输出电压是高电压时输出比预定的第4电压低的电压，当上述频率切换控制电路的输出电压是低电压时输出比上述第4电压高的电压，
将第1控制电压变换电路的输出电压作为上述第2差动控制电压分别加给上述至少1组第2变容二极管的阴极，将上述第2控制电压变换电路的输出电压作为上述第2差动控制电压分别加给上述至少1组第2变容二极管的阳极。
18.权利要求17记载的移动通信机，其特征在于：将上述第1充电泵电路的输出电压设定得比上述第2充电泵电路的输出电压高，将上述第1充电泵电路的输出电压和上述第2充电泵电路的输出电压作为上述第1差动控制电压驱动上述至少1组第1变容二极管，
将上述第1控制电压变换电路的输出电压设定得比上述第2控制电压变换电路的输出电压高，将上述第1控制电压变换电路的输出电压和上述第2控制电压变换电路的输出电压作为上述第2差动控制电压驱动上述至少1组第2变容二极管。
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