DE60009656T2

DE60009656T2 - Verstärkerschaltung

Info

Publication number: DE60009656T2
Application number: DE60009656T
Authority: DE
Inventors: Andre Veltman; Johannes Hendrikus DOMENSINO
Original assignee: Eindhoven Technical University
Current assignee: Eindhoven Technical University
Priority date: 1999-01-12
Filing date: 2000-01-12
Publication date: 2004-08-12
Anticipated expiration: 2020-01-13
Also published as: KR100785921B1; US6552606B1; WO2000042702A1; DK1142106T3; HK1041569B; KR20010101501A; EP1142106B1; CA2360345A1; CN1337089A; TW504896B; PT1142106E; ATE264020T1; NZ512718A; CN1185786C; AU754082B2; ES2216854T3; MXPA01006295A; ID30217A; EP1142106A1; NO20012866L

Description

Die Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung zum Verstärken elektrischer Signale, aufweisend eine steuerbare Schalteinrichtung zum Generieren eines Rechteck-Wellensignals, dessen Amplitude während des Betriebs zwischen ersten und zweiten eingespeisten Spannungswerten variiert, eine Filtereinrichtung zum Filtern des Rechteck-Wellensignals, um so ein Ausgangssignals zu erzeugen, wobei die Filtereinrichtung eine Eigeninduktivität und eine Kapazität umfasst, eine Vorrichtung zum Vorsehen eines Filterkapazität-Stroms proportional zu dem Strom durch die Filterkapazität, eine Modulationseinrichtung zur pulsweiten Modulation des Rechteck-Wellensignals durch Ansteuern der Schalteinrichtung in Antwort auf ein zu verstärkendes Eingangssignal, und eine Korrektureinrichtung zum Vorsehen eines Korrektursignals zum Steuern der Modulationseinrichtung, welches Korrektursignal aus einem Referenzwert hervorgeht, der aus dem Eingangssignal und einem proportional zu dem Ausgangssignal gegebenen Ausgangs-Signalwert stammt.
Eine Verstärkerschaltung dieser Art ist in dem US-Patent Nr. 5,606,289 aufgezeigt, die im Allgemeinen ferner als ein sog. D-Klasse-Verstärker bekannt ist.
Bei einem D-Klasse-Verstärkerschaltkreis wird ein Rechteck-Wellensignal mit einer Frequenz erzeugt, die sehr viel höher ist als die höchste Frequenz des zu verstärkenden Eingangssignals. Das Pulsbreitenverhältnis dieses Signals wird moduliert, so dass der Durchschnittswert des Rechteck-Wellensignals proportional zu dem Eingangssignal ist. Wird das Rechteck-Wellensignal an einen Tiefpassfilter oder einen Resonator-Schaltkreis mit einer Trennfrequenz im Bereich zwischen der höchsten Signalfrequenz und der Frequenz des Rechteck-Wellensignals gegeben, wird ein Ausgangssignal erzeugt, von dem die Schaltfrequenz oder die Rechteck-Wellenfrequenz und höhere Frequenzen des Rechteck-Wellensignals entfernt sind. Das Ausgangssignal stellt den Durchschnittswert des Rechteck-Wellensignals dar und demzufolge des Eingangssignals, das verstärkt ist, jedoch mit einem Verstärkungsfaktor, der durch die elektrischen Charakteristika des Modulators, des Korrektursignals, der Einspeise-Spannung und der Schalteinrichtung bestimmt ist. Normalerweise werden Schalttransistoren, wie beispielsweise MOSFETs (Metallic Oxide Semiconductor Field Effect Transistoren) als Schalteinrichtung verwendet.
Lineare Verstärker, wie beispielsweise A-Klasse- und AB-Klasse-Verstärker, deren Verstärkerstufe im Wesentlichen als ein steuerbarer Serienwiderstand betrieben wird, haben eine sehr geringe energetische Leistungsausbeute, da ein hoher Wärmeverlust in der Ausgangsstufe auftritt, wenn der Verstärker nicht in Volllast betrieben wird. Auf der anderen Seite zeigt eine Verstärkerschaltung mit einer schaltbaren Ausgangsstufe, wie beispielsweise die Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung, ein nur geringes Maß an Wärmeverlust, da der Strom durch die Ausgangsstufe bei ausgeschalteter Schalteinrichtung null ist und die Spannung über der Ausgangsstufe praktisch gleich null ist, wenn die Schalteinrichtung eingeschaltet ist. Schaltverstärker oder D-Klasse-Verstärker haben eine sehr hohe energetische Leistungsausbeute, die in der Praxis > 90% ist.
In der Praxis treten eine Anzahl unerwünschter Effekte bei Schaltverstärkern auf, die Interferenzen des idealen Ausgangssignals verursachen. Diese Interferenzen können in interne Fehler und externe Fehler unterteilt werden.
Die Ausgangsimpedanz des Verstärkers ist hauptsächlich durch die Filtereinrichtung zum Herausfiltern des Rechteck-Wellensignals bestimmt. Diese Impedanz ist frequenzabhängig und entspricht aus praktischen Gründen näherungsweise dem nominalen Belastungswiderstand am Ende des Frequenzbandes. Demgemäß sind Interferenzen in dem Ausgangssignal aufgrund externer Ursachen in demjenigen Signal kaum unterdrückt, das an die Last gelegt ist. Ferner findet ein Frequenzübertrag statt, der von der Impedanz der Last abhängig ist.
Des Weiteren haben Schalttransistoren beispielsweise eine begrenzte Antwortzeit, die hauptsächlich durch parasitäre Kapazitäten verursacht wird. Transistoren, die in einer sogenannten Halbbrücken-Schaltung verschaltet sind, bei der zwei Schalttransistoren in Serie angeordnet sind und das Rechteck-Wellensignal an der Verbindungsstelle der Transistoren erzeugt wird, dürfen nie gleichzeitig „ein" geschaltet sein, da in diesem Fall ein Stromweg von dem positiven Anschlusspol zu dem negativen Anschlusspol gebildet würde. Der Strom, der während eines derartigen Kurzschlusses auftritt, wird zweifellos an den Schalttransistoren einen Schaden verursachen. Aus diesem Grund wird eine sogenannte „Totzeit" während dem Schalten der Transistoren eingehalten, um zu gewährleisten, dass zumindest einer der Transistoren „aus" geschaltet ist. Insbesondere bei kleinen Amplituden verursacht diese Totzeit eine starke Nichtlinearität in dem Signalübertrag eines belasteten Verstärker-Schaltkreises.
Schließlich können in Abhängigkeit von dem Typ der Modulationseinrichtung Interferenzen an das Ausgangssignal übertragen werden, die in der Einspeise-Spannung vorliegen.
Sowohl die durch den Ausgangsfilter verursachte Ausgangsimpedanz als auch die aus der Totzeit und den Interferenzen der Einspeisespannung resultierende Nichtlinearität können mit Hilfe des Korrektursignals in einer geschlossenen Rückkopplungsschleife an die Modulationseinrichtung so gut wie möglich mit den Schaltverstärkerkreisen im Stand der Technik reduziert werden, vorausgesetzt, dass diese in passender Ausführung vorliegen. Es hat sich jedoch gezeigt, dass die maximale zu realisierende Unterdrückung aufgrund der Ausgangsfilterimpedanz/Phasenverschiebung nicht ausreichend ist. Ferner kann die Stabilitätsbedingung von der Last und der Einspeisespannung abhängen.
Demgemäß ist es eine erste Aufgabe der Erfindung, eine verbesserte Unterdrückung von Interferenzen in dem Ausgangssignal eines D-Klasse-Verstärkerschaltkreises vorzusehen, die durch interne und externe Fehlerquellen verursacht sind, indem der Einfluss des Ausgangsfilters auf die Signalübertragungscharakteristiken des Verstärkerschaltkreises eliminiert ist.
Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe durch Vorsehen einer Einrichtung zum Ableiten eines Referenzstroms aus dem Eingangssignal gelöst, wobei die Korrektureinrichtung angeordnet ist, um das Korrektursignal als ein Strom-Korrektursignal von dem Referenzstrom und dem Filterkapazitäts-Strom vorzusehen.
Die US-A 5,606,289 zeigt die Verwendung eines Filterkapazität-Stroms, jedoch keinen von dem Eingangssignal abgeleiteten Referenzstrom.
Die Erfindung basiert auf der Erkenntnis, dass eine passende Differenzial-Korrektur nötig ist, um eine schnelle Korrektur von Interferenzen in dem Ausgangssignal zu bewirken, zu welchem Zweck die Erfindung in vorteilhafter Weise die Verwendung eines Filterkapazitäts-Stroms vornimmt, der proportional zu der Ableitung der Ausgangs-Signalspannung des Verstärkerschaltkreises ist, ohne die Nachteile eines Hochfrequenzrauschens und anderer Interferenzen, die auftreten, wenn separate Differenziereinrichtungen zum Vorsehen eines D-Korrektursignals verwendet werden.
Durch erfindungsgemäßes Anordnen des Ausgangsfilters innerhalb der Steuerschleife, wird die Impedanz des Ausgangsfilters eines auf diese Weise gesteuerten Verstärkers kaum – wenn überhaupt – zu einer Ausgangsimpedanz des Verstärkers führen. Ein Lastwechsel des Verstärkerschaltkreises wird direkt festgestellt und korrigiert, da die Veränderung in dem durch den Lastwechsel veränderten Filterkapazitätsstrom direkt unmittelbar zu der Erzeugung eines Stromkorrektursignals führt.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung liegt die Aufgabe der Erfindung in einer so schnell wie möglichen Minimierung derartiger Interferenzen, vorzugsweise innerhalb einer Schaltperiode der Schalteinrichtung. Zu diesem Zweck besteht die Vorrichtung zum Vorsehen des Filterkapazitätsstroms in einer Breitbandeinrichtung, d. h. dass sie durchschnittlich die fünffache Signalbandbreite des Verstärkers oder höher umfasst.
Im Grunde gibt es zwei Möglichkeiten zum Messen des Filterkapazitätsstroms. In dem Fall einer direkten Messung ist ein Sensor oder eine andere elektrische Komponente, wie beispielsweise ein Widerstand, mit der Filterkapazität in Serie geschaltet. In dem Fall einer indirekten Messung wird der Strom durch eine Kapazität vorgesehen, die mit der Filterkapazität parallel geschaltet ist. Der Vorteil einer direkten Messung liegt darin, dass der Strom durch die Filterkapazität mit einer maximalen Genauigkeit und ohne einer merklichen Phasenverschiebung dargestellt werden kann.
Um einen Filterkapazitätsstrom vorzusehen, der maximal proportional zu dem Strom durch die Filterkapazität ist, umfasst die Einrichtung zum Vorsehen des Filterkapazitätsstroms gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung einen Stromwandler, der mit der Filterkapazität oder einem Teil daraus in Serie geschaltet ist, welcher Stromwandler aus einem Kern mit einem darum gewickelten Koaxialkabel aufgebaut ist, dessen ein Leiter, beispielsweise der Innenleiter, mit der Filterkapazität in Serie geschaltet ist, während ein Filterkapazitätsstrom proportional zu dem Strom durch die Filterkapazität in dem anderen Leiter erzeugt wird, d. h. dem Außenleiter des Koaxialkabels.
Der Filterkapazitätsstrom und der Referenzstrom enthalten keine Information bezüglich möglicher direkter Strom-(DC)-Komponenten in dem zu verstärkenden Signal. Demgemäß umfasst eine bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltkreises in der Form eines Spannungsverstärkers ein Spannungskorrektursignal zusätzlich zu einem Stromkorrektursignal.
In einer noch anderen Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung werden die Korrektursignale in ein einzelnes Steuersignal für die Modulationseinrichtung verarbeitet, indem die Korrektureinrichtung einen ersten Differenzialkreis zum Vorsehen eines ersten Differenzsignals von der Referenzspannung und dem Ausgangsspannungssignal umfasst, sowie einen zweiten Differenzialkreis zum Vorsehen eines zweiten Differenzsignals von dem Referenzstrom und dem Filterkapazitätsstrom, ferner einen Proportional(P)- oder Proportional-Integrations(PI)-Steuerkreis mit einem Eingang für das erste Differenzsignal, einen Steuerkreis mit einem Eingang zum Verarbeiten des zweiten Differenzsignals mit einem Faktor (D) und einen Summenkreis zum Summieren eines Ausgangssignals des P- oder PI-Steuerkreises mit einem Ausgangssignal der D-Steuerschaltung zum Steuern der Modulationseinrichtung.
Diese Ausführungsform ermöglicht es dem Steuersystem schnell und passend über die Strom-Rückkopplungsschleife auf Stromveränderung am Ausgang der Verstärkerschaltung zu antworten, wobei die Spannungsrückkopplung sicherstellt, dass das System dem gewünschten Ausgangslevel auch im Niederfrequenzbereich folgt. In der Praxis wurde festgestellt, dass der Filterkapazitätsstrom auf ein unzureichendes Maß im Niederfrequenzbereich antwortet, weil die erste Ableitung zu gering ist, wenn die Signalfrequenzen zu tief sind, so dass die Spannungsrückkopplungsschleife darauf angepasst sein muss, zumindest in dem Niederfrequenzbereich von näherungsweise < 500 Hz wirksam zu arbeiten.
Im Stand der Technik wird im Allgemeinen ein Vergleicherschaltkreis als die Modulationseinrichtung verwendet, dessen Eingänge eine Dreiecks- (oder Sägezahn) Spannung ist und das Signal mit der möglichen Addition eines Korrektursignals verstärkt wird. Diese Technik ist als „Sinus-Triangel-"Modulation bekannt. In dem Fall der Sinus-Triangel-Modulation kann die Modulationseinrichtung relativ schmale Pulse verursachen, wenn der Verstärker auf einem hohen Ausgangsniveau betrieben wird, welche schmalen Pulse für die Halbleiter-Schalttransistoren schädlich sein können. Zusätzlich dazu werden als Folge der notwendigen Totzeit Fehler eingeführt. Fehler von diesem Typ können als interne Fehler der Verstärkerschaltung charakterisiert werden. Zusätzlich dazu ist die Ausgangsspannung des Sinus-Triangel-Modulators proportional zu der angelegten Einspeise-Spannung, die als ein externer Fehler betrachtet werden kann.
Neben dem Prinzip der Sinus-Triangel-Modulation ist ferner das Prinzip der "Sigma-Delta"-Modulation zur Verwendung in einem Verstärkerschaltkreis gemäß der Erfindung geeignet, welches Prinzip nicht sehr häufig in D-Klasse-Verstärkern verwendet wird. Gemäß dem Prinzip der Sigma-Delta-Modulation umfasst die Modulationseinrichtung einen Hysterese-Steuerkreis. Im Gegensatz zu den Sinus-Triangel-Modulatoren kann die Schaltfrequenz der Schalteinrichtung unter dem Einfluss der Einspeisespannung und der Signalschwankungen gemäß dem Prinzip der Sigma-Delta-Modulation variieren.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfasst die Modulationseinrichtung einen Hysterese-Steuerkreis der so funktioniert, dass es möglich ist, die Schaltfrequenz der Schalteinrichtung zu variieren, was mit den Schaltverstärkern im Stand der Technik nicht möglich ist. Grundsätzlich ist die Schaltfrequenz frei, wenn der Hysterese-Steuerkreis gemäß der Erfindung verwendet wird, und sie wird mit der Einspeisespannung und der Ausgangsspannung und dem Ausgangsstrom ohne jede weitere Steuerung variieren. Es ist zu verhindern, dass die Schaltfrequenz relativ zur höchsten Frequenz des noch erlaubten Eingangssignals zu gering wird, da dies zu einer unerwünscht langen Schaltwelle im Ausgangssignal führt.
