CN1337089A - 放大器电路 - Google Patents

Abstract

用于放大电子信号的放大器电路(11),包括可控开关装置(2)、滤波器装置(9),其中,可控开关装置用于产生其幅度在操作期间在第一和第二电源电压值之间变化的方波信号;滤波器装置用于对上述方波信号滤波,以便产生一个输出信号(10),所述滤波器装置(9)包括一个自电感(16)和一个电容(17)。放大器电路(11)还包括调制装置(3)和校正装置(12),其中,调制装置(3)用于通过响应需要被放大的输入信号(16)驱动开关装置(2),对方波信号进行脉宽调制;校正装置(12)用于依据从所述输入信号和与输出信号(10)成比例的输出信号值中导出的基准值(U_ref),提供了一个控制所述调制装置(3)的校正信号。为了校正输出信号(10)中的干扰,还提供了用于从输入信号(6)中导出一个基准电流(I_ref)的装置(13),和一个用于提供和通过滤波器电容(17)的电流成比例的滤波器电容电流的装置(8)。校正装置(12)被设计为用于从基准电流(I_ref)和滤波器电容电流(18)中提供一个电流校正信号。

Description

放大器电路

(一)技术领域

本发明涉及用于放大电子信号的放大器电路，该放大器电路由用于产生方波信号的可控开关装置、用于对上述方波信号滤波，以便可以产生一个输出信号的滤波器装置、用于提供一个和通过滤波器电容的电流成比例的滤波器电容电流的装置、用于通过响应需要被放大的输入信号而驱动开关装置来对方波信号进行脉宽调制的调制装置、以及用于根据由输入信号导出的基准值和与输出信号成比例的输出信号值，提供一个用于控制调制装置的校正信号的校正装置组成，其中所述方波信号的幅度在操作期间在第一和第二电源电压值之间变化；所述滤波器装置包括一个自电感和一个电容。

(二)背景技术

这种放大器电路是在美国专利No.5,606,289中被公开的，在实际应用中也把它称做D类放大器。

在D类放大器电路中，产生的方波信号的频率比需要被放大的输入信号的最高频率高得多。对该信号的脉冲宽度比进行调制，使得上述方波信号的平均值和输入信号成比例。通过把方波信号加到低通滤波器或者谐振电路，可以产生一个具有界于最高信号频率和方波信号的频率之间的截止频率的输出信号，在这个输出信号中，消除了开关频率或方波频率以及方波信号的较高频率。输出信号表示方波信号的平均值，从而也表示输入信号的平均值，但是该输入信号是由一个放大系数放大的，这个放大系数是由调制器、校正信号、电源和开关装置的电子特性决定的。一般情况下，将例如象MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)这样的开关晶体管用作开关装置。

因为当放大器没有驱动到满负荷时，输出级会出现高热耗散，所以象其放大级基本上作为一个可控串联电阻进行工作的A类和AB类放大器这样的线性放大器的能效是非常低的。每个放大器电路都包括一个被切换的输出级，但另一方面，例如依据本发明的放大器电路的热损耗却是非常低的，这是因为当开关装置断开时，通过输出级的电流为零，而当开关装置接通时，输出级两端的电压实际为零。实际上，开关放大器，或D类放大器具有非常高的、大于90％的能效。

实际上，开关放大器会出现很多意想不到的结果，这些结果会导致对理想输出信号的干扰。这些干扰又可以被细分为内部误差和外部误差。

放大器的输出阻抗主要是由用于滤除方波信号的滤波器装置决定的。该阻抗与频率相关，而且因为实际原因，该阻抗在频段的末端近似等于额定负载电阻。因此，很难从加到负载上的信号中抑制掉由于外部原因而引起的输出信号中的干扰。而且还会出现和负载阻抗相关的频率传输。

另外，例如开关晶体管具有一个有限的响应时间，该响应时间主要是由寄生电容引起的。连接在一个叫做半桥电路中的晶体管不能同时处于“导通”状态，这是因为在这种情况下，会形成从电源正极到电源负极的电流通路，所述半桥电路中的两个开关晶体管串联并且在晶体管间的连接处产生方波信号。在这样的短路过程中出现的电流毫无疑问会对开关晶体管造成破坏。为此，在晶体管开关的过程中维持了一个叫做“空载时间”的时间段，这样就可以确保至少有一个晶体管的状态为“截止”。特别是在小幅度下，这个空载时间会在带有负载的放大器电路的信号传输中导致很强的非线性。

最后，依据调制装置的类型，可将存在于电源电压上的干扰传输到输出信号中。

如果对已有技术的开关放大器电路进行适当设计，利用在调制装置的闭环反馈中的校正信号，就可尽可能地减小由输出滤波器引起的输出阻抗和由空载时间产生的非线性性，以及电源电压上的干扰。但是，我们发现，由于输出滤波器的阻抗/相移，能实现的最大抑制是不够用的。而且，稳定条件可能依赖于负荷和电源电压。

(三)发明内容

因此，本发明的第一个目的是通过消除输出滤波器对放大器电路信号传输特性的影响，加强对D类放大器电路的输出信号中的干扰的抑制，这里的干扰是由内部和外部误差源引起的。

依据本发明，该目的是通过提供用于从输入信号中得到基准电流的装置实现的，其中将校正装置设计为用于从基准电流和滤波器电容电流中提供作为电流校正信号的校正信号。

本发明的基础在于，必须有一个适宜的差分校正，以便实现对输出信号中干扰的快速校正，在上述过程中，本发明充分利用了滤波器电容电流，该电流与放大器电路的输出信号电压的导数成比例，而且当使用单独的差分装置来提供D校正信号时，也不会产生高频噪声以及其它干扰。

依据本发明，通过把输出滤波器放入控制回路，受这种方式控制的放大器的输出滤波器的阻抗几乎不会产生放大器的输出阻抗。放大器电路中负载的变化会被直接检测出来并得到校正，这是因为由上述负载变化引起的滤波器电容电流的变化会立即引起电流校正信号的产生。

