CN2828860Y - 带有前馈补偿的转换器控制器及转换系统 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供一种带有前馈补偿的转换器控制器及转换系统。转换器控制器包括串联连接的误差放大器、脉冲信号产生器及驱动器；及一个连接在给负载供电的电源和接地端之间的振荡器。振荡器输出一个振幅与所述电源大小成正比的振荡信号。误差放大器接收一个参考信号和一个表示负载电流的反馈信号并输出一个误差信号。脉冲信号发生器根据所述误差信号和振荡信号输出一个脉冲信号至所述驱动器，所述振荡信号的振幅控制所述脉冲信号的占空比，从而实现所述电源的前馈补偿。本实用新型可以在电源电压发生变化时立即准确调节脉冲信号的占空比，从而避免电源电压变化带来的影响，并且电源电压可以具有较宽的范围。

Description

带有前馈补偿的转换器控制器及转换系统

技术领域

本实用新型涉及一种显示装置，特别是涉及一种控制显示装置背光电源的转换器控制器。

背景技术

放电灯，如冷阴极荧光灯(CCFL)，广泛应用于便携式电脑、电视机等装置的液晶显示屏(LCD)中作为背景光源。CCFL由一DC/AC转换器启动，该转换器将直流信号转变为交流信号，并将输入电压转换至CCFL所需的较高电压。通常，使用一个控制器来调节输入电压的变化，以控制CCFL的电流。调节输入电压的其中一个方法是使用脉冲宽度调制(PWM)技术，其中CCFL的电流通过反馈回路中的一个PWM控制信号来调制。

美国专利第6,876,157号揭示了一种采用PWM技术来调节CCFL输入电压变化的CCFL转换器控制器。一个表示CCFL电流的反馈信号输入到误差放大器的一个输入端，误差放大器的另一个输入端接收一个表示CCFL参考亮度的信号。误差放大器对反馈信号与参考信号进行比较后输出一个误差放大信号。一个补偿电容器连接在误差放大器的输出端和接地端之间，并且基于误差放大器的输出产生一个PWM控制电压信号来控制PWM电路。为控制CCFL的电流，误差信号会随输入电压的变化而变化。当输入电压升高时，误差信号的值降低；当输入电压降低时，误差信号的值升高。因此，误差放大器需要对补偿电容器进行充放电，也就是说，控制器需要一段时间对瞬时变化的输入电压进行响应，故该控制器调节输入电压变化的速度较慢，不能在输入电压变化的瞬时对CCFL电流进行控制。此外，由于误差信号会随输入电压的变化而变化，误差信号对补偿电容器充放电的时间也会变化。因此，当使用低频PWM调光信号调节CCFL亮度时，PWM电路输出的PWM信号的占空比也随之变化，从而影响CCFL的亮度。

另一种CCFL转换器控制器采用对CCFL的输入电压进行前馈补偿的技术来调节CCFL的电流。这种控制器包括一个误差放大器，用来接收与输入电压成反比的电流偏差信号，以实现输入电压的前馈补偿。然而，在集成电路中很难控制电流偏差与输入电压成精确比例，也就是说，不能对输入电压进行准确补偿，因此，该种控制器前馈补偿性能不佳。此外，电路也将变得复杂，从而增加成本。

实用新型内容

本实用新型的目的在于提供一种带有前馈补偿的转换器控制器，该控制器能对给负载供电的电源进行准确的前馈补偿，在电源变化的瞬时对负载电流进行控制。

为实现上述目的，本实用新型带有前馈补偿以控制负载电流的转换器控制器包括串联连接的误差放大器、脉冲信号产生器和驱动器；及连接在给负载供电的电源和接地端之间的振荡器。振荡器输出一个振幅与所述电源大小相关的振荡信号。误差放大器接收一个参考信号和一个表示负载电流的反馈信号并输出一个误差信号。所述误差信号输入到脉冲信号发生器的第一输入端，所述振荡器的振荡信号输入到脉冲信号发生器的第二输入端。脉冲信号发生器根据所述误差信号和振荡信号输出一个脉冲信号至所述驱动器，所述振荡信号的振幅控制所述脉冲信号的占空比，从而实现所述电源的前馈补偿。