Im Prinzip werden Interferenzen im Ausgangssignal der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung innerhalb einer Schaltungsperiode ungeachtet einer Ausdehnung ausgeglichen. Demzufolge wird eine erhöhte Antwortgeschwindigkeit durch Fallenlassen des Prinzips einer feststehenden Schaltfrequenz erhalten, was es möglich macht, eine geringere Ausgangsimpedanz der Verstärkerschaltung zu realisieren.
Um die Verstärkerschaltung an einer gewünschten durchschnittlichen Schaltfrequenz betreiben zu können, ist eine weitere Ausführungsform der Erfindung mit einer Frequenzsteuerung konfiguriert worden, indem der Hysterese-Steuerschaltkreis mit einem Steuereingang zum gekoppelten Steuern seines Hysteresefensters versehen ist. Die Breite des Hysteresefensters bestimmt die (durchschnittliche) Schaltfrequenz des Systems ohne auf die Charakteristika hinsichtlich der Eliminierung von oben beschriebenen Interferenzen einzuwirken.
Ein weiterer Vorteil bei der Verwendung eines Hysterese-Steuerschaltkreises in der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung liegt darin, dass die für die Sigma-Delta-Modulation erforderliche Integrationseinrichtung, mit der die Differenz zwischen dem Ausgangssignal der Verstärkerschaltung und einem gewünschten Wert integriert wird, implizit bereits in der Form der Filterinduktivität des Ausgangsfilters vorliegt, deren Strom das Integral der Differenz zwischen der Rechteck-Wellenspannung der Schalteinrichtung und der Ausgangsspannung des Verstärkers bereits darstellt. Der Strom durch die Filterinduktivität ist teilweise aus dem Filterkapazitätsstrom erhältlich, dessen Darstellung gemäß der Erfindung natürlich mit einem gewünschten Wert des Referenzstromes verglichen wird, der aus dem Eingangssignal abgeleitet und an den Hysterese-Steuerschaltkreis als ein Korrektursignal gegeben wird.
Der Vorteil der Einbeziehung der Integrationseinrichtung in dem erforderlichen Ausgangsfilter liegt darin, dass Interferenzen schnell minimiert werden können, vorzugsweise nach Wunsch innerhalb einer einzelnen Schaltungsperiode der Schaltungseinrichtung.
Neben einer Ausführungsform in der Form eines Spannungsverstärkers ist es ebenso möglich, eine Ausführung in der Form eines Verstärkers zu realisieren, der einen sogenannten Strom-Ausgang aufweist. Mit einem derartigen Stromverstärker müssen zumindest zwei der drei Ströme, nämlich der Filter-Eigeninduktionsstrom, der Filter-Kapazitätsstrom und/oder der Ausgangssignal-Strom gemessen werden.
Eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Strom-Verstärkers umfasst eine Einrichtung zum Vorsehen eines eigeninduktiven Filterstroms, der proportional zu dem Strom durch die Filter-Eigeninduktivität ist, eine Einrichtung zum Vorsehen eines Ausgangsstrom-Signals, das proportional zu dem Ausgangssignalstrom ist, wobei die Korrektureinrichtung einen ersten Differenzialkreis umfasst, um ein erstes Differenzsignal von dem Referenzstrom und dem Ausgangsstromsignal vorzusehen, einen Steuerkreis mit einem Eingang für das erste Differenzsignal und einem Eingang für ein Ausgangsspannungs-Signal proportional zu der Ausgangssignalspannung, und einen Summierkreis zum Aufsummieren eines Ausgangssignals von dem Steuerkreis mit einem Stromwert proportional zu dem eigeninduktiven Filterstrom, um die Modulationseinrichtung zu steuern.
In der fraglichen Ausführungsform ist der Filterkapazitätsstrom implizit aus der Messung des Filter-Eigeninduktionsstromes und dem Ausgangsstromsignal zu entnehmen.
Das Prinzip der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung kann sowohl mit einer sogenannten Halbbrückenschaltung, bei der eine Spannungsquelle mit einem positiven und einem negativen Spannungswert relativ zu einem Nullpunkt erhältlich ist, als auch mit einem sogenannten Vollbrücken- oder H-Brückenkreis sowohl in dem sogenannten (Komplementärmodus gesteuerten) „2-Level"-Modus und in einem „3-Level"-Modus verwendet werden. Im letzteren Fall kann eine Verstärkerschaltung vorgesehen sein, die aus einem ersten und einem zweiten Verstärkerkreis mit einem Halbbrückenkreis aufgebaut ist, wobei gemäß einer erfindungsgemäßen Ausführungsform die Referenzspannung und der Referenzstrom an der zweiten Verstärkerschaltung in – verglichen mit der ersten Verstärkerschaltung – reversibler Phase verarbeitet werden.
Um Interferenzen optimal zu eliminieren ist diese Verstärkerschaltung, die als ein Vollbrücken- oder H-Brückenkreis angeschlossen ist, gemäß der Erfindung mit einem gemeinsamen Hysterese-Steuerkreis versehen, der ein erstes und ein zweites steuerbares Hysteresefenster für die erste und die zweite Verstärkerschaltung enthält, wobei der Hysterese-Steuerkreis mit Hilfe eines Steuersignals gesteuert wird, das einen Differenzialterm und einen allgemeinen Term aufweist, wobei der Differenzialterm die gewünschte Phasendifferenz zwischen der ersten und der zweiten Verstärkerschaltung steuert und der allgemeine Term die durchschnittliche Schaltfrequenz des ersten und des zweiten Verstärkerkreises steuert.
Es ist dabei wichtig, dass die Hysteresesteuerung die Phasen der Pulse beider Brückenzweige exakt setzen kann, so dass die doppelte Schaltfrequenz am Ausgang erhalten wird, wenn das Ausgangssignal nicht gleich null ist. Ein Hauptvorteil dieses sogenannten „3-Level"-Modus liegt darin, dass es absolut keine Schaltwelle zwischen den zwei Ausgängen der Brückenzweige gibt, wenn kein Eingangssignal anliegt.
Bei den in der Praxis verwendeten Schaltungen ist es schwierig zu verhindern, dass das rechteckähnliche, wellenförmige Ausgangssignal der Schaltungseinrichtung zusätzlich zu der gewünschten Differenzialkomponente auch einen allgemeinen Term umfasst. Dies wird unter anderem durch geringe Zeitdifferenzen in den Modulationssignalen von der Schaltungseinrichtung hervorgerufen. Durch eine geeignete Verteilung der Eigeninduktivität des Ausgangsfilters über die zwei Brückenausgänge und eine magnetische Kopplung der Filterspulen ist es möglich, verschiedene Induktivitäten für den Differenzial-Signalbestandteil und den allgemeinen (in Phase oder „Gleichtakt") Signalbestandteil zu realisieren.