本发明最佳实施例的目的是尽可能快地将这种干扰减少到最低限度，最好是在开关装置的一个开关周期内完成。为此，用来提供滤波器电容电流的装置是宽带装置，也就是说，它的带宽平均为放大器信号带宽的五倍或更宽。

主要有两种可能方法可以用来测量滤波器电容电流。在直接测量的情况下，一个传感器或者其它的电子元件，例如一个电阻器，与滤波器电容器串联连接。在间接测量的情况下，电流是由一个和滤波器电容器并联的电容器提供的。直接测量的优点是可以以最大的精确度表示通过滤波电容器的电流，而且不会出现任何能够觉察到的相移。

在本发明的另一个实施例中，为了提供和通过滤波器电容的电流最成比例的滤波器电容电流，用于提供滤波器电容电流的装置包括一个和滤波器电容器或与其一部分串联的变流器，上述变流器由一个带有同轴电缆绕线的铁心和一个与滤波器电容串联的导体组成，所述导体例如可以是内部导体，同时在另一个导体，即同轴电缆的外部导体中，产生和通过滤波器电容的电流成比例的滤波器电容电流。

滤波器电容电流和基准电流不包括任何关于将被放大的信号中可能的直流(DC)成分的信息。因此，依据本发明的以电压放大器的形式出现的放大器电路的最佳实施例除了包括一个电流校正信号之外，还包括一个电压校正信号。

在依据本发明的放大器电路的另一个实施例中，校正信号就这样被处理为用于调制装置的一个控制信号，其中，校正装置由一个第一差分电路、一个第二差分电路、一个比例(P)或比例积分(PI)控制电路、一个控制电路和一个求和电路组成，其中第一差分电路用于根据基准电压和输出电压信号而提供第一差分信号；第二差分电路用于根据基准电流和滤波器电容电流而提供第二差分信号；比例(P)或比例积分(PI)控制电路包括了一个用于第一差分信号的输入端；控制电路包括了一个用于通过一个系数(D)来处理第二差分信号的输入端；求和电路用于把P或PI控制电路的输出信号和用于控制调制装置的D控制电路的输出信号求和。

该实施例使得控制系统能够通过电流反馈回路，快速并充分响应放大器电路输出端上电流的变化，其中电压反馈确保了在低频范围内，系统也会跟随所期望的输出电平。实践中发现，滤波器电容电流响应了低频范围中一个不足度(insufficient degree)，这是因为当信号频率较低时，第一阶导数太小了，因此必须将电压反馈回路设计成至少在大约小于500Hz的低频范围内仍可操作。

在已有技术中，通常把比较器电路用做调制装置，其输入是一个三角形(或者锯齿状)电压和将要以外加的校正信号进行放大的信号。这种技术就是所说的“正弦三角”调制。在正弦三角调制的情况下，当把放大器驱动到一个高输出度时，调制装置可能会产生相对非常窄的脉冲，该窄脉冲可能会损坏半导体开关晶体管。除此之外，作为必要的空载时间的后果，还会引入误差。可以把这种类型的误差定义为放大器电路的内部误差。此外，正弦三角调制器的输出电压和所加电源电压成比例，可以把该误差看作是一个外部误差。

除了正弦三角调制原理，还有一种“∑-Δ”调制原理也适用于依据本发明的放大器电路，尽管该调制原理不常用于D类放大器。依据∑-Δ调制原理，调制装置包括一个磁滞控制电路。与正弦三角调制器相比，在∑-Δ调制原理下，开关装置的开关频率可在电源电压和信号波动的影响下变化。

在本发明的最佳实施例中，调制装置包括一个磁滞控制电路，该电路可以改变开关装置的开关频率，而对这一点，已有技术涉及的开关放大器却不能实现。一般情况下，当使用依据本发明的磁滞控制电路时，开关频率不受限制，它可以随电源电压、输出电压和输出电流而变化，而不受任何其它控制。不过，与所允许的输入信号的最高频率相比，也应该避免让该开关频率变得太低，因为这会在输出信号中引起所不期望的大的开关波动。

理论上，依据本发明的放大器电路的输出信号中的干扰尽管被扩展了，但该干扰在一个开关周期内还是均衡的。因此，废除使用固定开关频率原理，可以加快响应速度，这样可以实现放大器电路的低输出阻抗。

为了使放大器电路在所期望的平均开关频率下工作，本发明的另一个实施例提供了通过提供具有用于控制响应中的磁滞窗口的控制输入的磁滞控制电路而实现的频率控制。磁滞窗口的宽度由系统的(平均)开关频率决定，但是它并不会影响上述消除干扰的特性。

在依据本发明的放大器电路中使用磁滞控制电路的另一个优点是，∑-Δ调制原理所要求的积分装置，已经以输出滤波器的滤波器电感形式隐含存在，其中，积分装置对放大器电路的输出信号和一个期望值间的差进行积分，而且输出滤波器的电流是对开关装置的方波电压以及放大器的输出电压间的差求积分的结果。通过滤波器电感的电流可以部分地从滤波器电容电流中得到，当然，依据本发明，其表现形式为与从输入信号中导出的基准电流的一个期望值进行比较，并作为一个校正信号加到磁滞控制电路中。

把积分装置和必须存在的输出滤波器合并在一起的好处是可以在开关装置的一个开关周期内，尽可能快地将干扰最小化。

除了电压放大器形式的实施例外，还可以实现以包括一个所谓电流输出的放大器的形式表现的实施例。对于这种电流放大器，在下述三种电流，即滤波器自感电流、滤波器电容电流和/或输出信号电流中，必须测量其中至少两种电流。

依据本发明的电流放大器的一个实施例包括用于提供与通过滤波器自电感的电流成比例的滤波器自感电流的装置，用于提供与输出信号电流成比例的输出电流信号的装置，其中，校正装置包括一个第一差分电路、一个控制电路和一个求和电路，第一差分电路用于根据基准电流和输出电流信号提供第一差分信号，控制电路包括一个用于第一差分信号的输入端和一个用于与输出信号电压成比例的输出电压信号的输入端，求和电路用于对来自控制电路的输出信号和与滤波器自感电流成比例的电流值进行求和，所述滤波器自感电流用于控制调制装置。

