CN1592059A - 直流－直流变换器 - Google Patents

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Abstract

一种直流－直流变换器，它能够由输入电压产生所要求的输出电压，其通过首先获得输出电压与第一参考电压之间的误差电压，然后根据误差电压与第二参考电压之间的差分电压控制输出电流。无论可变参考电压与第一恒定参考电压任何一个低，都利用其作为第一参考电压，无论可变参考电压与第二恒定参考电压任何一个低，都利用其作为第二参考电压。利用这种电路结构，可以防止或减小输出电压的上冲和下冲。

Description

直流-直流变换器
技术领域
本发明涉及到一种将输入电压转换为适合输出的预定电压的直流/直流(DC-DC)变换器，尤其是涉及到这样一种DC-DC变换器，它通过首先获得输出电压与第一参考电压之间的误差电压，从输入电压产生所期望的输出电压，然后根据误差电压与第二参考电压之间的差分电压控制输出电流。
背景技术
一些常规的DC-DC变换器使用软-起动电容，例如在公开的日本专利申请公开号No.H7-298614中所述。
这种DC-DC变换器不仅能够防止过电流，而且还能够防止启动时冲击电流流入负载。
然而，在上面描述的DC-DC变换器中，当为了控制输出电压Vo，将误差电压Vith(通过放大输出电压Vo与输出电压调整参考电压Voref之间的差分电压而获得的电压)与输出电流调整参考电压Viref比较时，因为参考电压Viref是恒定的，而且因为用于相位补偿(防止振荡)的CR电路使启动时的误差电压Vith的上升钝化，所以误差电压Vith达到参考电压Viref需要花费相当长的时间，如图5A与5B所示。在误差电压Vith低于参考电压Viref期间，DC-DC变换器只能产生负(或者极其低的)幅度的输出电流“io”。在启动以后，其立即产生一个输出电压没有上升的时期。在输出电压Vo上升中的这个延迟允许软-起动电容进行充电，提高了它的端电压Va(仅仅在启动的最初阶段，用于完成软启动的可变参考电压代替参考电压Voref，以便与输出电压Vo比较)。因此，当误差电压Vith最终达到参考电压Viref时，在输出电压Vo和端电压Va之间已经存在较大的差值，结果输出电压Vo相当突然地上升。
此后，当输出电压Vo上升直到它达到端电压Va(或者恒定的参考电压Voref)时，误差电压Vith开始下降。这里还有，如上所述，相位补偿电路CR使误差电压Vith的下降钝化。所以，为了使误差电压Vith变得低变得低于输出电流调整参考电压Viref需要花费相当长的时间。因此，即使在输出电压Vo已经达到端电压Va(或者恒定的参考电压Voref)之后DC-DC变换器也产生过度的输出电流“io”，可能导致在输出电压Vo的上冲。输出电压Vo的这种上冲必须防止或者尽可能地减少，因为不仅当它的峰值电平超过恒定的参考电压Voref，即使不超过恒定的参考电压Voref，它同样可能给输出晶体管和负载增加负荷。
此外，上面描述的DC-DC变换器对关机时输出电压Vo的下冲未作任何考虑。
发明内容
本发明的目的是提供一种DC-DC变换器，它通过消除或者减少在启动时输出电压的急剧上升和所导致的上冲，以及在关机时输出电压突然下降和所导致的下冲，能够防止由过电流和负载损坏而引起的输出晶体管毁坏。
为了实现上述目的，根据本发明的一种DC-DC变换器，它通过首先获得输出电压与第一参考电压之间的误差电压，然后根据误差电压与第二参考电压之间的差分电压控制输出电流，由输入电压产生所要求的输出电压，该DC-DC变换器被配置构成为以至于在当可变参考电压与第一恒定的参考电压中任何一个较低时，使用它作为第一参考电压，当可变参考电压与第二恒定参考电压中任何一个较低时，使用它作为第二参考电压。