In einer anderen Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung ist dies dadurch realisiert, dass die Filtereinrichtung zum Filtern des Rechteck-Wellensignals des Vollbrücken- oder H-Brückenkreises eine Selbstinduktivität umfasst, die aus einem im Wesentlichen 8-förmigen Kern mit einem ersten und einem zweiten äußeren Ausleger aufgebaut ist, von denen jeder mit einer Windung versehen ist, und mit einem zentralen Ausleger, welcher zentrale Ausleger einen höheren magnetischen Widerstand als die beiden anderen Ausleger hat, wobei die Windung an dem ersten äußeren Ausleger an der Verbindung des ersten mit dem zweiten Schalttransistor angeschlossen ist, und die Windung des zweiten äußeren Auslegers an der Verbindung des dritten mit dem vierten Schalttransistor angeschlossen ist, derart, dass ein Signal in Phase oder ein Gleichtaktsignal von der Brückenschaltung ein Magnetfeld in den zwei äußeren Auslegern des Kerns erzeugt, und dass ein umgekehrtes Phasensignal von der Brückenschaltung ein Magnetfeld durch den zentralen Ausleger erzeugt.
Durch die Verwendung verschiedener Kapazitätswerte für die Filterkapazität des Ausgangsfilters, die auf die realisierte Induktionsverteilung angepasst sind, wie auch für den Differenzialweg und den allgemeinen Weg, ist folglich eine Tiefpassbandbreite für die allgemeine Komponente in dem Ausgangsfilter realisiert, welche Komponente des Weiteren effektiv unterdrückt werden kann.
In einer noch anderen Ausführungsform der Erfindung wird eine weitere Verbesserung, insbesondere im Hinblick auf das Störgeräuschverhalten der Verstärkerschaltung erreicht, indem die Differenziereinrichtung zur Bildung des Referenzstromes mit der Anti-Aliasing Eingangsfiltereinrichtung in einem Schaltkreis auf der Eingangsseite kombiniert ist, welcher Schaltkreis einen ersten Differenzialverstärker mit einem Eingang zum Anschließen des Eingangssignals aus der Verstärkerschaltung und einen Ausgang aufweist, an dem ein Tiefpassfilter angeschlossen ist, einen zweiten Differenzialverstärker, der in Kaskadenform mit dem Tiefpassfilter als ein Integrator angeschlossen ist, der einen Ausgang zum Liefern der Referenzspannung hat, und einen dritten Differenzialverstärker, der an dem Tiefpassfilter angeschlossen ist, um den Referenzstrom zu liefern.
Die Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung eignet sich ausgezeichnet zur Verwendung als Ausgangsstufe in einem Audioverstärker, wobei sie ebenso in vorteilhafter Weise in einem Leistungsverstärker für eine genaue Messung und für Steuerzwecke verwendet werden kann, wie beispielsweise bei Servo-Verstärkern, bei denen das Produkt aus Leistung und Bandbreite sehr hohe Werte annimmt.
Die Erfindung wird nun nachfolgend in größerem Detail mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert, die eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung darstellen.
– 1 ist ein Schaltbild, in dem die Hauptbestandteile eines typischen D-Klasse-Verstärkers gezeigt sind;
– 2 ist ein Schaltbild, in dem die Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung in allgemeinster Form aufgezeigt ist;
– 3 ist ein Schaltbild, das in größerem Detail eine erste Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung zeigt, die als eine sogenannte Halbbrückenschaltung konfiguriert ist;
– 4 ist ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung, die als eine sogenannte Vollbrücken- oder H-Brückenschaltung konfiguriert ist;
– 5–8 zeigen grafisch Signalwellenformen, die die Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung mit der Konfiguration aus 3 oder 4 veranschaulicht;
– 9 zeigt einen Stromtransformator zur Verwendung in der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung;
– 10 ist ein Schaltbild, in dem eine bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung gezeigt ist, die als ein sogenannter Stromverstärker konfiguriert ist;
– 11 ist ein Schaltbild, in dem eine bevorzugte Ausführungsform eines Passiv-Ausgangsfilters zur Verwendung in einem Vollbrücken- oder H-Brückenkreis gemäß der Erfindung gezeigt ist;
– 12 zeigt eine Implementierung der Filterspule für den Ausgangsfilter aus 11;
– 13 ist ein Schaltbild, in dem eine bevorzugte Ausführungsform eines kombinierten Eingangsfilter/Referenzstroms unter Vorsehung einer Einrichtung zur Verwendung in der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung gezeigt ist.
Elemente oder Bestandteile, die durch identische Bezugsziffern gekennzeichnet sind, haben in den verschiedenen Ausführungsformen eine identische oder äquivalente Funktion.
1 veranschaulicht in einem allgemeinen Schaltbild das Prinzip eines Schaltverstärkers oder D-Klasse-Verstärkers 1. Der Verstärker 1 umfasst eine Schaltstufe 2 bestehend aus einer steuerbaren Schalteinrichtung, wie beispielsweise Schalttransistoren. Normalerweise werden für diesen Zweck sogenannte MOSFETs verwendet (Metallic Oxide Semiconductor Field Effect Transistor). Zwei Schalttransistoren sind in einer sogenannten Halbbrückenschaltung zwischen einem ersten (positiven) Spannungswert +V_B und einem zweiten (negativen) Spannungswert –V_B angeschlossen. Das geschaltete Signal wird von der Verbindungsstelle der zwei Transistoren abgenommen. Wenn kein positiver oder negativer Wert einer angelegten Spannung erhältlich ist, kann ein sogenannter Vollbrücken- oder H-Brückenkreis verwendet werden, wobei die zwei Halbbrückenkreise parallel zwischen einem ersten (positiven) Einspeise-Spannungswert +V_B und einem zweiten (null) Einspeise-Spannungswert angeschlossen sind. Das geschaltete Signal wird zwischen den Verbindungsstellen der zwei Brückenzweige in diesem Fall abgenommen. Eine andere Möglichkeit liegt in dem sogenannten H-Brückenkreis, umfassend zwei im komplementären Modus gesteuerte Zweige. Im Hinblick auf die Wellenformen und Funktionalität erzeugt dieser Schaltkreis ein Ergebnis, das mit demjenigen eines Halbbrückenkreises vergleichbar ist, wobei jedoch mit dem H-Brückenkreis die halbe Einspeise-Spannung ausreichend ist.
Die Schalteinrichtung 2 ist durch eine Modulationseinrichtung 3 gesteuert. Die Modulationseinrichtung 3 umfasst normalerweise einen Vergleicherschaltkreis mit zwei stabilen (binären) Ausgangszuständen. Ein Oszillatorsignal, das im Allgemeinen dreiecksförmig oder sägezahnförmig ist, wird an den ersten Eingang des Vergleicherschaltkreises in dem Fall angelegt, wobei das zu verstärkende Eingangssignal an einen zweiten Eingang gelegt wird. Der binäre Ausgangszustand des Vergleicherschaltkreises zeigt auf, ob das zu verstärkende Eingangssignal größer oder kleiner als das Oszillatorsignal ist.
Demzufolge ist das Ausgangssignal von der Modulationseinrichtung 3 ein gepulstes wellenförmiges Steuersignal 7, dessen Pulsbreitenverhältnis durch das Eingangssignal 6 derart moduliert wird, dass der Durchschnittswert des gepulsten wellenförmigen Signals 7 proportional zu dem Eingangssignal 6 ist. Dieses Modulationsprinzip ist als sogenannte „Sinus-Triangel"-Modulation bekannt.