在所述实施例中，从滤波器自感电流和输出电流信号的测量结果中隐含地导出滤波器电容电流。

依据本发明的放大器电路的原理既可以用于所谓的半桥电路，又可以用于一个所谓全桥或H-桥电路，其中在上述半桥电路中，电源电压值可以相对于零点为正为负，而上述全桥或H-桥电路都处于所谓的(受控互补模式)“2级”模式和“3级”的模式中。在后面的例子中，将会提供一个由包括一个半桥电路的第一和第二放大器电路组成的放大器电路，其中，依据本发明的实施例，和第一放大器电路相比，第二放大器电路中的基准电压和基准电流都是以反相位处理的。

为了最好地消除干扰，依据本发明，这个连为全桥或H-桥电路的放大器电路包括一个共用磁滞控制电路，所述磁滞控制电路包括用于第一和第二放大器电路的一个第一和一个第二可控磁滞窗口，通过包括一个差分项和一个公共项的控制信号来控制该磁滞控制电路，其中差分项控制第一和第二放大器电路之间的所需相位差，而公共项控制第一和第二放大器电路的平均开关频率。

因此，非常重要的是，磁滞控制导致能够准确设置两个桥支路的脉冲相位，使得当输出信号不为零时，在输出端上能够达到两倍的开关频率。这种所谓的“3级”模式的主要优点是，当没有输入信号时，桥支路的两个输出端之间绝对不会有切换波动。

在实际使用的电路中，很难避免开关装置的方波状输出信号在包括所需差分分量之外还包括公共分量。这种情况是由来自开关装置的调制信号中的微小时间差引起的。通过适当地在两个桥式输出端上分配输出滤波器的自电感，并把两个滤波器线圈进行磁耦合，就可以对差分和公共(同相或“公共模式”)信号分量实现不同的电感。

在依据本发明的放大器电路的另一个实施例中，用于滤除全桥或H-桥电路中的方波信号的滤波器装置包括了一个自电感，该自电感基本上由一个8字形铁心构成，所述铁心包括一个第一外部引脚、一个第二外部引脚和一个中央引脚，其中，每个外部引脚都带有一个线圈，而中央引脚的磁性电阻要高于上述两个外部引脚，并且，第一外部引脚的线圈连接在第一和第二开关晶体管的接合处，而第二外部引脚的线圈连接在第三和第四开关晶体管的接合处，在这种方式下，来自桥式电路的同相或公共模式信号在铁心的两个外部引脚产生了一个磁场，而来自桥式电路的反相信号产生了一个穿过中央引脚的磁场。

和所实现的电感分布相适应，通过对差分路径和公共路径使用输出滤波器的滤波器电容的不同电容值，从而对输出滤波器的公共分量实现一个低通带宽，能够进一步有效抑制这一分量。

在本发明的另一个实施例中，特别是在涉及放大器电路的噪声方面有所改进。其中用于形成基准电流的差分装置和去混迭输入滤波器装置在输入端被合并为一个电路，所述电路包括一个第一差分放大器、一个第二差分放大器和一个第三差分放大器，其中第一差分放大器包括一个用于连接来自放大器电路的输入信号的输入端，和一个与低通滤波器相连的输出端；第二差分放大器和低通滤波器串联作为一个积分器，它包括一个用于提供基准电压的输出端；第三差分放大器与低通滤波器相连，用于提供基准电流。

依据本发明的放大器电路非常适于用作音频放大器的输出级，但也可以把它用在功率放大器中，进行精确的测量和控制操作，例如是用在具有非常高的功率和带宽乘积值的伺服放大器中。

下面将参照表示本发明最佳实施例的附图，详细说明本发明。

(四)附图说明

图1所示框图表示典型的D类放大器的主要元件。

图2所示框图用最普通的形式表示依据本发明的放大器电路。

图3所示框图详细说明依据本发明的放大器电路的第一实施例，它被设计为一个半桥电路。

图4所示框图详细说明依据本发明的放大器电路的第二实施例，它被设计为一个全桥或H-桥电路。

图5到图8图形化地表示信号波形，这些波形对依据本发明的放大器电路的操作非常有说明性，本发明的设计可以参阅图3或图4。

图9表示的是用于依据本发明的放大器电路的变流器。

图10所示框图表示依据本发明的放大器电路的一个最佳实施例，它被设计为一个电流放大器。

图11所示框图表示的是用在依据本发明的全桥或H-桥电路中的无源输出滤波器的一个最佳实施例。

图12表示的是用于图11所示的输出滤波器的滤波器线圈的实现。

图13所示框图表示用在依据本发明的放大器电路中的一个组合输入滤波器/基准电流提供装置的一个最佳实施例。

(五)具体实施方式

各种实施例中用相同数字标识的元素或元件有相同或等效的功能。

图1是开关放大器或D类放大器1的一般方框图。放大器1包括一个切换级2，该切换级2是由象开关晶体管这样的可控开关装置组成的。一般来说，所谓MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)就是用于这一目的。在所谓半桥电路中，两个开关晶体管串联连接在第一(正)电源电压值+V_B和第二(负)电源电压值-V_B间。被切换信号来自两个晶体管的接合处。当不能得到正电源电压值和负电源电压值时，就可以使用所谓的全桥或H-桥电路，其中两个半桥电路并联连接在第一(正)电源电压值+V_B和第二(零)电源电压值-V_B间。在这种情况下，被切换信号来自两个桥支路间的接合处。另一种可能是所说的H-桥电路由两个互补模式的受控支路组成。关于波形和功能，这个具有H-桥电路的电路产生一个可与半桥电路相比的结果，但是，只需要原半桥电路的电源电压的一半即可。

开关装置2是由调制装置3控制的。调制装置3一般包括一个具有两个稳定(二进制)输出状态的比较器电路。在这种情况下，把一个通常为三角形或锯齿状的振荡器信号加到比较器电路的第一输入端，把需要放大的输入信号加到第二输入端。比较器电路的二进制输出状态指出所要放大的输入信号是大于还是小于振荡器信号。

因此，来自调制装置3的输出信号是一个脉冲波形控制信号7，该信号的脉冲宽度比以下述方式由输入信号6进行调制，即脉冲波形信号7的平均值和输入信号6成比例。这种调制原理就是所谓的“正弦三角”调制。