本实用新型所述的带有前馈补偿以控制负载电流的转换器控制器，所述振荡信号的振幅与所述电源大小成正比。

本实用新型所述的带有前馈补偿以控制负载电流的转换器控制器，所述转换器控制器还包括连接在所述电源和接地端之间的时间组件。

本实用新型所述的带有前馈补偿以控制负载电流的转换器控制器，所述时间组件包括串联连接的电阻器和电容器，该电阻器和电容器之间的接点连接至所述振荡器的输出端。

本实用新型所述的带有前馈补偿以控制负载电流的转换器控制器，所述振荡信号是具有固定频率的锯齿波。

本实用新型所述的带有前馈补偿以控制负载电流的转换器控制器，所述转换器控制器还包括一个连接在所述误差放大器的输出端和接地端之间的补偿电容器。

本实用新型所述的带有前馈补偿以控制负载电流的转换器控制器，所述电源为直流电压源。

本实用新型还提供一种带有前馈补偿以控制负载电流的转换系统，包括：电源转换电路，其连接至为所述负载供电的电源，并将该电源转换为负载所需的信号；和控制所述电源转换电路的控制器，包括串联连接的误差放大器、脉冲信号产生器及驱动器，连接在所述电源和接地端之间的振荡器，误差放大器接收一个参考信号和一个表示负载电流的反馈信号，并根据该参考信号和反馈信号输出一个误差信号，所述误差信号输入到脉冲信号发生器的第一输入端，振荡器输出的振荡信号输入到脉冲信号发生器的第二输入端，脉冲信号发生器根据所述误差信号和振荡信号输出一个脉冲信号，所述脉冲信号经由所述驱动器控制所述电源转换电路的输出，所述振荡信号的振幅随所述电源大小而变化，从而调节所述脉冲信号的占空比以实现电源的前馈补偿。

本实用新型所述的带有前馈补偿以控制负载电流的转换系统，所述振荡信号的振幅与所述电源大小成正比。

本实用新型所述的带有前馈补偿以控制负载电流的转换系统，所述控制器包括连接在所述电源和接地端之间的时间组件。

本实用新型所述的带有前馈补偿以控制负载电流的转换系统，所述时间组件包括串联连接的电阻器和电容器，该电阻器和电容器之间的接点连接至所述振荡器的输出端。

本实用新型所述的带有前馈补偿以控制负载电流的转换系统，所述振荡信号为具有固定频率的锯齿波。

本实用新型所述的带有前馈补偿以控制负载电流的转换系统，所述电源为直流电压源。

本实用新型所述的带有前馈补偿以控制负载电流的转换系统，所述电源转换电路基于所述脉冲信号将所述直流电压源转换为所述负载所需的交流电压。

本实用新型所述的带有前馈补偿以控制负载电流的转换系统，所述控制器包括一个连接在所述误差放大器的输出端和接地端之间的补偿电容器。

与现有技术相比，电源电压变化时，通过改变振荡器产生的振荡信号的振幅实现前馈控制，这等效于随着电源电压改变脉冲信号的占空比，而使误差信号保持不变。因此，本实用新型带有前馈补偿的转换器控制器可以在电源电压发生变化时立即准确调节脉冲信号的占空比，从而避免电源电压变化带来的影响，并且电源电压可以具有较宽的范围。

附图说明

图1是包括本实用新型转换器控制器的转换系统的电路框图；

图2是本实用新型转换器控制器中的高频振荡器的电路图；

图3是当高频振荡器处于正常工作模式时，图2所示电路的简化图；

图4是图1转换器控制器中不同信号波形的时序图；

图5是图1转换器控制器中不同信号波形的另一时序图。

具体实施方式

图1是本实用新型转换系统100的电路框图。该系统100包括电源转换电路160和控制该电源转换电路160输出的转换器控制器110。电源转换电路160是为灯源提供电源的DC/DC或DC/AC电路。在本实施例中，该灯源为至少一个冷阴极荧光灯(CCFL)170，转换电路160是将直流电压源VIN转换为冷阴极荧光灯170所需的交流电压的DC/AC电路，例如，全桥、半桥、推挽和/或Class D型转换电路。在一个实施例中，转换电路160将直流电压源VIN转换为正弦电压传输给冷阴极荧光灯170。