Wenn die Schalteinrichtung 2 mit Hilfe des Steuersignals 7 betrieben wird, wird ein Rechteckwellensignal 8 im Bereich zwischen dem Wert der ersten und der zweiten angelegten Spannung erzeugt. Mit Hilfe der Ausgangsfiltereinrichtung 9, im Allgemeinen ein passiver Tiefpassfilter bestehend aus einer Eigeninduktivität 16 und einer Kapazität 17, wird eventuell ein Ausgangssignal 10 erhalten, das dem Eingangssignal 6 entspricht, jedoch verstärkt mit einem Gesamtverstärkungsfaktor G. Die Ausgangsfiltereinrichtung 9 (ebenso als Resonatoreinrichtung bezeichnet) schafft die Eliminierung der Schalt- oder Rechteck-Wellenfrequenz und höherer Frequenzen von dem geschalteten Rechteck-Wellensignal 8 der Schalteinrichtung 2.
Theoretisch wird das Abtasten des Eingangssignals 6 durch die Modulationseinrichtung 3 bei einer Frequenz durchgeführt, die durch das Oszillatorsignal von der Modulationseinrichtung 3 bestimmt ist. Wie bereits bekannt, führt dies zu einem Aliasing, wenn die Abtastfrequenz geringer ist als die doppelte Höchstfrequenz in dem abgetasteten Signal. Um unerwünschte Verzerrungen in dem Ausgangssignal 10 resultierend aus dem Aliasingeffekt so weit wie möglich zu verhindern, wird das Eingangssignal 6 zunächst im Allgemeinen an einen sogenannten Anti-Aliasing-Eingangsfilter 5 gegeben, der das an die Steuereinrichtung 4 gegebene Eingangssignal hinsichtlich dessen Frequenz begrenzt, so dass in dem Ausgangssignal der Modulationseinrichtung 3 kein Aliasing auftritt.
Neben einer Sinus-Triangel-Modulation wird ebenso das sogenannte „Sigma-Delta"-Modulationsprinzip verwendet. Gemäß diesem Sigma-Delta-Modulationsprinzip umfasst die Modulationseinrichtung einen Hysterese-Steuerschaltkreis. Ferner ist ein Integrationsbestandteil erforderlich, der die Differenz zwischen der Ausgangsspannung der Schalteinrichtung und einem gewünschten Wert integriert. Dieses integrierte Signal wird seinerseits an den Eingang des Hysterese-Schaltkreises gelegt.
Wie bereits in der Einführung erwähnt, dürfen die zwei Schalttransistoren eines Brückenzweiges nicht gleichzeitig „eingeschaltet" sein, da dies in einem Kurzschlussweg für die angelegte Spannung resultieren würde. Die zum Ausschalten eines Transistors eines Brückenzweiges erforderliche Zeit mit dem darauf folgenden Einschalten des anderen Transistors wird als Totzeit bezeichnet. Diese Totzeit führt zu Nichtlinearitäten in der Übertragungsfunktion der Verstärkerschaltung 1.
Im Falle der Sinus-Triangel-Modulation kann die Modulationseinrichtung sehr schmale Pulse hervorrufen, wenn der Verstärker auf einem hohen Ausgangsniveau betrieben wird, welche schmalen Pulse für die Schalttransistoren schädlich sein können. Ferner variiert die Ausgangsspannung des Sinus-Triangel-Modulators proportional zu der angelegten Eingangsspannung.
Der Sigma-Delta-Modulator unterscheidet sich von dem Sinus-Triangel-Modulator durch einen geringeren Totzeit-Fehler, der faktischen Abwesenheit einer Abhängigkeit der angelegten Spannung in dem Ausgangssignal und einem exzellenten "Klipp-Verhalten", d. h. keinen schmalen Pulsen. Im Gegensatz zu Sinus-Triangel-Modulatoren kann die Schaltfrequenz der Schalteinrichtung unter dem Einfluss einer angelegten Spannung und von Signalfluktuationen variieren, vorausgesetzt, dass keine zusätzlichen frequenzstabilisierenden Maßnahmen ergriffen sind. Dabei ist zu beachten, dass die Schaltfrequenz nicht die Linearität des Verstärkers sondern nur die Amplitude der Wellenspannung am Ausgang beeinflusst.
Die Ausgangsimpedanz eines D-Klasse-Verstärkers wird hauptsächlich durch die Ausgangsfiltereinrichtung 9 zum Herausfiltern des Rechteckwellensignals bestimmt. Diese Impedanz ist frequenzabhängig, wobei sie aus praktischen Gründen näherungsweise dem nominalen Lastwiderstand am Ende des Frequenzbandes der Verstärkerschaltung entspricht. Im Ergebnis daraus ist ein impedanzlastabhängiger Frequenzübertrag erhalten, wobei z. B. das Ein- und Ausschalten einer an der Verstärkerschaltung angeschlossenen Last ebenso zu Variationen in dem Ausgangssignal 10 führt.
Zum Ausgleichen von Störungen in dem Ausgangssignal 10, die durch die Variationen der angelegten Spannung, durch Lastvariationen und die notwendige Totzeit in der Schalteinrichtung verursacht werden, ist eine Steuereinrichtung 4 vorgesehen. Diese Steuereinrichtung produziert ein Steuersignal, das an die Modulationseinrichtung 3 zum Variieren des Schaltmoments der Schalteinrichtung 2 gegeben wird. Das Steuersignal von der Steuereinrichtung 4 wird von dem Eingangssignal 6 und dem Ausgangssignal 10 geliefert. Totzeitprobleme und die durch Variationen der angelegten Spannung verursachten Störungen können mit Hilfe einer angepasst eingestellten Steuereinrichtung 4 wirksam unterdrückt werden.
Da die Ausgangsfiltereinrichtung 9 eine starke Phasenverschiebung über den Ausgangsfrequenzbereich der Verstärkerschaltung aufzeigt, ist es in der Praxis jedoch nicht möglich, eine Steuereinrichtung 4 zu bilden, bei der beispielsweise nur die Ausgangsspannung der Verstärkerschaltung das Korrektursignal darstellt, mittels dem eine angemessene Unterdrückung (d. h. eine geringe Ausgangsimpedanz) bei höheren Frequenzen realisiert werden kann.
2 zeigt in einem allgemeinen Schaltbild das Prinzip einer erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung in ihrer extensivsten Form, die eine Steuereinrichtung 12 zum Steuern der Modulationseinrichtung 3 auf der Basis von sowohl einem Spannungskorrektursignal und einem Stromkorrektursignal steuert.
Das Spannungskorrektursignal wird in einem ersten Differenzialkreis 14 aus einer Referenzspannung U_ref und einer Ausgangsspannung gebildet, die proportional zum Ausgangssignal 10 ist. Die Referenzspannung U_ref wird aus dem Eingangssignal 6 nach einem Filtern durch den Anti-Aliasing-Eingangsfilter 5 gebildet.
Das Stromkorrektursignal wird in einem zweiten Differenzialkreis 15 aus einem Referenzstrom i_ref und einem Filterkapazitätsstrom 18 gebildet, der proportional zu dem Strom durch die Filterkapazität 17 der Ausgangsfiltereinrichtung 9 ist. Der Referenzstrom i_ref wird mit Hilfe eines den Referenzstrom bildenden Kreises 13 aus dem Eingangssignal 6 gebildet, das durch den Anti-Aliasing-Eingangsfilter 5 gefiltert ist. In dieser Ausführungsform umfasst der den Referenzstrom vorsehende Kreis 13 eine Differenziereinrichtung.
Wie in dem Schaltbild von 2 gezeigt, wird neben dem gefilterten Eingangssignal, der Referenzspannung U_ref, dem Referenzstrom i_ref, dem Spannungskorrektursignal und dem Stromkorrektursignal auch ein zur angelegten Spannung V_B proportionales Signal an den Steuerkreis 12 zum Ausgleichen von Interferenzen in dem Ausgangssignal 10 angelegt, die durch die Variationen in der angelegten Spannung hervorgerufen werden.
