CN1543073A - 电荷泵电路 - Google Patents

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Abstract

一种电荷泵电路，可降低电荷泵电路开始工作时产生的突入电流，可防止对其他电路的不良影响。将电荷传送用MOS晶体管(M1)～(M4)串联连接，将它们的各连接点与耦合电容器(C1)、(C2)、(C3)的一端连接，在耦合电容器(C1)、(C2)、(C3)的另一端分别施加时钟驱动器(70)、(80)、(90)的输出。例如，时钟驱动器(70)具有第1时钟驱动器(70A)和具有比第1时钟驱动器(70A)驱动能力强的第2时钟驱动器(70B)，首先使第1时钟驱动器(70A)工作，经过规定时间后，使第1时钟驱动器(70A)停止，同时进行切换使第2时钟驱动器(70B)工作。

Description

电荷泵电路
技术领域
本发明涉及电荷泵电路，特别涉及用于电源电路等的大电流输出的电荷泵电路。
背景技术
近年来的录像机、数字静像摄影机(DSC)、DSC电话等的影像设备为了摄入影像而采用CCD(电荷耦合器件Charge Coupled Devices)。用于驱动CCD的CCD驱动电路需要正、负的高电压(十几伏)且大电流(数mA)的电源电路。该高电压通过开关稳压器而生成。
开关稳压器可高性能、即高效率(输出功率/输入功率)地生成高电压。但是，该电路的缺点是在电流开关时产生高次谐波噪声，必须屏蔽使用电源电路。而且需要作为外部元件的线圈。
因此，近年来迪克逊电荷泵电路作为携带设备用电源电路受到注目。该电路例如在技术文献(John F.Dickson On-chip High-Voltage Generation inMNOS Integrated Circuits Using an Improved Voltage Multiplier Technique IEEEJOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS，VOL.SC-11，NO.3 pp.374-378 JUNE1976.)中有详细记载。
图11表示4级的迪克逊电荷泵装置的电路图。二极管D1～D5串联连接。C1～C4是与各二极管D1～D5的连接点连接的耦合电容器(CouplingCapacitor)，CL为输出电容器(Output Capacitor)，CLK和CLKB为相互反相的输入时钟脉冲。而且，51为输入CLK和CLKB的时钟驱动器，52为电流负载。电源电压Vdd被提供给时钟驱动器51。因此，时钟驱动器51输出的时钟脉冲φ1、φ2的输出振幅约为Vdd。将时钟脉冲φ1提供给电容器C2、C4，将时钟脉冲φ2提供给电容器C1、C3。
在稳定状态下，输出端流过定电流Iout时，电荷泵电路的输入电流为来自输入电压Vin的电流和由时钟驱动器提供的电流。如果无视对寄生电容的充放电电流，则这些电流如下。在φ1为高(High)、φ2为低(Low)期间，在图中的实线箭头方向分别流过2Iout的平均电流。
而且，在φ1为低(Low)、φ2为高(High)期间，在图中的虚线箭头方向流过2Iout的平均电流。时钟周期中其各平均电流都为Iout。稳定状态下的电荷泵装置的升压电压Vout以下式表示
Vout＝Vin-Vd+n(Vφ’-V1-Vd)
这里，Vφ’为各连接节点中随时钟脉冲的变化而由耦合电容产生的电压振幅。V1为因输出电流Iout而产生的电压下降，Vin为输入电压，通常正升压时为电源电压Vdd，负升压时为0伏。Vd为正向偏置二极管电压(Forward biasdiode voltage)，n为泵级数。而且，V1和Vφ’由下式表示。
V1＝Iout/f(C+Cs)＝(2IoutT/2)/(C+Cs)
Vφ’＝VφC/(C+Cs)