本实用新型的转换器控制器110包括一个误差放大器120，一个带有前馈补偿的高频振荡器130、一个产生PWM驱动信号的比较器140和一个驱动CCFL转换电路160的驱动器150。误差放大器120、比较器140、驱动器150及转换电路160串联连接。误差放大器120的正相输入端接收一个参考信号，例如表示CCFL期望亮度的电压参考信号VREF，其反相输入端经由一个反馈电路180接收一个与实际流过CCFL的电流成正比的电压反馈信号VFB。误差放大器120比较所述参考信号和反馈信号后在其输出端产生一个误差信号CMP。该误差信号CMP输入比较器140的正相输入端。在误差放大器120的输出端和接地端GND之间连接有一个补偿电容器11。高频振荡器130连接在为所述冷阴极荧光灯170供电的直流电压源VIN和接地端之间，其输出端连接至串联连接在直流电压源VIN和接地端之间的外部电阻器12和外部电容器13间的接点123。该电阻器12和电容器13是确定高频振荡器130在正常工作模式下输出的振荡信号RTCT频率的时间组件。高频振荡器130在其输出端输出的振荡信号RTCT输入至比较器140的反相输入端。比较器140根据所述误差信号CMP和振荡信号RTCT输出一个PWM驱动信号。驱动器150接收所述PWM驱动信号并控制转换电路160的输出。误差放大器120、高频振荡器130、比较器140及驱动器150可以集成在同一块芯片上。

图2所显示是本实用新型转换器控制器110中的高频振荡器130的电路图。高频振荡器130包括一个连接在直流电压源VIN和接地端之间的电阻分压器，该电阻分压器包括串联连接的第一电阻21和第二电阻22。在直流电压源VIN和接点123之间设置有串联连接的电阻32及开关34、36。在一个实施例中开关34、36为N沟道增强型MOS管。高频振荡器130还包括第一比较器23和第二比较器24。开关34和36之间的接点CTIN连接至第一比较器23的正相输入端及第二比较器24的反相输入端。第一比较器23将接点CTIN处的信号与直流电压源VIN经电阻分压器分压后在接点212处获得的第一参考电压VRH进行比较，VRH由以下公式得到：VRH＝VIN×(R2/(R1+R2))；其中R1和R2分别表示第一电阻21和第二电阻22的阻值。由此可见，第一参考电压VRH与直流电压源VIN成正比。在一个实施例中，直流电压源VIN的范围通常为6至30伏，通过选择合适大小的第一电阻21和第二电阻22，使第一参考电压VRH设置为直流电压源VIN的1/8至1/10。同时，该第二比较器24将接点CTIN处的信号与第二参考电压VRL进行比较。第二参考电压VRL是一个不随直流电压源VIN变化且具有固定值的电压信号，其大小最好选择为接近于零电压的值，如0.1伏。高频振荡器130还包括一个用来接收第一比较器23和第二比较器24输出的触发器26。在本实施例中，该触发器26是RS触发器，显然也可以选用其他类型的触发器。高频振荡器130进一步包括一个连接在电容器13两端的开关25，也就是说，在接点123与接地端之间，该开关25的导通状态由触发器26的输出来控制。在一个实施例中，开关25为N沟道增强型MOS管，当然也可以选用其他类型的晶体管。根据该实施例的高频振荡器130的运作将在下文中详细描述。

通过表示冷阴极荧光灯170是否点亮的灯点亮检测信号LOB和来自转换系统100外部电路以控制冷阴极荧光灯170工作与否的使能信号POFF控制开关34、36的导通状态，可以使高频振荡器130工作于以下三个不同模式：CCFL启辉模式、CCFL正常工作模式和待机模式。使能信号POFF通过反相器38对开关36的导通状态进行控制。当冷阴极荧光灯170处于启辉模式，使能信号POFF为低电平，检测信号LOB为高电平，以控制开关34、36均导通。当冷阴极荧光灯170点亮后处于正常工作模式，使能信号POFF为低电平，以控制开关36导通；同时，检测信号LOB为低电平，从而断开开关34。在待机模式，使能信号POFF为高电平，开关36被断开，高频振荡器130不工作，从而关断整个电路的电流，故可减少电流泄漏，降低耗能，从而在待机模式下，可以达到省电的目的。高频振荡器130在正常工作模式和启辉模式下的运作将在下文中详细描述。