Da der Strom durch die Filterkapazität 17 der Ausgangsfiltereinrichtung 9 proportional zu dem Differenzial der Spannung des Ausgangssignals 10 ist, und der Referenzstrom i_ref proportional zu dem Differenzial der Spannung des Eingangssignals 6 ist, liefert der Differenzialkreis 14 ein Stromkorrektursignal mit dessen Hilfe eine angemessene Differenzialkorrektur von (schnellen) Störungen in dem Ausgangssignal 10 bewirkt werden kann. Dies führt zu einer Verstärkerschaltung mit einer hohen Steuerstabilität, wobei Lastveränderungen an der Verstärkerschaltung direkt festgestellt und korrigiert werden, so dass der Einfluss der Ausgangsfiltereinrichtung 9 auf die Ausgangsimpedanz des Verstärkerkreises kaum mehr festgestellt wird, welche Ausgangsimpedanz nur noch in dem Größenbereich einiger m Ω in einer praktischen Realisierung der Verstärkerschaltung liegt.
3 zeigt in größerem Detail eine erste Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung 20 in der Form eines Schaltbildes, bei der eine Schalteinrichtung 21 in der Form eines Halbbrückenkreises umfasst ist, wie das schematisch durch die Schalter 28, 29 gezeigt ist. In der Praxis bestehen die Schalter 28, 29 aus Schalttransistoren, wie beispielsweise aus Transistoren vom MOSFET-Typ.
Die Schalteinrichtung 21 ist durch die Modulationseinrichtung 22 gesteuert, in dieser Ausführungsform in der Form eines Schmitt-Trigger-Schaltkreises mit variabler Hysterese.
Die Ausgangsfiltereinrichtung 23 zum Filtern des Rechteckwellensignals U_b der Schalteinrichtung 21 ist in der Form eines passiven Tiefpassfilters, umfassend eine Selbstinduktivität oder Spule 24, dessen ein Ende an die Schalteinrichtung 21 zum daran Anlegen des Rechteckwellensignals angeschlossen ist, und dessen anderes Ende an einem Ausgangsanschluss 26 der Verstärkerschaltung 20 angeschlossen ist. Eine Filterkapazität in der Form eines Kondensators 25 liegt zwischen dem Ausgangsanschluss 26 und der Signalerde 19. In der Praxis kann die Filterkapazität aus verschiedenen Kondensatoren 25 gebildet sein, die parallel angeschlossen sind.
Von dem Ausgangsanschluss 26 wird ein Teil der Ausgangssignalspannung U₀ an einen ersten Eingang eines ersten Differenzialkreises 14 über eine Dämpfungseinrichtung 27 mit einem (einstellbaren) Dämpfungsfaktor K rückgeführt. Eine Referenzspannung U_ref, die über die Filtereinrichtung 34 von der an dem Eingangsanschluss 30 und über die Anti-Aliasing-Eingangsfiltereinrichtung 36 tiefpassgefilterte Eingangssignalspannung U_in abgeleitet worden ist, wird an einem zweiten Eingang des Differenzialkreises 14 angelegt.
Der erste Differenzialkreis 14 erzeugt aus den angelegten Signalen ein erstes Differenzialsignal in der Form eines Spannungskorrektursignals, um durch die Steuer- oder Korrektureinrichtung 31 ein Steuersignal für die Modulationseinrichtung 22 zu bilden, die ein Signal U_m zum Steuern der Schalteinrichtung 21 erzeugt.
Gemäß der Erfindung wird ein Filterkapazitätsstrom gemessen, der proportional zu dem Strom i_C durch die Filterkapazität oder den Kondensator 25 ist, an welchem Ende die primäre Windung eines Stromtransformators 22 in Serie mit der Filterkapazität 25 angeschlossen ist. Das in der sekundären Windung des Stromtransformators 32 erzeugte Signal wird an einen ersten Eingang eines zweiten Differenzialkreises 15 über eine Breitband-Tiefpassfiltereinrichtung 43 und eine Dämpfungseinrichtung 33 mit einem (einstellbaren) Dämpffaktor A gegeben. Ein aus dem Eingangssignal U_in mit Hilfe der Differenziereinrichtung 35 abgeleiteter Referenzstrom i_ref wird an einem zweiten Eingang des Differenzialkreises 15 angelegt. Der zweite Differenzialkreis 15 erzeugt ein Stromkorrektursignal aus der Differenz zwischen dem Referenzstrom iref und dem (gedämpften) gemessenen Filterkapazitätsstrom i_C, die die erste Ableitung aus der Ausgangssignalspannung U₀ ist. Das Stromkorrektursignal wird gleichermaßen an die Korrektureinrichtung 31 zum Steuern der Modulationseinrichtung 22 gegeben.
In der in 3 gezeigten Ausführung ist die Korrektureinrichtung 31 in der Form eines sogenannten PID-Controllers (Proportionally Integrating Differentiating), der einen Proportional-Integrations(PI)-Steuerkreis 37, an den das Spannungskorrektursignal von dem ersten Differenzialkreis 14 nach einem Tiefpassfiltern durch die Filtereinrichtung 40 gegeben wird, und bei Bedarf einen Steuerschaltkreis 38 umfasst, an den die Differenz zwischen dem differenzierten Eingangssignal U_in (der Referenzstrom i_ref) und dem differenzierten Ausgangssignal U₀ (der gemessene Filterkapazitätsstrom) gegeben wird, in diesem Fall das Stromkorrektursignal von dem zweiten Differenzialschaltkreis 15. In dieser Ausführungsform ist durch den Steuerkreis 38 nur ein Proportionalfaktor D zur Differenz zwischen den Ableitungen der Signalspannungen vorgesehen. Die Ausgangssignale von dem PI-Steuerschaltkreis 37 und dem D-Steuerschaltkreis 38 werden durch einen Summierkreis 39 aufsummiert, wobei das Summensignal an die Modulationseinrichtung 22 als ein Eingangssignal gegeben wird.
Es ist zu beachten, dass anstelle der Verwendung eines PID-Steuerkreises in der einfachsten Ausführungsform der Korrektureinrichtung 31 lediglich ein sogenannter Proportional(P)-Steuerkreis verwendet werden kann. Aufgrund ihrer optimaleren Steuercharakteristika, wird es jedoch bevorzugt, einen PI-Steuerkreis und insbesondere einen PID-Steuerkreis zu verwenden.
Ein Hysterese-Steuerkreis 41 ist vorgesehen, um das Hysteresefenster der Modulationseinrichtung 22 (Schmitt-Trigger-Kreis) an einem Eingang 42 zu variieren, an dem unter anderem das Referenzsignal U_ref, die Einspeisespannung V_B oder ein auf der Grundlage der gemessenen Schaltfrequenz für die Schaltungseinrichtung 21 erhaltenes Signal gegeben wird.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden ebenso Darstellungen des Rechteck-Wellensignals U_b von der Schalteinrichtung 21 und das Ausgangssignal Um von der Modulationseinrichtung 22 an den Hysterese-Steuerkreis 41 zum Variieren des Hysteresefensters der Modulationseinrichtung 22 gegeben, wie das schematisch durch die gestrichelten Pfeile aufgezeigt ist.
Eine zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung in der Form einer sogenannten Vollbrücke oder H-Brücke ist in 4 gezeigt, wobei die Verstärkerschaltung insgesamt durch die Bezugsziffer 50 gekennzeichnet ist.
Die Verstärkerschaltung 50 umfasst zwei Sätze von Schaltungseinrichtungen 51, 52, die in derselben Weise wie die Schaltungseinrichtung 21 konfiguriert sind, wie sie oben mit Bezug auf 3 beschrieben wurde.