这里，C为耦合电容器C1～C4具有的电容量，Cs为各连接节点中寄生电容的电容值(stray capacitance at each node)，Vφ为时钟脉冲的振幅(clockpulse amplitude)，f为时钟脉冲的频率，T为时钟周期(clock period)。如果无视从时钟驱动器流向寄生电容的充放电电流，设Vin＝Vdd，则电荷泵装置的效率以下式表示。
η＝Vout Iout/((n+1)Vdd Iout)＝Vout/((n+1)Vdd)
这样，迪克逊电荷泵电路，以二极管作为电荷传送元件(charge transferdevice)、通过将电荷渐次向次级传送进行升压。迪克逊电荷泵具有不需要线圈和噪声低的长处，但具有效率低和不能输出大电流的缺点。
因此，本发明人改良了迪克逊电荷泵电路，开发了具有高效率和大电流输出(数mA)的电荷泵电路。该改良的电荷泵电路不采用二极管，而采用电荷传送用MOS晶体管，在该电荷传送用MOS晶体管的栅极中设置提供电平位移到高电压的时钟的电平位移电路，以降低电荷传送用MOS晶体管的导通电阻。
[专利文献1]
日本特开2001-286125号公报
发明内容
但是，在使该电荷泵电路实用化时，突入电流(Inrush Current)成为问题。即，在电荷泵电路开始工作时，对各耦合电容器进行的充电并不是只充电到必要的量。给电荷泵电路的电荷传送元件提供输入电源，并使时钟驱动器工作，规定时间后，各耦合电容被充电必要的电荷。因此，从使电荷泵电路开始工作到电荷泵电路达到正常工作状态之间的期间，从输入电源以及时钟驱动器电源流入100mA～1A的大突入电流。另一方面，电荷泵电路的电源、即输入电源以及时钟驱动器电源一般采用稳压电源，该稳压电源还向系统的其他电路提供电源。
因此，如果电荷泵电路流过这样的过大的突入电流，则稳压电源变得不稳定，使其他电路不能正常工作，该稳压电源的保护电路动作，导致电流供给停止，有其他电路不工作的问题。
这里，本发明人对上述突入电流的原因认真研究后，判明耦合电容的充放电电流是支配性的。即判明电荷泵电路的电源被提供给下列3个电路部分：①作为电荷泵电路输入部的初级电荷传送用MOS晶体管；②给电容器提供时钟的时钟驱动器；③电平位移电路，但其中流过时钟驱动器电源的电流是支配性的。
本发明的电荷泵电路，设置第1时钟驱动器和具有比第1时钟驱动器驱动能力强的第2时钟驱动器，还设置时钟驱动器控制电路：首先使第1时钟驱动器工作，经过规定时间后，使第2时钟驱动器工作。由此可抑制工作开始时流入时钟驱动器电源的突入电流，因此可降低电荷泵电路整体的突入电流，可防止对其他电路的不良影响。
根据本发明，可降低电荷泵电路工作开始时产生的突入电流，可防止对其他电路的不良影响。
附图说明
图1是本发明的实施方式的电荷泵电路的电路图。
图2是表示图1的控制电路以及时钟驱动器70的具体例的电路图。
图3是本发明的实施方式的其他电荷泵电路的电路图。
图4是表示图1的反转电平位移电路S1、S2的电路结构以及工作波形的图。
图5是表示图1的非反转电平位移电路S3、S4的电路结构以及工作波形的图。
图6是表示图1的时钟脉冲CLK、CLKB和时钟脉冲CLK’、CLKB’的位相关系的图。
图7是表示图1的泵节点的电压波形V1、V2、V3的图。
图8是表示为了确认电荷泵电路的突入电流改善效果的仿真结果的图。
图9是本发明的其他实施方式的电荷泵电路的电路图。
图10是本发明的其他实施方式的电荷泵电路的动作时序图。
图11是现有的4级迪克逊电荷泵电路的电路图。
具体实施方式
下面，参照附图详细说明本发明的实施方式。图1是本发明的实施方式的电荷泵电路的电路图。
4个电荷传送用MOS晶体管M1～M4串联连接。前级的M1、M2为N沟道型，后级的M3、M4为P沟道型。而且，其连接使电荷传送用MOS晶体管M1～M4的栅极-基板间电压Vgb与栅极-漏极间电压Vgd为相同值，使漏极和基板为同电位，抑制反向栅极偏置效应。