当开关装置2通过控制信号7被驱动时，产生了一个在第一和第二电源电压值之间的方波信号8。通过输出滤波器装置9，通常为包括一个自电感15和一个电容17的无源低通滤波器，最终得到一个和输入信号6相等的输出信号10，并通过一个总的放大系数G放大。输出滤波器装置9(也叫做谐振装置)用于从来自开关装置2的被切换方波信号8中消除切换或方波频率，以及更高的频率。

理论上，对输入信号6的采样是由调制装置3实现的，其中采样频率是由调制装置3的振荡器信号决定的。就已经知道的，当采样频率低于被采样信号的最高频率的二倍时，会导致混迭。为了尽量避免由混迭影响引起的不希望出现的输出信号10的失真，通常把输入信号6先加到所谓的去混迭输入滤波器5中，这样就在频率上限制了加到控制装置4上的输入信号6，使得调制装置3的输出信号中不会出现混迭。

除了正弦三角调制外，还使用了所谓的“∑-Δ”调制原理。依据∑-Δ调制原理，调制装置包括一个磁滞控制电路。而且需要一个积分元件，该积分元件对开关装置的输出电压和一个期望值之间的差求积分。之后，该积分信号又被加到磁滞控制电路的一个输入端。

如上所述，一个桥支路的两个开关晶体管一定不能同时处于“导通”状态，因为这样会导致对电源电压的短路。把桥支路的一个晶体管切换为“截止”状态，并随后把另一个晶体管切换为“导通”状态所需要的时间称为空载时间。所述空载时间会引起放大器电路1传输函数的非线性。

在正弦三角调制的方式下，当把放大器驱动到一个高输出度时，调制装置可以引起非常窄的脉冲，上述窄脉冲可能会损坏开关晶体管。而且，正弦三角调制器输出电压随所加电源电压成比例地变化。

∑-Δ调制器和正弦三角调制器的区别在于一个微小的空载时间误差，输出信号中电源电压依赖性的实际缺乏，以及“截断(clip)”行为，即没有窄脉冲。与正弦三角调制器相反，如果不采取额外的频率稳定性测量，开关装置的开关频率也可以在电源电压和信号波动的影响下变化。因此应当注意开关频率并不会影响放大器的线性度，而只会影响输出中波动电压的幅度。

D类放大器的输出阻抗主要是由用于滤掉方波信号的输出滤波器装置9决定的。该阻抗是依赖于频率的，并且因为实际原因，上述阻抗和放大器电路频段末端的正常负载电阻是近似相等的。其结果是，得到一个和负载阻抗相关的频率传输，例如，打开或关闭一个连接到放大器电路的负载还会导致输出信号10的变化。

为了均衡由开关装置中电源电压变化、负载变化和所需空载时间引起的输出信号10中的干扰，提供了控制装置4。这些控制装置会产生一个控制信号，将该控制信号加到调制装置3中，用于改变开关装置2的切换瞬间。从输入信号6和输出信号10中提供控制装置4的控制信号。通过恰当调整控制装置4，可以有效地抑制由电源电压变化引起的空载时间问题和干扰。

因为输出滤波器装置9在放大器电路的输出频率范围上表现出很强的相移，所以在实践中，并不可能设计象下面这样的控制装置4，其中，例如，只把放大器电路的输出电压作为校正信号，通过该校正信号，可以在较高频率处实现适当的校正抑制(即，一个低输出阻抗)。

图2用普通框图以最广泛的形式表示了依据本发明的放大器电路的原理，该图包括用于依据电压校正信号和电流校正信号而控制调制装置3的控制装置12。

电压校正信号是在第一差分电路14中，由一个基准电压U_ref和一个与输出信号10成比例的输出电压形成的。基准电压U_ref是从经去混迭输入滤波器5进行滤波后的输入信号6中形成的。

电流校正信号是在第二差分电路15中，从一个基准电流i_ref和一个与通过输出滤波器装置9的滤波器电容17中的电流成比例的滤波器电容电流18中形成的。基准电流i_ref通过基准电流提供电路13，从经去混迭输入滤波器5滤波后的输入信号6中形成。在该实施例中，基准电流提供电路13包括差分装置。

从图2所示的框图中可以看出，除经滤波的输入信号、基准电压U_ref、基准电流i_ref、电压校正信号和电流校正信号之外，还有一个和电源电压V_B成比例的信号也被加到控制电路12中，用于均衡由电源电压变化引起的输出信号10中的干扰。

因为通过输出滤波器装置9中的滤波器电容17的电流与输出信号10的电压的导数成比例，而基准电流i_ref和输入信号6的电压的导数成比例，所以差分电路14提供了一个电流校正信号，通过该信号，可以实现对输出信号10中(快)干扰的适当的差分校正。这样使得放大器电路具有较高的控制稳定性，其中放大器电路中负载的变化是直接被检测和校正的，这样，输出滤波器装置9对放大器电路输出阻抗的影响几乎觉察不出来，在实际的放大器电路中，其输出阻抗只有几个毫欧姆的数量级。

图3以框图的形式详细显示了依据本发明的放大器电路20的第一实施例，它包括一个半桥电路形式的开关装置21，该装置的示意图通过开关28和29表示。实践中，开关28和29由象MOSFET-型晶体管这样的开关晶体管组成。

开关装置21由调制装置22控制，在该实施例中，它的形式是带有可变磁滞的施密特触发器电路。

用于滤掉开关装置21中的方波信号U_b的输出滤波器装置23为一个无源低通滤波器，它包括一个自电感或线圈24，其中一端连接到其上施加有方波信号的开关装置21，另一端连接到放大器电路20的一个输出端26。形式为电容器25的一个滤波器电容存在于输出端26和信号接地19之间。实际上，滤波器的容量由几个相互并联连接的电容器25组成。

输出信号电压U₀的一部分通过具有一个(可调整的)衰减系数K的衰减装置27，从输出终端26返回到第一差分电路14的第一输入端。基准电压U_ref被加到差分电路14的第二输入端，上述基准电压是通过滤波器装置34从被加到输入端30、并通过去混迭输入滤波器装置36低通滤波的输入信号U_in而导出。