Ein Spannungs-Korrektursignal und ein Strom-Korrektursignal werden für jede Schalteinrichtung 51, 51 abgeleitet, um über entsprechende Korrektureinrichtungen 31, die Modulationseinrichtung 22 für jede der Halbbrücken-Zweige zu steuern. Beide Brückenzweige 51, 52 in dem Schaltbild von 4 verarbeiten das gesamte Eingangssignal, irrrespektive ihrer entgegengesetzten Polarität.
Die Verstärkerschaltung ist so gesetzt, dass sich die Signale von den zwei Brückenzweigen gegenseitig in dem Fall kompensieren, bei dem ein Eingangssignal gleich null ist und es keine Schaltwelle in dem Ausgangssignal gibt. In dem Fall, in dem ein Eingangssignal nicht gleich null ist, wird die Schaltphase der zwei Brückenzweige derart gesteuert, dass in der Pulsbreite keine Differenz vorliegt.
Ein gemeinsamer Hysterese-Steuerkreis 53 ist für die zwei Modulationseinrichtungen 22 vorgesehen, welcher Steuerkreis Eingänge für das Referenzsignal U_ref und die zwei Strom-Korrektursignale über den D-Steuerkreis 38 der entsprechenden Korrektureinrichtung 31, und bei Bedarf einen Eingang 42 umfasst, um das Hysteresefenster der Modulationseinrichtung 22 in Abhängigkeit von der Einspeisespannung und/oder der gemessenen Schaltfrequenz, etc. zu steuern, wie das mit Bezug auf 3 beschrieben ist.
In der dargestellten Ausführungsform umfasst die Ausgangsfiltereinrichtung 54 zwei Spulen 24, zwei Filterkapazitäten 25, die mit einem Stromtransformator 22 in Serie geschaltet sind, und eine weitere Filterkapazität 55, die wie in 3 gezeigt angeschlossen ist, um Rechteck-Wellensignale U_b51 und U_b52 jeweils von der Schalteinrichtung 51 und 52 tiefpass zu filtern.
Das mit U₀ ⁺ gekennzeichnete halbe Ausgangssignal U₀ wird am Ausgangsanschluss 56 abgenommen, während das mit U₀ ^– gekennzeichnete inverse halbe Ausgangssignal U₀ am Ausgangsanschluss 57 abgenommen werden kann.
Die Arbeitsweise der Schaltkreise gemäß der Erfindung wird nun mit Hilfe der Signalwellenformen dargestellt, wie sie in den 5–8 aufgezeigt sind.
Während der gewünschten Arbeitsweise trifft folgendes zu: U₀ = U_ref. Daraus folgt für den Strom i_C durch die Filterkapazität 25 mit einer Kapazität C:
Der Strom durch die Filterkapazität 25 wird mit einer hohen Bandbreite gemessen, typischerweise in dem Größenbereich der fünffachen Signalbreite der Verstärkerschaltung oder höher und vorzugsweise mit 2 MHz oder höher.
Der Anti-Aliasing-Eingangsfilter 36, der beispielsweise ein Tiefpassfilter mit einer Bandbreite von 20 kHz ist, wenn die Verstärkerschaltung als ein Audioverstärker verwendet wird, reduziert die Bandbreite des Eingangssignals U_in jeweils auf die Betriebsbandbreite des Verstärkers 20 und 50. 5a zeigt eine graphische Darstellung des Verlaufs über die Zeit t des Ausgangssignals U₀ und des Rechteck-Wellensignals U_b = U_b51 – U_b52, die jeweils durch die Brückenschaltungen 21 und 51 erzeugt werden. Das fragliche Ausgangssignal U₀ stammt von einem symmetrischen Dreiecks-Eingangssignal U_in mit einer Frequenz von 5 kHz ab. Die Figur zeigt deutlich, dass die Wellenform des Ausgangssignals U₀ als Resultat des Betriebs des Eingangsfilters 36 abgerundet ist, wodurch extreme Werte im Eingangssignal U_in deutlich abgerundet werden.
5b zeigt das Rechteck-Wellensignal U_b51, wie es durch die Brückenschaltung 51 in 4 geliefert wird, wobei 5c das Rechteck-Wellensignal U_b52 zeigt, das durch die Brückenschaltung 52 in 4 in Antwort auf die Dreiecks-Eingangsspannung U_in erzeugt wird. In der 4 trifft für das Beispiel im Folgenden zu: V_B = 50 V.
In dem Fall einer näherungsweise dreiecksförmigen Eingangsspannung U_in wird der daraus stammende Strom i_ref in etwa das Derivativ eines Dreiecks sein, d. h. eine Rechteckwelle mit gefilterten Flanken, wie das in 6 gezeigt ist. Zusätzlich zu dem skalierten Strom i_ref /A ist in der Figur auch der Strom i_C durch die Filterkapazität 25 aufgezeigt. Die Rippelwelle in dem Strom i_C ist durch ein Schalten verursacht.
Die Differenz zwischen dem Differenzstrom i_ref und dem Filterkapazitätsstrom A.i_C wird an den D-Steuerkreis 38 der Korrektureinrichtung 31 gegeben und bildet ein Eingangssignal des Hysterese-Steuerkreises 53, der Modulationseinrichtung 22. Durch ein Steuern des Hysteresefensters der Modulationseinrichtung 22 des jeweiligen Hysterese-Steuerkreises 41 und 53 wird in Abhängigkeit von z. B. der Referenzspannung U_ref erreicht, dass im Durchschnitt die effektive Schaltfrequenz der Verstärkerschaltung praktisch konstant bleibt, was deutlich in 6 gezeigt ist, weil die Zykluszeit zwischen den Flanken von i_C im Wesentlichen konstant bleibt.
Der Grund dafür ist folgender. Da die Spannung über die Filterspule 24 in dem Fall eines hohen Ausgangs und positiver Werte für U_b kleiner wird, nimmt die Ableitung di/dt des Spulenstroms i_L ab, während di/dt in dem Fall eines negativen Wertes für U_b immer negativer wird. Demgemäß wird die Zeit, die zum Vor- und Rückbewegen zwischen den zwei Hysterese-Grenzen erforderlich ist, ansteigen. Wenn das Hysteresefenster konstant bleibt, wird das zu einem Frequenzabfall führen.
Es ist zu beachten, dass die Schaltfrequenz in dem Schaltkreis gemäß der Erfindung variieren kann, um die Interferenzen so schnell als möglich (innerhalb einer Schaltungsperiode) auszugleichen, wie das in größerem Detail nachfolgend erklärt wird.
Lassen Sie uns nun den Fall betrachten, in dem die Ausgangslast 44 der Verstärkerschaltung eine Stufe aufzeigt.
7a zeigt einen stufenförmigen Anstieg im Strom i₀ an einem Punkt zur Zeit t = 0,5 × 10^–5s, der bis zu dem Punkt zur Zeit t = 2,5 × 10^–5s fortläuft.
Der höhere Strom i₀ wird direkt von der Ausgangsfilter-Kapazität 25 abgenommen, wie das in 7b deutlich dargestellt ist, wobei der Strom i_C eine Stufe aufgrund eines Ein- und Ausschaltens des Stroms i₀ aufzeigt. Der Strom i_L durch die Spule wird natürlich dem langsamer folgen, wie das in 7a gezeigt ist. Die Welle im Strom i_L und i_C ist die Schaltwelle der Verstärkerschaltung in Verbindung mit dem Schaltvorgang der jeweiligen Schalteinrichtungen 21 und 51, 52.