而且，向构成电荷泵电路的初级的电荷传送用MOS晶体管M1的漏极提供作为输入电压Vin的电源电压Vdd。从最终级的电荷传送用MOS晶体管M4的漏极输出升压电压Vout。图中的Cout为附加在电荷传送用MOS晶体管M4的漏极的寄生电容。
升压电压Vout在由稳压器10调整为所希望的电压后，被提供给负载元件20。稳压器10用运算放大器构成，其输出通过电阻进行电阻分压的电压施加到一个输入端子(-)。通过开关SW1、SW2得到的第1基准电压Vref1或接地电压(0V)切换后施加到另一个输入端子(+)。
C1、C2、C3是与电荷传送用MOS晶体管M1～M4的连接点(泵节点)的一端连接的耦合电容器。通过控制电路30和时钟驱动器70在耦合电容器C1的另一端施加时钟脉冲CLK。通过控制电路40和时钟驱动器80在耦合电容器C2的另一端施加与时钟脉冲CLK反相的时钟脉冲CLKB。另外，通过控制电路50和时钟驱动器90在耦合电容器C3的另一端施加时钟脉冲CLK。
时钟驱动器70如后所述，包括：具有低驱动能力的第1时钟驱动器70A；具有高驱动能力的第2时钟驱动器70B。在电荷泵电路工作开始时，控制使第1时钟驱动器70A工作，当电荷泵电路进入稳定工作状态时，则第1时钟驱动器70A停止工作，同时使第2时钟驱动器70B工作。对于时钟驱动器80、90也完全一样。
对上述电荷泵电路从工作开始到进入稳定工作状态的规定时间进行设定、并进行第1时钟驱动器70A和第2时钟驱动器70B的切换动作的方法，检测出电荷泵电路的升压电压Vout达到规定电压，并在该定时进行该切换。
具体地说，设置比较器60，将升压电压Vout通过电阻R1～R5进行电阻分压得到的电压Va与基准电压Vref2进行比较，依据作为其输出的模式切换信号MS，进行第1时钟驱动器70A和第2时钟驱动器70B的切换。
即，电荷泵电路工作一开始，则升压电压Vout徐徐上升，升压电压Vout由电阻分压的电压Va也徐徐上升。此过程中，在Va＜Vref2时，作为比较器60的输出的模式切换信号MS为高电平，据此，控制电路30使第1时钟驱动器70A工作。然后经过规定时间，Va＞Vref2，则作为比较器60的输出的模式切换信号MS变为低电平，据此，控制电路30使第1时钟驱动器70A停止工作，并使第2时钟驱动器70B工作。
这里，在输入到比较器60的第2基准电压Vref2为一定电压的情况下，比较器60的输出依赖电源电压Vdd变化。为了抑制这种对电源电压的依赖性，最好使用电源电压Vdd作为第2基准电压Vref2。而且，为了防止由于电荷泵电路输出的升压电压Vout的纹波引起的误动作，比较器60最好是使用具有磁滞性的磁滞比较器。
而且，向电荷传送用MOS晶体管M1和M2的各节点分别提供反转电平位移电路S1、S2的输出。而且，向电荷传送用MOS晶体管M3和M4的各节点分别提供非反转电平位移电路S3、S4的输出。反转电平位移电路S1、S2和非反转电平位移电路S3、S4的具体电路结构在以后叙述。
图2是表示控制电路30以及时钟驱动器70的具体例的电路图。其他的控制电路40以及时钟驱动器80、控制电路50以及时钟驱动器90也为同样的结构。该时钟驱动器70包括：具有低驱动能力的第1时钟驱动器70A和具有高驱动能力的第2时钟驱动器70B。
第1时钟驱动器70A由P沟道MOS晶体管MP1和N沟道MOS晶体管MN1在电源电压Vdd和接地电压(0V)之间串联连接而构成，在P沟道MOS晶体管MP1和N沟道MOS晶体管MN1的栅极施加控制电路30的输出a、b。第1时钟驱动器70A的驱动能力由P沟道MOS晶体管MP1和N沟道MOS晶体管MN1的导通电阻决定。在电路设计上，如果使P沟道MOS晶体管MP1和N沟道MOS晶体管MN1的GW/GL变小，则可降低其驱动能力。其中GW是晶体管的栅极宽度，GL是晶体管的栅极长度。