当高频振荡器130处于正常工作模式，使能信号POFF和灯点亮检测信号LOB均为低电平，从而控制开关34断开、开关36导通。由于开关36在导通状态下相当于短路，即接点CTIN与接点123重合，此时，高频振荡器130在正常工作时的电路可以由图3所示的电路表示。下面参照图3描述高频振荡器130在正常工作模式时的运作。直流电压源VIN经由电阻器12对电容器13进行充电从而在接点123产生电压信号RTCT。电压信号RTCT通过第一比较器23与第一参考电压VRH进行比较。第一比较器23的输出保持低电平直到电压信号RTCT等于第一参考电压VRH。同时，第二比较器24将该电压信号RTCT与第二参考电压VRL进行比较。第二比较器24的输出保持低电平直到电压信号RTCT小于第二参考电压VRL。当电压信号RTCT等于第一参考电压VRH，第一比较器23的输出由低电平变为高电平，第二比较器24的输出仍保持为低电平，这时RS触发器26的输出为高电平以控制开关25导通，开关25导通便释放电容器13上的电荷。当电容器13放电到使电压信号RTCT小于第二参考电压VRL，第一比较器23的输出又变为低电平，第二比较器24的输出变为高电平，这时RS触发器26的输出变为低电平以控制开关25断开，使电源VIN对电容器13继续充电。由此可见，在接点123处的电压信号RTCT为振荡信号。正常工作模式下的振荡频率f由以下公式得到：

$f=\frac{1}{(R\·C\·\ln \left(\frac{V_{\mathrm{in}}}{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{RH}}}\right))};$

其中，R表示外部电阻器12的电阻值，C表示外部电容器13的电容值。

请继续参照图2，当高频振荡器130处于启辉模式，使能信号POFF为低电平，灯点亮检测信号为LOB高电平，从而使开关34、36均导通。此时，除了如图3所示的从直流电压源VIN经由外部电阻器12到接点123的第一电流支路外，还有一个从直流电压源VIN经由电阻32到接点123的附加电流支路。直流电压源VIN经由外部电阻器12和电阻32对电容器13进行充电，从而在接点123产生电压信号RTCT。由于开关36在导通状态下相当于短路，即接点CTIN与接点123重合。因此，接点CTIN的信号与接点123的电压信号RTCT一致。与图3相比，除增加了一个附加电流支路对电容器13进行充电外，高频振荡器130的运作与上述图3中的描述一致，为避免赘述，故在此省略。在启辉模式下的振荡频率f’由以下公式得到：

$f^{\′}=\frac{1}{(R^{\′}\·C\·\ln \left(\frac{V_{\mathrm{in}}}{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{RH}}}\right))};$

其中，R’表示外部电阻器12和电阻32并联后的电阻值，C表示外部电容器13的电容值。由此可见，启辉模式下的振荡频率大于正常工作模式下的频率。通过选择合适大小的电阻32，使冷阴极荧光灯170的启辉频率比正常工作频率增加百分之三十，从而实现正常启辉。

如图4及图5所示，振荡器130的振荡信号RTCT43是具有固定频率的锯齿波信号，其最大值/峰值等于第一参考电压VRH42，其最小值/谷值为零。在较佳实施例中，开关25具有较大的尺寸，故导通能力强，开关25导通瞬间流过的电流多，从而使电容器13放电的速度很快。因此，电容器13的放电时间远远小于振荡信号RTCT的周期，故该电容器13的放电时间可以被忽略，从而避免振荡信号RTCT的频率随直流电压源VIN的变化而变化。在实际应用中，可以将第一参考电压VRH和第二参考电压VRL通过电压缓冲器或去藕电容连接至接地端，以减小电路的杂讯干扰。

由以上描述可知，高频振荡器130输出的振荡信号RTCT的振幅与直流电压源VIN成正比，在直流电压源VIN变化时，振荡信号RTCT的振幅随之变化，而误差信号CMP保持不变。比较器140根据误差信号CMP和振荡信号RTCT调节PWM驱动信号的占空比，实现对直流电压源VIN的前馈补偿。