第一差分电路14从所加的信号中产生一个形式为电压校正信号的第一差分信号，该电压校正信号用于由控制或校正装置31形成一个用于调制装置22的控制信号，上述调制装置产生了一个用于控制开关装置21的信号U_m。

依据本发明，需要测量与通过滤波器电容或电容器25的电流i_c成比例的滤波器电容电流，为此，变流器32的初级线圈与滤波电容器25串联连接。变流器32的次级线圈产生的信号通过宽带低通滤波器装置43和具有一个(可调整的)衰减系数A的衰减装置33，而加到第二差分电路15的第一输入端。借助差分装置35，从输入信号U_in导出的基准电流i_ref被加到差分电路15的第二输入端。第二差分电路15从基准电流i_ref和(已衰减的)经测量的滤波器电容电流i_c间的差中，产生一个电流校正信号，其中，滤波器电容电流i_c是输出信号电压U₀的一阶导数。电流校正信号也同样被加到用于控制调制装置22的校正装置31中。

在图3所示的实施例中，校正装置31表现为一个所谓PID(比例积分差分)控制器的形式，该控制器包括一个比例积分(PI)控制电路37，第一差分电路14产生的电压校正信号经滤波器装置40和控制电路38的低通滤波后，被加到上述控制电路37中，如果需要的话，差分输入信号U_in(基准电流i_ref)和差分输出信号U₀(所测量的滤波器电容电流)间的差，在这种情况下为第二差分电路15产生的电流校正信号被加到上述控制电路38。在本实施例中，控制电路38只为信号电压的导数间的差，提供了一个比例系数D。求和电路39对PI控制电路37和D控制电路38的输出信号进行求和，然后把求和信号作为一个输入信号加到调制装置22。

要注意的是，在校正装置31最简单的实施例中，可以只用所谓的比例(P)控制电路来代替PID控制电路。但是，因为PI控制电路更佳的控制特性，一般更倾向于使用PI控制电路，特别是PID控制电路。

所提供的磁滞控制电路41用于改变调制装置22(施密特触发电路)的磁滞窗口，电源电压V_B或根据用于开关装置21的所测量的开关频率而得到的一个信号被加到上述调制装置22，尤其是基准信号U_ref的输入端42。

在本发明的最佳实施例中，如图中虚线箭头所示，来自开关装置21的方波信号U_b和来自调制装置22的输出信号U_m也被加到用于改变调制装置22的磁滞窗口的磁滞控制电路41上。

图4显示了依据本发明以全桥或H-桥形式出现的放大器电路的第二实施例，其中的放大器电路作为一个整体用附图标记50表示。

放大器电路50包括两组开关装置51和52，这两组装置的构成和在上述图3中的开关装置21完全相同。

分别通过校正装置31，为开关装置51和52导出电压校正信号和电流校正信号，以便控制每个半桥支路的调制装置22。图4所示框图的两个桥支路51和52对整个输入信号进行处理，不过它们的极性相反。

放大器电路的设置使得，当输入信号等于零时，来自两个桥支路的信号会互相补偿，而且输出信号中没有切换波动。当输入信号不等于零时，控制两个桥支路的切换相位，使得它们的脉冲宽度没有区别。

所提供的通用磁滞控制电路53用于两个调制装置22，该控制电路包括一个用于输入基准信号U_ref和两个通过各自校正装置31中的D控制电路38的电流校正信号的输入端，还包括一个如果需要，用于依据电源电压和/或所测量的开关频率来控制调制装置22的磁滞窗口的输入端42，如参照图3的说明所述。

在如图所示实施例中，输出滤波器装置54包括两个线圈24、两个和变流器32串联连接的滤波器电容器25、和另一个如图3所示的用于分别从开关装置51和52低通滤除方波信号U_b51和U_b52的滤波器电容器55。

半输出信号U₀，在图中表示为U₀ ⁺，是从输出端56得到的，同时，反向半输出信号U₀，在图中表示为U₀ ^-，是从输出端57得到的。

将参照如图5-8所示的信号波形，详细说明依据本发明的电路的工作过程。

在所需操作期间，进行如下过程：U₀＝U_ref。然后，通过电容为C的滤波器电容器25的电流i_c为： $i_c=C\frac{d{U}_0}{\mathrm{dt}}\→i_{\mathrm{ref}}=C\frac{d{U}_{\mathrm{ref}}}{\mathrm{dt}}$

以一个较高的带宽，通常以放大器电路的信号带宽的五倍或更高，最好以2MHz或更高来测量通过滤波器电容器25的电流。

当把放大器电路用作音频放大器时，象带宽为20kHz的低通滤波器这样的去混迭输入滤波器36把输入信号U_in的带宽分别减小到放大器20和50的操作带宽。图5a是在时间t内，分别由桥式电路21和51产生的输出信号U₀和方波信号U_b＝U_b51-U_b52的过程的图形表示。所述输出信号U₀是由一个频率为5kHz的对称三角输入信号U_in中导出的。这张图清楚地显示出输出信号U₀的波形是依据输入滤波器36的操作结果进行四舍五入的，该输入滤波器舍掉了输入信号U_in中明显的极端值。

图5b显示了由图4中桥式电路51传送的方波信号U_b51，图5c显示的是图4的桥式电路52响应三角输入电压U_in而产生的方波信号U_b52。在图4中，本例用到了下述关系：V_B＝50V。

在一个近似三角输入电压U_in的情况下，从其中导出的电流i_ref近似地是一个三角形的导数，即，如图6所示的具有滤波边缘的方波。除成比例电流i_ref/A之外，该图还显示了通过滤波器电容器25的电流i_c。电流i_c中的波动是由切换引起的。

基准电流i_ref和滤波器容量电流A.i_c的差被加到校正装置31的D控制电路38上，并构成调制装置22中磁滞控制电路53的一个输入信号。通过依据例如基准电压U_ref而分别控制磁滞控制电路41和53中调制装置22的磁滞窗口，可以实现的是：因为i_c的脉冲波前之间的周期时间基本保持恒定，所以放大器电路的有效开关频率实际上平均保持恒定，这一点可以清楚地从图6看出。

