CN1586040A - Sigma－delta调制 - Google Patents

Abstract

提供了sigma－delta调制，包括将输入信号馈送到第一SDM，从输入信号中减去第一SDM的输出，对相减的输出滤波以得到滤波后的信号，延迟输入信号，将滤波后的信号加到延迟的信号，将加法器的输出馈送到第二SDM，并提供第二SDM的输出。第一SDM与减法和滤波结合来传递校正信号，通过将该信号加到输入信号，减小了第二SDM中的失真，该第二SDM实际上进行该设备的sigma－delta调制。

Description

Sigma-delta调制

发明背景

发明领域

本发明涉及sigma-delta调制。

相关技术的说明

Sigma-Delta调制器(SDM)将有限带宽的输入信号转换成数字输出信号。输入信号调制输出脉冲密度。图1给出了SDM信号的例子。输入信号可以由输出信号经过低通滤波而再生。图2说明了常规SDM10的基本结构。SDM 10包括加法器12、环路滤波器14和量化器16。SDM可以实现为模拟或数字SDM。

SDM 10的时钟频率f_a应该远远高于输入信号U_e的最高频率。为了从CD播放器(16bit/44,1kHz)的数字输出得到足够高的信噪比，通常必须使用至少32倍的过采样。对于数字SDM来说，输入信号应该以这么高的数据速率提供。这可以利用数字插值滤波器来实现。

在最简单的情形中，环路滤波器14可以用积分器来实现。图3和图4分别给出了模拟积分器141和数字积分器142。

环路滤波器14决定了SDM 10的分辨率(信噪比)。使用更高阶的环路滤波器14可以获得更好的信噪比，但是可能引起稳定性的问题。

量化器16的阈值通常为零。如果量化器16的输入信号U_k＞0，则量化器16的输出信号U_a为+1，如果U_k＜0，则U_a为-1。在每个新的时钟周期，量化器16改变其输出。

举例来说，输入信号为零的模拟SDM和一阶环路滤波器工作状况如下。启动时，SDM 10输出为+1。返回到输入的环路为环路滤波器14提供新的输入-1(输入信号(0)-输出信号(+1)＝-1)。环路滤波器14的输出U_k逐渐减小到负供电轨。因此，下一时钟周期将量化器16的输出设置为-1。这为环路滤波器14提供了新的输入+1(输入(0)-输出(-1)＝+1)。U_k现在漂移到正值。SDM 10的输出现在为一随机的比特流(+1和-1)。图5给出了不同时刻U_a和U_k的值。如果SDM 10的输入信号U_e为零，那么输出U_a的平均值也为零。对SDM 10进行调制时，+1和-1脉冲的序列和出现是根据输入信号U。而发生变化。

为了在频域分析SDM 10，有利的措施是将量化器16替换为加法器18、噪声源N(z)和增益为g_Q的量化放大器20。从图6可以得到两个传递函数、信号传递函数H_X(z)和噪声传递函数H_N(z)。

如果

$z=e^{j\frac{\mathrm{\ω}}{{\mathrm{\ω}}_g}}---\left(1\right)$

那么

$H_X\left(z\right)=\frac{Y\left(z\right)}{X\left(z\right)}=\frac{g_Q{H}_{\mathrm{if}}\left(z\right)}{1+g_Q{H}_{\mathrm{if}}\left(z\right)}--\left(2\right)$

$H_N\left(z\right)=\frac{Y\left(z\right)}{N\left(z\right)}=\frac{1}{1+g_Q\left(H_{\mathrm{if}}\left(z\right)\right)}--\left(3\right)$

其中，g_Q为量化器增益。

图7给出了对于具有不同增益的四阶环路滤波器的SDM 10，两个不同噪声传递函数H_N(z)。噪声传递函数H_N(z)显示了音频范围中频率的较强抑止(f/f_a＝0...0.01)。高频信号经过放大并且传递。这也称作噪声整形。通过增大环路滤波器14的阶数，可以降低音频频带中的噪声电平。

SDM 10的实现有模拟SDM、数字SDM和具有开关电容滤波器(SC-滤波器)的SDM三种可能的方式。不同的应用需要不同的实现方式。例如，对于A/D转换器来讲，模拟SDM或者SC-SDM都是合适的。对于D/A转换器来讲数字DSM是最佳选择。