附图说明
从下面参考附图与结合优选实施例的描述中，本发明的这些及其他目的与特点将变得更清楚，附图包括：
图1是显示体现本发明的DC-DC变换器主要部分的结构的电路图；
图2是显示比较器CMP1和偏移电路OFS1的结构的例子的电路图；
图3是显示放大器AMP3的结构的例子的电路图；
图4A和4B是显示在体现本发明的DC-DC变换器中在相关点观测的电压波形的示意图；以及
图5A和5B是显示在常规的DC-DC变换器中在相关点观测的电压波形图。
具体实施方式
图1是一个显示具体体现本发明的DC-DC变换器的主要部分结构的电路图。如图所示，这个实施例的DC-DC变换器是一种同步-校正DC-DC变换器，它具有一对串联在两个不同电位(输入电位Vi和地电位GND)之间的N沟道MOS(金属氧化物半导体)场效应晶体管N1和N2(以下简称FET N1和N2)，它们起到开关装置的作用，而且从场效应晶体管N1与N2之间的结点经过LC滤波器(线圈L1和电容C1)产生所期望的输出电压Vo。
场效应晶体管N1的漏极与电源电压线连接，而场效应晶体管N2的源极接地。场效应晶体管N1的源极与场效应晶体管N2的漏极连接在一起，而它们之间的连接结点经过输出线圈L1连接到传感电阻Rs的一端。Rs的另一端与输出端To连接，而且经过输出电容C1接地。
传感电阻Rs的一端和另一端分别与比较器CMP1的反相输入端(-)和同相输入端(+)连接。通过偏移电路OFS1改变的补偿电压Vofs馈送给比较器CMP1的输入端之一。即，比较器CMP1如此配置以至于根据传感电阻Rs两端的电压Vs(它根据输出电流“io”变化)是高于还是低于补偿电压Vofs来改变它的输出电平。
比较器CMP1的输出端连接到复位-优先的SR(置1置0)触发器SR1的复位端(R)。触发器SR1的置位端(S)按照输入时钟信号CLK(200kHz到1MHz)的方式连接到时钟脉冲输入端，而触发器SR1的输出端(Q)和反向输出端(Q非端)分别地与场效应晶体管N1和N2的栅极连接。
因此，在触发器SR1的复位信号是低而置位信号是高时，场效应晶体管N1处于导通而场效应晶体管N2处于断开。相反，在触发器SR1的复位信号是低以及置位信号是低时，场效应晶体管N1处于断开而场效应晶体管N2是导通状态。附带说明，在复位信号是高时，不管置位信号如何，场效应晶体管N1是断开(场效应晶体管N2状态不确定)。在这种结构中，在传感电阻Rs两端的电压Vs达到补偿电压Vofs时，触发器SR1的复位信号是高电平，这使得场效应晶体管N1中止它的开关操作。
DC-DC变换器的输出端To连接到放大器AMP1的反向输入端(-)。放大器AMP1具有两个同相输入端(+)和一个反向输入端(-)，而如此配置以便通过放大在馈送给两个同相输入端(+)的任何一个低的电压(可变参考电压Va和第一恒定的参考电压Voref，两者在后面描述)与馈送给反向输入端的输出电压Vo之间的差分电压，来产生一个误差电压Vith。
放大器AMP1的第一同相输入端(+)连接到恒流源I1的一端，恒流源的另一端连接到电源电压线(电源电压Vcc)。恒流源I1的前端(即，“一端”)通过软-起动电容Css接地，并且还通过恒流源I2接地。因此，放大器AMP1在它的第一同相输入端(+)接收启动时开始上升和关机时开始下降的可变参考电压Va。放大器AMP1的第二同相输入端(+)连接到直流电压源E1的正端(产生第一恒定的参考电压Voref)。直流电压源E1的负端接地。