所述结论原因如下。在高输出度和U_b取正值的情况下，因为加在滤波器线圈24两端的电压变小，所以对线圈电流i_L的导数值di/dt会减小，而当U_b取值为负时，di/dt就更会取负值了。因此，在两个磁滞界限中往复移动所需要的时间将会增加。当磁滞窗口保持常量时，将会导致频率降低。

要注意的是，为尽快均衡干扰，在依据本发明的电路中的开关频率是可以改变的(在一个开关周期内)，后面将会详细说明此问题。

现在让我们考虑，在哪种情况下，放大器电路的输出负载44会显示跃变。

图7a显示的是在时间点t＝0.5×10^-5秒，电流i₀的阶梯式增加，该电流值一直保持到时间点t＝2.5×10^-5秒。

如图7b清楚所示，输出滤波器电容器25可以直接提供更强电流i₀，其中电流i_c显示了当接通并断开电流i₀时的跃变。当然，如图7a所示，通过线圈的电流i_L将会流动得更慢。电流i_L和i_c的波动是分别与开关装置21和51、52的开关相连接的放大器电路的切换波动。

图7表示，紧随着i_c跃变之后，通过校正装置31，由开关装置产生的方波信号U_b的脉冲宽度被调整得变长了，从而尽快增大通过线圈的电流i_L。或者尽快减小通过线圈的电流，在所讨论的例子中，通过截止i₀把电流减小为零。

图7清楚地显示，加在滤波器电容器两端的输出电压U₀实际中一直保持为常量，同时，因为依据本发明的放大器电路的开关频率是可以改变的，所以依据本发明，由负载变化引起的失真可以在一个开关周期内被消除，与此相反，在已有技术中，调制装置中存在的振荡器把开关频率维持在一个恒定水平。响应速度的增加是通过舍弃固定开关频率的原理而实现的，这样还可以实现一个低输出阻抗。

图8更清楚地显示了调制器的工作过程。图8a显示了分别用于开关装置51和52中调制器22的磁滞窗口的两个控制信号U_b51和U_b52(见图4)。在图4显示的放大器电路中，用于调制装置22的磁滞窗口被控制在界限+0.5和-0.5之间。磁滞控制由一个差分项和一个公共项构成。差分项控制了两个桥支路51和52之间的所需相差。差分项用于稳定平均开关频率，该平均开关频率对分支51和52都是一样的(在相位上)。两个项的操作完全相互独立，它们还可以自治操作。

当调制深度很大时，输出电压U₀的范围并不集中在正桥式电压V_b和负桥式电压V_b中间。因为这一点，加在输出滤波器23和/或54的线圈24两端的电压不对称，其结果是，电容器电流i_c的上升沿和下降沿会彼此不一样。图4中包括开关装置51的桥式上支路接收基准电压U_ref，而包含开关装置52的桥式下支路接收-U_ref作为它的基准电压。由此，桥支路51和52的电容器电流i_c51和i_c52会分别显示相反的不对称性，从放大图8b中可以清楚看出。此外，还可以参照图5a。

图8c显示的是当U_ref＝0的情况，其中它适用于两个桥支路的电容器电流中的波动相同的情况。

图8d表示的是基准电压U_ref最低点处的电容器电流，也可以参照图5a。

依据本发明的放大器电路不包括依据已有技术的一个单独的振荡器信号或振荡装置。如上所述，开关频率会依据滤波器电容的电流i_c和磁滞窗口的调制，对自身进行自动调节。该调制的结果是，得到一个平均开关频率的常量。但要注意的是，对窗口电路的操作来说，这一点并不是必需的。

要注意的是，图中表示的值只是说明性取值。

从前面的说明中，可以理解，通过从经过滤波器电容器的电流中产生一个电流校正信号，就可以为负载变化提供一个快速、有效的校正，其中对调制装置的磁滞窗口的调制可以避免将窄脉冲加到开关装置中，上述窄脉冲可能会引起对开关装置的破坏，尤其是对半导体开关装置的破坏。

与输出滤波器的滤波器电容器成比例的滤波器电容电流的提供构成了本发明的一个重要方面。虽然利用一个并联电容器和一个串联电阻器进行的非直接测量在可能范围内，但所述发明还提供了一个RF变流器，该变流器可以直接和滤波器电容器25串联连接。当然，和非直接测量相比，这种直接测量对滤波器电容电流的显示会更为精确。

图9是变流器32的一个最佳实施例的截面图，其中同轴电缆61绕在一个用高磁导率材料制成的环形铁心64上。同轴电缆61包括一个内部导体62和一个外部导体63。内部导体62最好与滤波器电容器串联连接，而相对于内部导体，同轴外部导体(屏)63以相对较低的欧姆电阻产生和滤波器电容器电流成比例的电流。当然，这些连接也可以调换。

当变流器32被精确配置时，就可以测量并处理以2MHz或更高频率变化的电容器电流。

当然，也可以用象EE铁心(没有表示出来)这样的铁心来代替环形铁心61。

我们已经发现，特别不容易检测出在0-500Hz的频率范围内变化的滤波器电容。因此，在这个频率范围内，必须随着负载44的变化对电压校正信号进行最佳调整。

虽然以一个音频电压放大器为最佳实施例对本发明进行了详细说明，但本发明也可在用于测试设备和/或测量及控制目的的开关放大器或D类放大器中使用，例如伺服放大器，或功率和带宽的乘积值非常大的功率放大器。除电压放大器电路以外，利用依据本发明的原理还可以实现一个功率放大器电路。图10示出了一个可能的实施例。对于一个功率放大器60，至少要测量三种电流中的两种电流，所述三种电流为滤波器线圈电流i_L、滤波器电容电流i_c或输出电流i₀。要做的最重要的事情是测量如图中数字58和59分别所示的通过线圈的电流i_L和输出电流i₀。通过上述对滤波器电容器电流i_c的测量过程，可以将电流测量装置58和59配置成如上所述的那样。依据i_L和i₀的测量值，可以得到和滤波器电容电流i_c成比例的一个值。