公知的是，常规SDM对模拟的缺陷不敏感，因此，它们适用于大量的应用。其实用性导致了采用直接流数字(或者DSD)格式(SDM的单比特输出)作为用于超级音频CD(SACD)的数据格式。可以相信，SACD的数据流可以通过在具有最小的附加信号处理的A/D转换步骤中获得，从而得到可能最高的质量。然而，常规SDM本身会产生非自然信号(Signal artifact)，这是由SDM 10中量化器16的非线性特征导致的。图8显示了这些效应，其中可以很清楚地观察到奇次谐波失真产物。

发明内容

本发明的目的是提供有利的sigma-delta调制。

为了这个目的，本发明提供了一种sigma-delta调制设备和方法，如在独立权利要求中所定义的。有利的实施方案是在从属权利要求中限定。

根据本发明的第一方面，sigma-delta调制包括：向第一SDM馈送输入信号，从输入信号中减去第一SDM的输出，将相减的输出滤波以得到滤波后的信号，延迟输入信号，将滤波后的信号加入延迟后的信号，将加法器的输出馈送到第二SDM并提供第二SDM的输出。第一SDM和减法以及滤波结合起来传递校正信号，通过将该信号加到输入信号，减小第二SDM的失真，事实上，该第二SDM进行设备的sigma-delta调制。

在本发明进一步的示例性实施方案中，第一和第二SDM是相同的SDM。为了获得更好结果，在实际的实施方案中希望使用相同的SDM。

在本发明进一步的示例性的实施方案中，第一SDM包括并行的滤波器以减小相移误差。

在此后所提供的详细描述里，本发明的优点将变得更加显而易见。然而，应该理解的是，在指出了本发明的优选实施方案的同时，详细描述和具体的例子仅仅是以说明的方式给出，因为本领域的技术人员显然可以在本发明的精神和范畴内从这些详细描述中进行各种修改和变型。

附图说明

根据下面给出的详细描述和附图将更加完全理解本发明，这些详细描述和附图仅仅用来说明而不限制本发明。

图1说明了SDM信号的实例。

图2说明了常规SDM的基本结构。

图3说明了常规模拟积分器。

图4说明了常规数字积分器。

图5说明了SDM 10的输出U_a和环路滤波器14的输出U_k的值。

图6说明了频域中的SDM 10。

图7说明了对于具有四阶环路滤波器的SDM 10的两种不同的噪声传递函数H_N(z)。

图8说明了非自然信号，其是由SDM 10中量化器16的非线性特征导致的。

图9说明了本发明的一个示例性实施方案中，低阶、不颤振的sigma-delta调制设备。

图10说明了单一常规SDM的输出信号与图9中sigma-delta调制设备的输出之间的比较。

图11说明本发明的另一个示例性实施方案中的sigma-delta调制设备。

示例性实施方式的具体描述

本发明的实施方案针对于其中减小了非线性的sigma-delta调制设备。这些实施方案是基于如下理解：

如果将SDM模型化为非线性元件，具有如下输入-输出(x→y)特性：

y＝x+α₃x³                                 (4)

当输入信号

V′＝x-α₃x³                               (5)

馈送到模型中，结果为输出信号y’；其中

y′＝V′+α₃V′³＝x-α₃x³+α₃(x-α₃x³)³＝x+α₃ ²O(x⁵)    (6)这样，显著减小了由SDM产生的谐波失真。实际上，方程(4)中的失真产物的数量更大，因此可以调节输入信号以除掉大部分失真。

图9示出了示例性的sigma-delta调制设备100，该设备在数字域中实现了这个模型。sigma-delta调制设备100包括第一常规SDM102、滤波器104、延迟106和第二常规SDM 108。

输入信号通过SDM 102，然后从输入信号x中减去这个SDM的输出信号。这产生了信号v。应当注意，x+v具有方程(5)中信号V，的特征。然而，由于SDM 102的输出信号还包含大量的高频(HF)噪声，这些高频噪声本身与输入信号x是不相关的，因此提供了滤波器104来除掉大部分HF功率。输入信号x在经过延迟106通过滤波器104的延迟的校正之后，也被加到滤波器104的输出F(v)，然后馈送入第二SDM 108，SDM 108的结构和SDM 102相同。延迟106可以用触发器序列来实现。图9基本上实现了方程(6)，表明信号y远比从单一常规SDM 10得到的信号更干净。

图10示出了sigma-delta调制设备100的示例性输出，其中120为单一常规、低阶、不颤振SDM的输出信号，122为图9中SDM的级联的输出。其改进是明显的。