在图1所示的转换系统100中，为达到控制CCFL亮度的目的，利用低频脉冲宽度调制(LPWM)调光信号对CCFL电流进行通、断控制，CCFL亮度正比于LPWM调光信号的占空比。LPWM调光信号可以是将用户输入的一个模拟信号数字化后产生的。LPWM调光信号的频率远远小于比较器140输出的PWM驱动信号的频率，例如，PWM驱动信号的频率范围是35kHz至80kHz，LPWM调光信号的频率范围是50至200Hz。LPWM调光信号控制误差放大器120输出的误差信号CMP。当LPWM调光信号处于低电平时，一个使能电路(未图示)吸收补偿电容器11上的电荷，使误差信号CMP减小到低电平。此时，PWM驱动信号是振荡信号RTCT的最低值与误差信号CMP比较后得到的。因此，在LPWM调光信号处于低电平时，PWM驱动信号为低电平，CCFL电流基本为零。当LPWM调光信号处于高电平时，使能电路对补偿电容器11不起作用，误差放大器120对补偿电容器11重新充电至初始值，误差信号CMP变为高电平，即表示CCFL处于最大亮度时的输出。采用本实用新型前馈补偿的转换器控制器，误差信号CMP的值保持不变。因此，在LPWM调光信号控制下，误差信号CMP对补偿电容器11的充电时间TRISE(如图4所示)及放电时间TFALL(如图4所示)保持不变，CCFL的亮度不会受电压源VIN变化的影响。

图4所示是本实用新型转换器控制器110中不同信号波形的时序图。曲线41表示给CCFL供电的直流电压源VIN变化的波形图。在一个实施例中，直流电压源VIN在6至30V之间变化。曲线42是第一参考电压VRH的波形图，该第一参考电压VRH与直流电压源VIN成正比。在一个实施例中，第一参考电压VRH与直流电压源VIN之间的比率是0.1，即，当VIN等于6V时，VRH等于0.6V；当VIN等于30V时，VRH等于3V。曲线43是高频振荡器130输出的振荡信号RTCT的波形图。该振荡信号RTCT的振幅与直流电压源VIN成正比。曲线44是LPWM调光信号的波形图。曲线45是表示在LPWM调光信号控制下，误差放大器120输出的误差信号CMP的波形图。当LPWM调光信号为高电平时，误差信号CMP为高电平；当LPWM调光信号为低电平时，误差信号CMP为低电平。曲线46是比较器140输出的PWM驱动信号的波形图。当直流电压源VIN增大时，误差信号CMP保持不变，振荡信号RTCT的振幅随之增大且与直流电压源VIN成正比，因此，PWM驱动信号的占空比减小，以调节电源转换电路160传输给CCFL的电压，从而控制CCFL电流的变化。

图5所示是当直流电压源VIN从第一电压值变化为第二电压值时，不同信号波形的时序图。曲线43A表示在直流电压源VIN具有第一电压值时，高频振荡器130输出的振荡信号RTCT的波形图，其振幅与第一电压值成正比。曲线43B表示在直流电压源VIN从第一电压值降低为第二电压值时，高频振荡器130输出的振荡信号RTCT的波形图，其振幅与第二电压值成正比。曲线45表示在LPWM调光信号处于高电平时，误差放大器120输出的误差信号CMP的波形图。曲线46A表示比较器140在比较误差信号CMP和曲线43A代表的振荡信号RTCT后输出的PWM驱动信号的波形图。曲线46B表示比较器140在比较误差信号CMP和曲线43B代表的振荡信号RTCT后输出的PWM驱动信号的波形图。当振荡信号RTCT具有曲线43A所示的较高振幅时，PWM驱动信号具有较小的占空比。当振荡信号RTCT具有曲线43B所示的较低振幅时，PWM驱动信号具有较大的占空比。由此可见，振荡信号RTCT的振幅调节PWM驱动信号的占空比，实现直流电压源VIN的前馈补偿。

本实用新型带有前馈补偿的转换器控制器能在电源电压变化时实现瞬时补偿，保持对灯电流的严密控制。前馈控制可以在电源电压发生变化时立即调节PWM驱动信号的占空比，可以避免电源电压带来的影响并且电源电压可以具有较宽的范围。前馈控制还改善了输入电压调整率，并使启动瞬态过程与输入电压的相关性更低。电源电压变化时，通过改变内部振荡器产生的锯齿波信号的振幅实现前馈控制，这等效于随着电源电压改变PWM驱动信号的占空比，而使误差信号CMP保持不变，不需要对补偿电容器进行充放电，控制器对电源电压变化的响应基本是瞬时的。