放大器AMP1的输出端连接到放大器AMP2的同相输入端(+)，而且还通过相位补偿电阻Rfc和相位补偿电容Cfc接地。放大器AMP2的反向输入端(-)连接到放大器AMP3的输出端。放大器AMP2的输出端连接到偏移电路OFS1的补偿电压控制端。
放大器AMP3具有两个同相输入端(+)和一个反向输入端(-)，而如此配置以便不管馈送给两个同相输入端(+)的电压(可变参考电压Va和第二恒定的参考电压Viref，以后描述)中任何一个是低，都能输出一个调整参考电压Viref2的输出电流。
放大器AMP3的第一同相输入端(+)连接到恒流源I1(其工作在充电时间)与恒流源I2(其工作在放电时间)之间的结点，以及连接到软-起动电容Css。对于放大器AMP3的输入端馈送可变的参考电压Va。放大器AMP3的第二同相输入端(+)连接到直流电压源E2(产生第二恒定的参考电压Viref)的正端。直流电压源E2的负端接地。放大器AMP3的输出端连接到放大器AMP2的反向输入端(-)，以及连接到放大器AMP3本身的反向输入端(-)。
接下来，将参考图2详细描写比较器CMP1和偏移电路OFS1的内部结构。图2是显示比较器CMP1和偏移电路OFS1结构例子的电路图。如图所示，在这个实施例中，比较器CMP1是由PNP-型双极性晶体管QA、QB、QC和QD，NPN-型双极性晶体管QE、QF和QG，恒流源IA、IB、IC、和ID，以及电阻RA和RB等组成。
晶体管QA和QB的发射极连接在一起，而它们之间的结点通过恒流源IA连接到电源电压线。晶体管QA的基极通过恒流源IB连接到电源电压线，并且还通过电阻RA连接到晶体管QC的发射极。晶体管QB的基极通过恒流源IC连接到电源电压线，并且还通过电阻RB连接到晶体管QD的发射极。晶体管QC和QD的集电极各自接地，并且它们的基极分别连接到传感电阻Rs的一端和另外一端。
晶体管QA的集电极与晶体管QE的集电极连接，而晶体管QB的集电极与晶体管QF的集电极连接。晶体管QE和QF的基极连接在一起，而它们之间的结点连接到晶体管QE的集电极。晶体管QE和QF的发射极连接在一起，而它们之间的结点接地。
晶体管QB和QF之间的结点连接到晶体管QG的基极。晶体管QG的集电极通过恒流源ID连接电源电压线，并且作为比较器CMP1的输出端还连接到触发器SR1的复位端。晶体管QG的发射极接地。
另一方面，偏移电路OFS1由一对NPN-型双极性晶体管QH与QI(它们构成一个电流反射镜电路)和可变电流源IE(根据放大器AMP2改变它的输出电流)组成。晶体管QH的集电极通过可变电流源IE连接到电源电压线。晶体管QI的集电极连接到包含在比较器CMP1中的晶体管QA、恒流源IB与电阻RA之间的结点X。晶体管QH和QI的基极连接在一起，而它们之间的结点连接到晶体管QH的集电极。晶体管QH和QI的发射极连接在一起，而它们之间的结点接地。
在如上所述结构的比较器CMP1和偏移电路OFS1中，当可变电流源IE的输出电流根据放大器AMP2的输出电压改变时，流过电阻RA的电流改变。因此，结点X的电位也改变。这就是说，偏移电路OFS1馈送一个与放大器AMP2的输出电压同量的补偿电压Vofs到结点X，因此比较器CMP1根据传感电阻Rs两端的电压Vs比补偿电压Vofs高还是低来变化它的输出电平。
接下来，将参考图3详细描述放大器AMP3的内部结构。如图所示，在这个实施例中，放大器AMP3由PNP-型双极性晶体管Qa、Qb、和Qc，恒流源Ia和Ib，以及放大器AMPa等组成。
晶体管Qa的基极作为可变参考电压Va馈送的第一同相输入端。晶体管Qb的基极作为第二恒定的参考电压Viref馈送的第二同相输入端。晶体管Qc的基极作为输出电流调整参考电压Viref2馈送的反相输入端。