第2时钟驱动器70B由P沟道MOS晶体管MP2和N沟道MOS晶体管MN2在电源电压Vdd和接地电压(0V)之间串联连接而构成，在P沟道MOS晶体管MP2和N沟道MOS晶体管MN2的栅极施加控制电路30的输出c、d。
第1时钟驱动器70A和第2时钟驱动器70B的输出共同连接输出端子35，该输出端子35与耦合电容器C1的另一端连接。
下面说明该控制电路30以及第1时钟驱动器70A的工作。在此设经由控制电路30的第1输入端子33输入时钟脉冲CLK，由第2输入端子34输入来自比较器60的模式切换信号MS。
模式切换信号MS为高电平(Va＜Vref)时，时钟脉冲CLK经过控制电路30，从输出端子a、b原样输出，被施加到构成第1时钟驱动器70A的P沟道MOS晶体管MP1和N沟道MOS晶体管MN1的栅极。由此，第1时钟驱动器70A作为反相器工作。另一方面，由于控制电路30的输出端子c输出高电平、输出端子d输出低电平，则构成第2时钟驱动器70B的P沟道MOS晶体管MP2和N沟道MOS晶体管MN2均为关断状态，第2时钟驱动器70B的工作停止。
因此，时钟脉冲CLK通过具有低驱动能力的第1时钟驱动器70A被提供给耦合电容器C1。
模式切换信号MS为低电平(Va＞Vref)时，时钟脉冲CLK经过控制电路30，从输出端子c、d原样输出，被施加到构成第2时钟驱动器70B的P沟道MOS晶体管MP2和N沟道MOS晶体管MN2的栅极。由此，第2时钟驱动器70B工作。另一方面，由于控制电路30的输出端子a输出高电平、输出端子b输出低电平，则构成第1时钟驱动器70A的P沟道MOS晶体管MP1和N沟道MOS晶体管MN1均为关断状态，第1时钟驱动器70A的工作停止。
因此，时钟脉冲CLK通过具有高驱动能力的第2时钟驱动器70B被提供给耦合电容器C1。
在上述实施方式中，作为比较器60的输出的模式切换信号MS从工作开始经过规定时间后由高电平变为低电平，控制电路30据此使第1时钟驱动器70A停止工作，使第2时钟驱动器70B工作，但并不限于此。
即，所述模式切换信号MS从工作开始经过规定时间后由高电平变为低电平，对此，不使第1时钟驱动器70A停止工作，而使第2时钟驱动器70B工作也可以。此时，经过规定时间后，第1时钟驱动器70A和第2时钟驱动器70B都工作。为了进行这样的控制，变更控制电路30的逻辑电路就可以。
在上述实施方式中，用比较器60的输出检测出电荷泵电路进入稳定工作状态、即电荷泵电路的升压电压Vout达到规定电压，并进行第1以及第2时钟驱动器70A、70B的切换，所以没有时间浪费。但是，采用驱动能力低的第1时钟驱动器70A开始电荷泵电路的工作时，如果因某种原因电荷泵电路的升压电压Vout未达到规定电压的情况下，不能进行时钟驱动器的切换。只有第1时钟驱动器70A则驱动能力低，如果开始流过负载电流，则电荷泵电路的升压电压Vout降低。因此，导致电荷泵电路作为电源电路的功能无法实现。
以下说明采用计数器的输出进行第1以及第2时钟驱动器70A、70B的切换的电荷泵电路。图3是该电荷泵电路的电路图。该电荷泵电路由于采用计数器的输出，所以，如果经过由计数器设定的一定时间，则必定进行第1以及第2时钟驱动器70A、70B的切换。因此，无须担心电荷泵电路作为电源电路的功能无法实现。
如图3所示，计数器100是对输入的时钟脉冲CLKA的上升次数进行计数的计数器。而且，计数器100的结构为通过复位信号R被复位。计数器100的特定比特输出(检测用比特输出)保持在闭锁电路101中。即，如果计数器100的特定比特输出由数据「0」反转为数据「1」，则闭锁电路101保持该数据「1」。
该闭锁电路101的输出，作为模式切换信号MS’，输入到控制电路30的输入端子34。而且，闭锁电路101的输出同样输入到控制电路40、50中。即，作为闭锁电路101的输出的模式切换信号MS’，在计数器100的计数值达到预定的规定值之前，为高电平，如果超过规定值，则变为低电平。