值得注意的是，图9中sigma-delta调制设备100包括两个级联的SDM，然而，还可以级联更多的SDM，以进一步减小方程(6)中的剩余项。进一步值得注意的是，两个或者多个SDM的级联可以是相同的SDM。

进一步值得注意的是，尽管图9中的sigma-delta调制设备100减小了幅度误差(主要由SDM 10引入)，sigma-delta调制设备也可以纠正相移误差。图10说明了相移误差，特别是在更高频率的情况下。这些相移误差可以按照图11所示的示例性实施方案来校正。

在图11的示例性实施方案里，sigma-delta调制设备200包括滤波器202，增加该滤波器202以校正输入到SDM 102的输入信号的(频率依赖的)相位旋转。现在，信号v只包含误差信号，其也是相移的。滤波器204具有低通特性以减小高频噪声。最后，利用延迟206来补偿所有的延迟。这些延迟现在可以是时间步长的非整数分数(在数字域)，因此，延迟206可能比触发器序列更复杂，但是仍然在普通技术人员的技术范围之内。

更进一步值得注意的是，方程(4)中的模型是示例性的，也可以使用其它为本领域普通技术人员所公知的模型。更进一步值得注意的是，上面描述的处理对于DSD处理来说是特别有用的。

更进一步值得注意的是，本发明的特征可用于很多种类的SDM，包括模拟、数字、SC-滤波器、抖动、不抖动、低阶、高阶、单比特、多比特或者这些特征的任意组合。更进一步值得注意的是，非线性更可能是具有单比特SDM的更大问题。

按照本发明实施方案的sigma-delta调制设备可以包括在信号处理装置中。这样的装置可以是SACD设备(的一部分)，比如播放器。该设备还可以为DSD-AD转换器等等。

值得注意的是，上面提到的实施方案是说明而不是限制了本发明，本领域的技术人员将能够设计许多可选的实施方案而不脱离附加的权利要求的范畴。在权利要求中，括号之间的任何参考标记不能被认作对权利要求的限制。“包含”这个词并不排除未在权利要求书中列出的其它元素或者步骤。本发明可以通过包括几个分立元件的硬件来实现，也可以通过适当编程的计算机来实现。在列举了几个装置的设备权利要求中，这些装置中的几个可以包括一个或相同的硬件。在相互不同的从属权利要求中叙述的某些措施并不表明不能利用这些措施的组合。

Claims (6)

1.一种sigma-delta调制设备(100)，用于调制输入信号以获得输出信号，该调制设备包括：

-第一sigma-delta调制器(102)，用于sigma-delta调制输入信号

-耦合到第一sigma-delta调制器的减法器，用于从输入信号中减去第一sigma-delta调制器的输出

-耦合到减法器的滤波器，用于对减法器的输出滤波，以得到滤波后的信号

-延迟，用于延迟输入信号以获得延迟的输入信号

-加法器，用于将延迟的输入信号加到滤波后的信号，以及

-第二sigma-delta调制器(108)，具有耦合到所述加法器输出的输入，并具有输出以提供输出信号。

2.权利要求1中的sigma-delta调制设备(100)，其中所述第一和第二sigma-delta调制器(102、108)包括相同的sigma-delta调制器。

3.权利要求1或者2中的sigma-delta调制设备(100)，其中所述第一和第二sigma-delta调制器(102、108)为单比特sigma-delta调制器。

4.权利要求1、2或3中的sigma-delta调制设备(100)，进一步包括与第一sigma-delta调制器(102)并联的滤波器(202)，所述第一sigma-delta调制器/滤波器对减小相移误差。

5.一种用于对输入信号进行sigma-delta调制以获取输出信号的方法，该方法包括：

-将输入信号馈送到第一sigma-delta调制器

-在减法器中从输入信号中减去第一sigma-delta调制器的输出

-对减法器的输出滤波，以得到滤波后的信号

-延迟输入信号

-在加法器中将延迟的输入信号加到滤波后的信号

-将加法器的输出馈送到第二sigma-delta调制器，以及

-提供第二sigma-delta调制器的输出作为输出信号。

6.一种信号处理装置包括：

-输入单元，用于获得比特流，

-如在权利要求1、2、3或4中所要求的sigma-delta调制设备(100)，用于获得输出信号，以及

-输出单元，以提供所述输出信号。

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