晶体管Qa和Qb的发射极连接在一起，而它们之间的结点经过恒流源Ia连接到电源电压线，并且还连接到放大器AMPa的同相输入端(+)。晶体管Qa和Qb的集电极各自接地。放大器AMPa的反相输入端(-)经过恒流源Ib连接到电源电压线，并且还连接到晶体管Qc的发射极。晶体管Qc的集电极接地。放大器AMPa的输出端，其作为放大器AMP3的输出端，与放大器AMP2的反相输入端(-)连接，而且还与晶体管Qc的基极连接。
如上所述的结构，放大器AMP3将作为输出电流调整参考电压Viref2的可变参考电压Va与第二恒定参考电压Viref二者中的一个较低电压，馈送到放大器AMP2的反相输入端(-)。
接下来，参考图4A和4B，将详细描述如上所述结构的DC-DC变换器如何工作。图4A和4B是显示在本发明的DC-DC变换器中的相关点观测的电压波形图。在这俩个图中，沿着纵轴表示电压，而沿着横轴表示时间的推移。
如图所示，当通过开始提供电源启动本实施例的DC-DC变换器时，因为软-起动电容Css被充电，所以可变参考电压Va开始逐渐上升。这里，在可变参考电压Va直到变得高于第一恒定的参考电压Voref期间，放大器AMP1利用可变参考电压Va作为输出电压调整参考电压，与输出电压Vo进行比较。此外，在直到可变参考电压Va变得高于第二恒定的参考电压Viref期间，放大器AMP3输出可变参考电压Va作为输出电流调整参考电压Viref2。
以这种方法，在启动之后可变参考电压Va(即，软-起动电容Css的端电压)立即被用作输出电流调整参考电压Viref2，与误差电压进行比较。这可能使输出电流调整参考电压Viref2在启动时逐渐地上升。因此，即使相位补偿电路CR(相位补偿电阻Rfc和相位补偿电容Cfc)使启动时误差电压Vith的上升钝化，该误差电压Vith也能够很快地达到输出电流调整参考电压Viref2。
结果，放大器AMP2产生一个正输出电压，因此一个允许正输出电流“io”输出的补偿电压Vofs馈送给比较器CMP1。所以，可能消除在启动之后输出电压Vo立即上升中通常经受的延迟。这使得输出电压Vo在启动之后本身迅速地达到可变参考电压Va。以这种方法，能够防止误差电压Vith变得远远高于第二恒定的参考电压Viref，因而避免输出电压Vo的上冲。
此后，当可变参考电压Va变得高于第一恒定的参考电压Voref时，放大器AMP1利用第一恒定的参考电压Voref作为输出电压调整参考电压，与输出电压Vo进行比较。此外，当可变参考电压Vaviref变得高于第二恒定的参考电压Viref时，放大器AMP3达到馈送作为输出电流调整参考电压Viref2的第二恒定参考电压Va。利用这种结构，能够保持输出电压Vo和输出电流“io”两者在稳定状态中不变。
另一方面，当这个实施例的DC-DC变换器通过停止提供电源而关机时，可变参考电压Va根据经过恒流源I2的放电开始下降。此时，在可变参考电压Va变得低于可变参考电压Voref之后，放大器AMP1利用可变参考电压Va作为输出电压调整参考电压，它与输出电压Vo进行比较。此外，在可变参考电压Va变得低于第二恒定参考电压Viref之后，放大器AMP3达到作为输出电流调整参考电压Viref2提供的可变参考电压Va。以这种方法，在关机之后，可变参考电压Va(即，恒流源I2的端电压)被用作输出电流调整参考电压Viref2，它与误差电压进行比较。这能够避免输出电压Vo上的下冲。