因此，在计数器100的计数值达到规定值之前，使具有低驱动能力的第1时钟驱动器70A工作，如果在规定值以上，则使第1时钟驱动器70A停止工作，而使第2时钟驱动器70B工作。
或者，通过变更控制电路30的逻辑电路，使得在计数器100的计数值达到规定值之前，使具有低驱动能力的第1时钟驱动器70A工作，如果在规定值以上，则使第1时钟驱动器70A和第2时钟驱动器70B都工作。对于控制电路40、50也同样变更逻辑电路。
而且，上述规定次数设定为可使具有低驱动能力的第1时钟驱动器70A中的耦合电容器C1完全充电的次数。耦合电容器C2、C3也可同样完全充电。
下面以图4表示反转电平位移电路S1、S2的电路结构以及工作波形图。如图4(a)所示，该反转电平位移电路S1、S2具有输入反相器INV，差分输入MOS晶体管M11和M12，交叉连接的MOS晶体管M13和M14。而且，除此之外还具有上拉(pull up)连接的MOS晶体管M15和M16。在MOS晶体管M15的栅极施加电压V12，同时在源极施加电位A。
而且，在MOS晶体管M16的栅极施加与电压V12反相的电压V11，同时在源极施加电位B。这里，电位A＞电位B。M11、M12为N沟道型，M13～M16为P沟道型，都是高耐压的MOS晶体管。
而且，如图4(b)所示的上述结构的电平位移电路中，MOS晶体管M15、M16变更为反相器结构也可以。
上述结构的反转电平位移电路的工作波形如图4(c)所示。该电平位移电路轮流输出电位A和中间电位B(A＞B＞0V)。
下面以图5表示非反转电平位移电路S3、S4的电路结构以及工作波形图。其与反转电平位移电路S1、S2的不同之处在于：对上拉到电位A的MOS晶体管M15的栅极施加电压V11，对上拉到电位B的MOS晶体管M16的栅极施加电压V12(图5(a))。而且，如图5(b)所示，MOS晶体管M15、M16为反相器结构也可以。
如图5(c)所示，该非反转电平位移电路S3、S4对输入电压IN进行非反转电平位移动作。
反转电平位移电路S1、S2，非反转电平位移电路S3、S4和电荷泵电路的连接关系如下。通过时钟驱动器110向反转电平位移电路S1输入时钟脉冲CLK’，通过时钟驱动器111向反转电平位移电路S2输入时钟脉冲CLKB’。时钟脉冲CLK’和CLKB’分别由时钟脉冲CLK和CLKB生成，但为了防止电荷传送用MOS晶体管M1～M4中电流逆流，低(Low)期间变短。
即，从电荷传送用MOS晶体管M1～M4完全关断开始，通过时钟脉冲CLK和CLKB的变化进行各泵节点的升压。上述时钟脉冲的位相关系由图6示出。
而且，如图1所示，作为反转电平位移电路S1的高电位侧的电源(电位A)返回升压的一级后的泵节点的电压V2。
同样地，作为反转电平位移电路S2的高电位侧的电源(电位A)返回升压的一级后的泵节点的电压V3。而且，作为反转电平位移电路S1、S2的低电位侧的电源(电位B)分别施加各级的电压Vdd、V1。
另一方面，作为非反转电平位移电路S3的低电位侧的电源(电位B)采用一级前的泵节点的电压V1，同样地，作为非反转电平位移电路S4的低电位侧的电源(电位B)采用一级前的泵节点电压V2。而且，作为非反转电平位移电路S3、S4的高电位侧的电源(电位A)分别施加各级的电压V3、Vout。
通过这样的结构，在电荷泵电路的通常状态中，可推导出电荷传送用晶体管M1～M4的栅极-漏极间电压Vgd(晶体管导通状态时)如下为2Vdd。首先，以下的关系成立。
Vgd(M1)＝V2(High)-Vdd
Vgd(M2)＝V3(High)-V1(High)
Vgd(M3)＝V1(Low)-V3(Low)
Vgd(M4)＝V2(Low)-Vout
接着，由通常状态的电荷泵的升压工作，可知还有以下的关系成立。
V1(High)＝2Vdd，V1(Low)＝Vdd
V2(High)＝3Vdd，V2(Low)＝2Vdd
V3(High)＝4Vdd，V3(Low)＝3Vdd，Vout＝4Vdd