在本实施例中，利用一个通带带宽高于其信号带宽的高通滤波器65，来消除通过线圈24的电流i_L中的切换波动。从形成于输入电流i_in的基准电流i_ref中减除所测量的输出电流i₀。通过控制电路66，差分电流被处理为可用于调制装置22中输入信号的校正。为了使系统以一种受控方式运行于所有可能的负载，包括感应负载，需要对输出电压U₀的额外反馈，在这种情况下就需要利用如图所示的对控制电路66的反馈而在滤波器电容器25两端施加电压。

尽管图中没有表示出来，但本领域技术人员绝对可以实现本发明中具有所谓的的技术方案，所谓H-桥电路具有互补模式的受控桥支路，其电路包括在权利要求书中。

图11示意性地显示了一个利用如图4所示的全桥或H-桥电路的无源输出滤波器的最佳实施例。无源输出滤波器70包括一个滤波器电感71和一个滤波器电容80。

滤波器电感71包括一个第一电容器81，该电容器连接在滤波器线圈72和75的各端74和77之间，上述电容器实际上由几个并联连接的电容器组成。

滤波器电容80还包括一个第二电容器和一个第三电容器83，其中，第二电容器连接在第一滤波器线圈72的一端74和信号接地19之间，第三电容器连接在第二滤波器线圈75的一端77和信号接地19之间。另外，串联电路84包括与电容器82和83分别并联的一个电容器和一个电阻器。两个串联连接的串联电路84合在一起用标记85表示，与电容器81并联连接。所述串联电路85形成一个电流测量支路，用于测量其中与通过电容器81的电流成比例的电流。串联电路84用于补偿或衰减第一滤波器线圈72和第二滤波器线圈75各端73和76中的同相或“公共模式”信号。而且，滤波器线圈72和75以这种方式磁耦合在一起，以致73和75端上的公共模式信号被衰减。上述连接可以参照图12。

滤波器线圈72和75之间的磁耦合器78由一个基本上为8字形的铁心90组成，该铁心包括一个第一外部引脚91、一个第二外部引脚92和一个中央引脚93。如图所示，第一外部引脚91上绕有第一滤波器线圈72，而第二外部引脚92上绕有第二滤波器线圈75。中央引脚93的磁电阻大于两个外部引脚91、92的磁电阻，可能这是由中央引脚中形成的一个气隙94造成的。铁心90可优先由铁构成。

滤波器线圈72和75以如此方式缠绕，使得端口73、76处的同相或公共模式信号在铁心90中产生一个磁场，该磁场通过外部引脚91、92，以及它们之间的连接部分延伸。因为上述结构，滤波器线圈70对端口73、76上公共模式信号的电感非常低。但是端口73、76上的反相位或差分信号产生的磁场会通过磁电阻相对较高的中央引脚93延伸，以致滤波器线圈70确实对反相位信号和效应的电感相对较高，它与滤波器电容80一起，对放大器产生的输出信号进行了适当的滤波。

图13所示框图表示的是，由图3和图4所示的去混迭输入滤波器36和滤波器34、35组合成的组合电路的最佳实施例。

组合电路100包括一个第一差分放大器101，来自放大器电路的输入信号被加到该放大器中。差分放大器101的输出和信号接地19之间的连接是一个电阻/电容R1/C1低通滤波器102。

如图13所示，连接到低通滤波器102的是一个和积分装置相连的第二差分放大器103，该放大器103包括电阻器R2、R3和一个电容C2。

具有低通滤波器102的第一差分放大器101和与积分装置相连的第二差分放大器103一起构成一个二阶低通滤波器，其中，基准电压U_ref产生于第二差分放大器103的输出端。

包括一个由电阻器R4和R5定义的阻尼的第三差分放大器104和第一低通滤波器102相连，并在它的输出端提供了一个和加在低通滤波器102的电容C1两端的电压成比例的输出信号，即，作为基准电流i_ref的输入信号的微分。

上述组合的基准电压/基准电流电路，与单独滤波器34、35、36的组合相比，包括更好的噪声特性。

如前所述，依据本发明的放大器电路的输出阻抗非常低。在依据本发明的音频放大器电路的第一实施例中，在0-1kHz的频率下经测量的输出阻抗小于0.002Ω，在10kHz的频率下为0.0034Ω，在20kHz的频率下为0.017Ω。每个本领域技术人员都内理解，已有技术中的所谓D类放大器电路还不能实现这样的输出阻抗。

Claims (24)

1.一种用于放大电子信号的放大器电路，包括用于产生方波信号的可控开关装置、用于对上述方波信号滤波，以便可以产生一个输出信号的滤波器装置、用于提供一个和通过滤波器电容的电流成比例的滤波器电容电流的装置、用于通过响应需要被放大的输入信号而驱动开关装置来对方波信号进行脉宽调制的调制装置、以及用于根据由输入信号导出的基准值和与输出信号成比例的输出信号值，提供一个用于控制调制装置的校正信号的校正装置组成，其中所述方波信号的幅度在操作期间在第一和第二电源电压值之间变化；所述滤波器装置包括一个自电感和一个电容；其特征在于用于从输入信号中导出基准电流的装置，其中，将校正装置设计为用于从基准电流和滤波器电容电流中提供作为电流校正信号的校正信号。

2.依据权利要求1的放大器电路，其特征在于，用于提供滤波器电容电流的装置被配置为包括一个带宽，该带宽是放大器电路的信号带宽的五倍，或更高。

3.依据权利要求2的放大器电路，其特征在于，用于提供滤波器电容电流的装置包括一个为2MHz或更高的带宽。

4.依据上述一个或多个权利要求的放大器电路，其特征在于，用于提供基准电流的装置包括差分装置。

5.依据上述一个或多个权利要求的放大器电路，其特征在于，用于提供滤波器电容电流的装置包括一个变流器，该变流器和滤波器电容或其一部分串联连接。

6.依据权利要求5的放大器电路，其特征在于，所述变流器包括一个其上绕有同轴电缆的铁心，该铁心的一个导体和滤波器电容串联连接，而在所述同轴电缆的另一个导体中产生一个滤波器电容电流，该电流和在操作过程中通过滤波器电容的电流成比例。