在上面描述的实施例中，从避免不必要地增加元件数量的观点来看，软起动电容Css的端电压Va被用作可变电压源以便提供给放大器AMP3的同相输入端(+)。然而，大家应该理解，本发明可以利用其它任何一种结构来实现。例如，可以利用任何输出电压比误差电压Vith上升更平缓的电压电源作为可变电压源。
如上所述，体现本发明的DC-DC变换器提供有电容与/或用于调整输出电压的放电电路，其目的在于防止启动与/或关机时过量电流流过输出晶体管，以及配置为以致于将输入电压转换为具有预定电压电平的输出电压，然后经过输出晶体管将该输出电压通过PWM(脉宽调制)驱动来输出。此时，在启动之后大部分时间直到电压调整电容一端的电压达到预定电压电平期间，与/或在关机之后大部分时间直到电压调整放电电路的电压达到预定电压电平期间，输出电压和电压调整电容与/或放电电路一端的电压按照这样一种方式变化，即以实质上工作于彼此类似的曲线。
利用这种结构，通过消除或者减少启动时输出电压的急剧升高和所导致的上冲，以及消除或者减少关机时输出电压的突然下降和所导致的下冲，可以防止由过量电流和负载恶化引起的输出晶体管损坏。

Claims (7)

1.一种直流-直流变换器，它包括：
输出晶体管，它用于将输入电压变换成具有预定电压电平的输出电压，然后输出该输出电压；和
用于防止启动时过电流流过所述输出晶体管的输出电压调整电容，
其中，在启动之后直到电压调整电容一端的电压达到预定电压电平的大部分期间，输出电压和输出电压调整电容一端的电压是以实质上运行彼此类似的曲线的方式变化的。
2.一种直流-直流变换器，它包括：
输出晶体管，它用于将输入电压变换成具有预定电压电平的输出电压，然后输出该输出电压；和
用于防止停止时过电流流过输出晶体管的输出电压调整放电电路，
其中，在关机之后直到输出电压调整放电电路的电压达到预定电压电平的大部分期间，输出电压和输出电压调整放电电路一端的电压是以实质上运行彼此类似的曲线的方式变化的。
3.一种直流-直流变换器，它包括：
输出开关装置，它用于将输入电压变换成具有预定电压电平的输出电压，然后馈送该输出电压给负载；
根据输出给负载的电流用于驱动所述输出开关装置的驱动器；
用于产生启动时开始上升与/或关机时开始下降的可变参考电压的可变参考电压源；
用于产生第一恒定参考电压的第一恒定参考电压源；
用于产生第二恒定参考电压的第二恒定参考电压源；
用于获得输出电压与第一参考电压之间的误差电压的误差电压产生器；和
输出电流控制器，它用于根据误差电压与第二参考电压之间的差分电压控制驱动器如何驱动输出开关装置，
其中，无论可变参考电压与第一恒定参考电压任何一个低，误差电压产生器利用其作为第一参考电压，无论可变参考电压与第二恒定参考电压任何一个低，输出电流控制器利用其作为第二参考电压。
4.根据权利要求3所述的直流-直流变换器，其特征在于所述可变参考电压比误差电压上升与/或下降更平缓。
5.根据权利要求3所述的直流-直流变换器，其特征在于所述可变参考电压源包括：
第一恒定电流源，其具有连接到电源电压线的一端；
电容，它具有与第一恒定电流源的另一端连接的一端，而它的另一端接地；
第二恒定电流源，其具有与第一恒定电流源的另一端连接的一端，而它的另一端接地，
其中，在第一与第二恒定电流源和所述电容连接在一起的结点上的电压被用作为可变参考电压。
6.根据权利要求3所述的直流-直流变换器，其特征在于所述误差电压产生器的一个输出端经过一个相位补偿电阻和一个相位补偿电容接地。
7.根据权利要求3所述的直流-直流变换器，其特征在于所述输出开关装置是串联连接在不同电位之间的一对场效应晶体管。
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