由这些关系式，可推导出所有的电荷传送用MOS晶体管导通时的Vgd的绝对值如表1所示为相同的值2Vdd。因此，通过高的Vgd降低电荷传送用MOS晶体管M1～M4的导通电阻，可实现高效率和大输出电流的电荷泵电路。而且，可以设计电荷传送用MOS晶体管M1～M4的栅极氧化膜厚度(thickness of gate oxide)一律为能耐受2Vdd的厚度，所以与电荷传送用MOS晶体管的Vgd不均匀的情况相比，可设计使导通电阻(ON-state resistance)变低，而效率良好。
【表1】电荷传送用MOS晶体管的栅极-漏极间电压Vgd
  MOSFET     M1     M2     M3     M4
  Vgd     2Vdd     2Vdd     -2Vdd     -2Vdd
图6是用于说明电荷泵电路的工作的时序图。电荷传送用MOS晶体管M1～M4对应时钟脉冲轮流反复进行导通和关断。这里，施加在反转电平位移电路S1和S2、非反转电平位移电路S3和S4的时钟脉冲CLK’、CLKB’的占空比不是50％。即，如图所示设定低(Low)的期间变短。因此，电荷传送用MOS晶体管M1～M4的导通的期间变短。其理由如下。
电荷传送用MOS晶体管M1～M4由于未连接二极管，所以如果流过逆向电流是危险的，而这使效率恶化。这里，为了防止逆向电流，电荷传送用MOS晶体管M1～M4的导通期间变短，在关断期间，变化施加在耦合电容器C1～C3上的时钟脉冲并进行泵送(pumping)。而且，图7是表示各泵节点的电压波形V1、V2、V3的图。图中，Vφ是时钟脉冲CLK’、CLKB’的振幅，ΔVds为MOS晶体管M1～M4的漏极-源极间电压。
下面说明用于确认本实施方式的电荷泵电路的突入电流改善效果的仿真。图8是表示该SPICE仿真的结果的图，横轴表示时间，纵轴表示突入电流(电荷泵电路的电源电流)。
在图中，时间①表示具有低驱动能力的第1时钟驱动器70A进行工作的期间，该例中为1.5msec左右。而且，时间②表示具有高驱动能力的第2时钟驱动器70B进行工作的期间。由该结果可明白，最大突入电流降低到70mA左右。
这里，想抑制峰值①时，可相应降低第1时钟驱动器70A的驱动能力。而且，想抑制峰值②时，可相应延长时间①的期间。
上述的电荷泵电路是降低1个电荷泵电路的突入电流的电路。下面，说明其他实施方式的电荷泵电路。图9是该电荷泵电路的电路图，图10是该电荷泵电路的动作时序图。该实施方式是降低具有2个电荷泵电路的系统的突入电流。
如图9所示，该电荷泵电路具有：输出第1升压电压Vout1第1电荷泵电路200和输出第2升压电压Vout2的第2电荷泵电路300。其结构为，第1电荷泵电路200如上述的电荷泵电路那样输出正的升压电压，而第2电荷泵电路300则输出负的升压电压。第1以及第2电荷泵电路200，与图1和图3的电路同样，具有：时钟驱动器70、80、90，控制电路30、40、50。而且，计数器100也与图3的电路为同样的结构，其输出分别输入到第1闭锁电路101a、第2闭锁电路101b。
作为第1闭锁电路101a的输出的第1模式切换信号MS1输入到第1电荷泵电路200中，由此可切换第1电荷泵电路的时钟驱动器的驱动能力。另一方面，作为第2闭锁电路101b的输出的第2模式切换信号MS2输入到第2电荷泵电路300中，由此可切换第2电荷泵电路的时钟驱动器的驱动能力。
这里，计数器100的输出比特C0～C3中例如C0、C2的任一个变为数据「1」时，第1闭锁电路101a将第1模式切换信号MS1切换为低电平，并进行保持。而且，同样地，计数器100的输出比特C0～C3中例如C0、C3的任一个变为数据「1」时，第2闭锁电路101b将第2模式切换信号MS2切换为低电平，并进行保持。由此，可独立控制第1以及第2电荷泵电路的时钟驱动器的工作的切换时期。