7.依据权利要求6的放大器电路，其特征在于，所述同轴电缆包括一个内部导体，和围绕上述内部导体的外部导体，其中，内部导体和滤波器电容或其一部分串联连接。

8.依据权利要求5、6或7的放大器电路，其特征在于上述铁心是环形的。

9.依据上述一个或多个权利要求的放大器电路，其特征在于，所述校正装置被进一步设计为用于根据从输入信号电压和一个与输出信号电压成比例的输出电压信号中导出的基准电压，提供一个校正信号，该校正信号作为一个用于控制调制装置的电流和电压校正信号。

10.依据权利要求9的放大器电路，其特征在于，所述校正装置包括一个第一差分电路、一个第二差分电路、一个比例(P)或比例积分(PI)控制电路、一个控制电路和一个求和电路；其中，第一差分电路用于从基准电压和输出电压信号中提供第一差分信号；第二差分电路用于从基准电流和滤波器电容电流中提供第二差分信号；比例(P)或比例积分(PI)控制电路包括一个用于第一差分信号的输入端；控制电路包括一个用于以一个系数(D)来处理第二差分信号的输入端；求和电路用于把P或PI控制电路的输出信号和用于控制调制装置的D控制电路的输出信号求和。

11.依据权利要求1、2或3中一个或多个权利要求的放大器电路，其特征在于，用于提供和通过滤波器自电感的电流成比例的滤波器自感电流的装置，和用于提供和输出信号电流成比例的输出电流信号的装置，其中，校正装置包括一个第一差分电路、一个控制电路和一个求和电路；上述第一差分电路用于从基准电流和输出电流信号中提供第一差分信号；上述控制电路包括一个用于第一差分信号的输入端和一个用于和输出信号电压成比例的输出电压信号的输入端；上述求和电路用于对控制电路的输出信号、和与用于控制调制装置的滤波器自感电流成比例的电流值进行求和。

12.依据上述一个或多个权利要求的放大器电路，其特征在于，所述调制装置包括一个磁滞控制电路。

13.依据权利要求12的放大器电路，其特征在于，所述磁滞控制电路包括一个可控磁滞窗口，该窗口包括一个用于控制磁滞窗口的控制输入。

14.依据上述一个或多个权利要求的放大器电路，其特征在于用于限制输入信号带宽的一个输入滤波器，所述输入信号用于从其中导出基准电流，并且如果可行的话，还可从中导出基准电压。

15.依据依赖于权利要求4的权利要求14的放大器电路，其特征在于，所述差分装置和滤波器装置被合并为一个电路，该电路包括一个第一差分放大器、一个第二差分放大器和一个第三差分放大器，其中第一差分放大器包括一个用于连接来自放大器电路的输入信号的输入端，以及一个和一个低通滤波器相连的输出端；第二差分放大器和低通滤波器串联连接，作为一个积分器，它包括用于提供基准电压的一个输出端；第三差分放大器连接到低通滤波器，用于提供基准电流。

16.依据上述一个或多个权利要求的放大器电路，其特征在于，所述可控开关装置包括由第一和第二开关晶体管以所谓半桥电路的形式组成的一个串联电路，其中，桥式电路的输出信号产生于第一和第二开关晶体管的接合处。

17.依据上述权利要求1-15中一个或多个权利要求的放大器电路，其特征在于，所述可控开关装置包括，由第一和第二开关晶体管以所谓第一半桥电路形式组成的第一串联电路，和由第三和第四开关晶体管以所谓第二半桥电路形式组成的一个串联电路，所述第一和第二半桥电路连接在一起作为一个所谓全桥或H-桥电路，而且全桥或H-桥电路的输出信号产生于第一和第二开关晶体管的接合处，以及第三和第四开关晶体管的接合处。

18.依据权利要求17的放大器电路，其中第一半桥电路和第二半桥电路分别与依据上述权利要求1-15中一个或多个权利要求的第一放大器电路和第二放大器电路相连，其特征在于，基准电流，如果可行的话，和基准电压都被加到与第一放大器电路反相的第二放大器电路中。

19.依据依赖于权利要求13的权利要求18的放大器电路，其特征在于，包括第一和第二磁滞窗口的一个公共磁滞控制电路被用于第一和第二放大器电路。

20.依据权利要求19的放大器电路，其特征在于，通过控制信号控制所述磁滞控制电路，所述控制信号包括一个差分项和一个公共项，其中差分项控制所述第一和第二放大器电路之间的所需相位差，而公共项用于控制所述第一和第二放大器电路的平均开关频率。

21.依据权利要求17、18、19或20的放大器电路，其特征在于，用于滤掉全桥或H-桥电路的方波信号的滤波器装置包括一个自电感，该自电感由一个基本上为8字形的铁心组成，所述铁心包括一个第一外部引脚、一个第二外部引脚和一个中央引脚，其中，每个外部引脚都带有一个线圈，中央引脚的磁阻要高于上述两个外部引脚的磁阻，第一外部引脚的线圈连接在第一和第二开关晶体管的接合处，第二外部引脚的线圈连接在第三和第四开关晶体管的接合处，以这种方式，来自桥式电路的同相或公共模式信号在铁心的两个外部引脚产生了一个磁场，而来自桥式电路的反相信号产生了一个穿过中央引脚的磁场。

22.依据权利要求21的放大器电路，其特征在于，每个不和桥式电路相连的线圈末端都通过一个并联电路连接到信号接地，上述并联电路包括一个电容器，和一组串联连接的电容器和电阻器，上述末端之间连接了一个或多个电容器，所述电容器构成滤波器装置的电容，而且，一个电流测量支路被连接到所述两个末端之间，该电流测量支路包括由一个电阻器和一个电容器组成的一个第一串联电路，以及由一个电阻器和一个电容器组成、用于提供和通过滤波器电容的电流成比例的滤波器电容电流的一个第二串联电路。

23.一种音频放大器包括一个依据上述一个或多个权利要求的放大器电路。

24.一种功率放大器包括一个依据上述权利要求1-22中一个或多个权利要求的放大器电路。

Images