在此叙述的实施例只是许多可能的实施例的其中一些，这些实施例是说明性而并非限制性的。显然，还可以实施对于本领域技术人员显而易见的其他实施例，并不脱离如权利要求所定义的本实用新型的精神和范围。

Claims (15)

1、一种带有前馈补偿的转换器控制器，其特征在于：包括串联连接的误差放大器、脉冲信号产生器及驱动器，连接在给负载供电的电源和接地端之间的振荡器，振荡器输出一个振幅与所述电源大小相关的振荡信号，误差放大器接收一个参考信号和一个表示负载电流的反馈信号并输出一个误差信号，所述误差信号输入到脉冲信号发生器的第一输入端，所述振荡器的振荡信号输入到脉冲信号发生器的第二输入端，脉冲信号发生器根据所述误差信号和振荡信号输出一个脉冲信号至所述驱动器，所述振荡信号的振幅控制所述脉冲信号的占空比，从而实现所述电源的前馈补偿。

2、根据权利要求1所述的带有前馈补偿的转换器控制器，其特征在于：所述振荡信号的振幅与所述电源大小成正比。

3、根据权利要求1所述的带有前馈补偿的转换器控制器，其特征在于：所述转换器控制器还包括连接在所述电源和接地端之间的时间组件。

4、根据权利要求3所述的带有前馈补偿的转换器控制器，其特征在于：所述时间组件包括串联连接的电阻器和电容器，该电阻器和电容器之间的接点连接至所述振荡器的输出端。

5、根据权利要求1所述的带有前馈补偿的转换器控制器，其特征在于：所述振荡信号是具有固定频率的锯齿波。

6、根据权利要求1所述的带有前馈补偿的转换器控制器，其特征在于：所述转换器控制器还包括一个连接在所述误差放大器的输出端和接地端之间的补偿电容器。

7、根据权利要求1所述的带有前馈补偿的转换器控制器，其特征在于：所述电源为直流电压源。

8、一种带有前馈补偿的转换系统，其特征在于包括：

电源转换电路，其连接至为所述负载供电的电源，并将该电源转换为负载所需的信号；和

控制所述电源转换电路的控制器，包括串联连接的误差放大器、脉冲信号产生器及驱动器，连接在所述电源和接地端之间的振荡器，误差放大器接收一个参考信号和一个表示负载电流的反馈信号，并根据该参考信号和反馈信号输出一个误差信号，所述误差信号输入到脉冲信号发生器的第一输入端，振荡器输出的振荡信号输入到脉冲信号发生器的第二输入端，脉冲信号发生器根据所述误差信号和振荡信号输出一个脉冲信号，所述脉冲信号经由所述驱动器控制所述电源转换电路的输出，所述振荡信号的振幅随所述电源大小而变化，从而调节所述脉冲信号的占空比以实现电源的前馈补偿。

9、根据权利要求8所述的带有前馈补偿的转换系统，其特征在于：所述振荡信号的振幅与所述电源大小成正比。

10、根据权利要求8所述的带有前馈补偿的转换系统，其特征在于：所述控制器包括连接在所述电源和接地端之间的时间组件。

11、根据权利要求10所述的带有前馈补偿的转换系统，其特征在于：所述时间组件包括串联连接的电阻器和电容器，该电阻器和电容器之间的接点连接至所述振荡器的输出端。

12、根据权利要求8所述的带有前馈补偿的转换系统，其特征在于：所述振荡信号为具有固定频率的锯齿波。

13、根据权利要求8所述的带有前馈补偿的转换系统，其特征在于：所述电源为直流电压源。

14、根据权利要求13所述的带有前馈补偿的转换系统，其特征在于：所述电源转换电路基于所述脉冲信号将所述直流电压源转换为所述负载所需的交流电压。

15、根据权利要求8所述的带有前馈补偿的转换系统，其特征在于：所述控制器包括一个连接在所述误差放大器的输出端和接地端之间的补偿电容器。

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