下面，参照图10说明该电荷泵电路的工作控制例。首先，在时刻t1第1电荷泵开始工作，具有低驱动能力的第1时钟驱动器70A工作。接着，在时刻t2如果计数器100的计数值达到第1规定值，则作为第1闭锁电路101a的输出的第1模式切换信号MS1变为低电平，由此，具有高驱动能力的第2时钟驱动器70B开始工作。接下来，在时刻t3第2电荷泵开始工作，具有低驱动能力的第3时钟驱动器(相当于第1时钟驱动器70A)工作。接着，在时刻t4，如果计数器100的计数值达到第2规定值，则作为第2闭锁电路101b的输出的第2模式切换信号MS2变为低电平，由此，具有高驱动能力的第4时钟驱动器(相当于第2时钟驱动器70B)开始工作。
根据本实施方式，采用一个计数器100，可独立控制2个电荷泵电路的时钟驱动器的驱动能力。由此，可降低每个电荷泵电路的突入电流，同时错开2个电荷泵电路的突入电流的发生时期，可降低整个系统的突入电流的峰值。
而且，在本实施方式中以具有2个电荷泵电路的系统为例进行了说明，但具有3个以上电荷泵电路的系统其结构也可完全相同。而且，每个电荷泵电路为输出正的升压电压的类型也可以，为输出负的升压电压的类型也可以。
而且，在上述的所有实施方式中，除了具有低驱动能力的第1时钟驱动器70A和具有高驱动能力的第2时钟驱动器70B之外，还可设置一个以上的具有中间驱动能力的时钟驱动器，通过从驱动能力低的时钟驱动器到驱动能力高的时钟驱动器顺次进行切换，可顺次提高时钟驱动器的驱动能力。

Claims (9)

1.一种电荷泵电路，其特征在于电荷泵电路包括：
串联连接的多个电荷传送用晶体管；
向初级的所述电荷传送用晶体管提供输入电压的输入电源；
与所述多个电荷传送用晶体管的各连接点在一端连接的多个电容器；
向所述电容器的另一端提供时钟脉冲的第1时钟驱动器；
向所述电容器的另一端提供时钟脉冲，与所述第1时钟驱动器相比有高驱动能力的第2时钟驱动器；
最初使所述第1时钟驱动器工作，经过规定时间后，使第2时钟驱动器工作的时钟驱动器控制电路，
电荷泵电路从后级的电荷传送用晶体管获得输出电压。
2.如权利要求1所述的电荷泵电路，其特征在于所述时钟驱动器控制电路在经过所述规定时间后使所述第1时钟驱动器的工作停止。
3.如权利要求1或2所述的电荷泵电路，其特征在于所述时钟驱动器控制电路包括：
将对应所述输出电压的电压与规定的基准电压进行比较的比较器；以及
对应所述比较器的输出信号，对所述第1时钟驱动器和第2时钟驱动器的工作进行控制的控制电路。
4.如权利要求3所述的电荷泵电路，其特征在于所述规定的基准电压与所述输入电源的输入电压相等。
5.如权利要求3所述的电荷泵电路，其特征在于所述比较器为磁滞比较器。
6.如权利要求3所述的电荷泵电路，其特征在于对应所述输出电压的电压为通过电阻器将所述输出电压进行分压获得的电压。
7.如权利要求1或2所述的电荷泵电路，其特征在于所述时钟驱动器控制电路包括：
对时钟脉冲进行计数的计数器；以及
对应该计数器的输出信号，对所述第1时钟驱动器和所述第2时钟驱动器的工作进行控制的控制电路。
8.一种电荷泵电路，其特征在于该电荷泵电路包括：
具有第1时钟驱动器和比该第1时钟驱动器驱动能力强的第2时钟驱动器的第1电荷泵电路；
具有第3时钟驱动器和比该第3时钟驱动器驱动能力强的第4时钟驱动器的第2电荷泵电路；以及
时钟驱动器控制电路，最初使所述第1电荷泵电路的所述第1时钟驱动器工作，经过第1规定时间后，使所述第2时钟驱动器工作，接着，使所述第2电荷泵电路的所述第3时钟驱动器工作，经过第2规定时间后，使所述第4时钟驱动器工作。
9.如权利要求8所述的电荷泵电路，其特征在于所述时钟驱动器控制电路包括：
对时钟脉冲进行计数的计数器；以及
对应该计数器的输出信号，对所述第1至第4时钟驱动器的工作进行控制的控制电路。
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