7 zeigt, dass direkt hinter der Stufe in i_C die Pulsbreite des durch die Schalteinrichtung erzeugten Rechtecken-Wellensignals U_b über die Korrektureinrichtung 31 angepasst wird, d. h. länger gemacht wird, um den Strom i_L durch die Spule so schnell wie möglich zu erhöhen – Beziehungsweise den Strom durch die Spule so schnell wie möglich zu vermindern, d. h. im fraglichen Beispiel durch das Ausschalten von i₀ auf null.
7 zeigt deutlich, dass die Ausgangsspannung U₀ über die Filterkapazität praktisch konstant bleibt, während die durch die Lastveränderung erzeugten Störungen gemäß der Erfindung innerhalb einer Schaltperiode eliminiert sind, weil die Schaltfrequenz in der Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung variieren kann, im Gegensatz zum Stand der Technik, bei dem die Schaltfrequenz auf einem konstanten Niveau durch einen Oszillator gehalten wird, der in der Modulationseinrichtung vorliegt. Eine erhöhte Antwortzeit wird durch Abwendung von dem Prinzip einer festen Schaltfrequenz erhalten, was es möglich macht, eine geringere Ausgangsimpedanz zu realisieren.
In 8 ist die Arbeitsweise des Modulators noch deutlicher dargestellt. 8a zeigt die zwei Steuersignale U_h51 und U_h52 für die Hysteresefenster der Modulatoren 22 der jeweiligen Schalteinrichtung 51 und 52 (siehe 4). In der in 4 gezeigten Verstärkerschaltung sind die Hysteresefenster für die Modulationseinrichtung 22 zwischen den Grenzen +0,5 und –0,5 gesteuert. Die Hysteresesteuerung besteht aus einem Differenzialterm und einem allgemeinen Term. Der Differenzialterm steuert die gewünschte Phasendifferenz zwischen den zwei Brückenzweigen 51, 52. Der Differenzialterm fungiert zur Stabilisierung der durchschnittlichen Schaltfrequenz; er ist für beide Zweige 51, 52 identisch (in Phase). Die zwei Terme arbeiten vollständig unabhängig voneinander, sie können auch autonom arbeiten.
Wenn die Modulationstiefe groß ist, bewegt sich die Ausgangsspannung U₀ nicht zentral zwischen der positiven und der negativen Brückenspannung V_b. Deshalb wird die Spannung über die Spule 24 des Ausgangsfilters 23 und/oder 54 asymmetrisch sein, woraufhin sich im Ergebnis die ansteigenden und fallenden Flanken des Kapazitätsstroms i_C voneinander zu unterscheiden beginnen. Der die Schalteinrichtung 51 in 4 umfassende obere Brückenzweig erhält die Referenzspannung U_ref, während der die Schalteinrichtung 52 aufweisende untere Brückenzweig –U_ref als die Referenzspannung erhält. Deshalb werden die Kapazitätsströme i_C51 und i_C52 der jeweiligen Brückenzweige 51 und 52 eine entgegengesetzte Asymmetrie aufzeigen, wie das deutlich in einem größeren Maßstab in 8b gezeigt ist. Siehe hierzu ebenso 5a.
8c zeigt die Situation mit U_ref = 0, wobei zutrifft, dass die Wellen in den Kapazitätsströmen der zwei Brückenzweige dieselben sind.
8d zeigt die Kapazitätsströme am untersten Punkt der Referenzspannung Uref, siehe ebenso 5a.
Die Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung umfasst kein separates Oszillatorsignal oder eine Oszillatoreinrichtung gemäß dem Stand der Technik. Die Schaltfrequenz stellt sich auf der Basis des Stroms i_C durch die Filterkapazität und die Modulation des Hysteresefensters selbst ein, wie das oben erklärt ist. Als ein Ergebnis dieser Modulation wird eine durchschnittlich konstante Schaltfrequenz erhalten. Es ist jedoch zu beachten, dass dies kein Erfordernis für die Arbeitsweise des Fenster-Schaltkreises ist.
Es ist zu beachten, dass die in den Figuren gezeigten Werte rein illustrative Werte sind.
Aus dem Vorangehenden ist zu verstehen, dass eine effektive und schnelle Korrektur für Lastvariationen durch Erzeugung eines Strom-Korrektursignals von dem Strom durch die Filterkapazität vorgesehen ist, wobei die Modulation des Hysteresefensters der Modulationseinrichtung schmale Pulse verhindert werden, die an die Schalteinrichtung gegeben werden, welche schmalen Pulse eine Beschädigung der Schalteinrichtung verursachen können, insbesondere in dem Fall einer Halbleiter-Schalteinrichtung.
Das Vorsehen eines Filterkapazitätsstromes proportional zu der Filterkapazität des Ausgangsfilters bildet einen wichtigen Aspekt der vorliegenden Erfindung. Obwohl eine indirekte Messung mit einer parallelen Kapazität und einem Serienwiderstand innerhalb der Grenzen des Möglichen ist, sieht die Erfindung auch einen RF-Stromtransformator vor, der direkt mit der Filterkapazität 25 in Serie angeschlossen sein kann. Eine derartige direkte Messung schafft natürlich eine genauere Darstellung des Filterkapazitätsstromes im Gegensatz zu einer indirekten Messung.
9 ist eine geschnittene Ansicht einer bevorzugten Ausführungsform des Stromtransformators 32, wobei ein Koaxialkabel 61 um einen ringförmigen Kern 64 aus einem Material mit hoher magnetischer Permeabilität gewickelt ist. Das Koaxialkabel 61 weist einen inneren Leiter 62 und einen äußeren Leiter 63 auf. Der innere Leiter 62 ist vorzugsweise mit der Filterkapazität in Serie geschaltet, während ein Strom proportional zu dem Filterkapazitätsstrom in dem Koaxial-Außenleiter (Screen) 63 erzeugt wird, der im Vergleich mit dem Innenleiter einen relativ geringen ohmschen Widerstand hat. Diese Anschlüsse können natürlich auch gewechselt sein.
Wenn der Stromtransformator 32 akkurat konfiguriert ist, können Kapazitätsstrom-Variationen in der Größenordnung von 2 MHz oder höher gemessen und verarbeitet werden.
Es ist natürlich ebenso möglich, andere Kerne als die ringförmigen Kerne 61 zu verwenden, wie beispielsweise einen EE-Kern (nicht gezeigt).
Es wurde festgestellt, dass insbesondere in dem Frequenzbereich zwischen 0–500 Hz Variationen in der Filterkapazität nicht so leicht festgestellt werden. Demgemäß muss das Spannungs-Korrektursignal für Variationen in der Last 44 in diesem Frequenzbereich optimal eingestellt sein.
Obwohl die Erfindung mit Hilfe von bevorzugten Ausführungsformen für einen Audio-Spannungsverstärker dargestellt wurde, kann sie ebenso in Schaltverstärkern oder D-Klasse-Verstärkern zur Instrumentierung und/oder Messung und zu Steuerzwecken, wie beispielsweise für Servo-Verstärker oder Leistungsverstärker mit extrem hohen Werten für das Produkt aus Leistung und Bandbreite verwendet werden. Neben einer Spannungs-Verstärkerschaltung kann ebenso eine Leistungs-Verstärkerschaltung mit dem Prinzip gemäß der Erfindung realisiert sein. Eine mögliche Ausführungsform ist in 10 gezeigt. Für einen Leistungsverstärker 60 müssen zumindest drei Ströme, nämlich der Filterspulenstrom i_L, der Filterkapazitätsstrom i_C oder der Ausgangsstrom i₀ gemessen werden. Am praktischsten ist es, den Strom durch die Spule i_L und den Ausgangsstrom i₀ zu messen, wie das durch die Bezugsziffern 58 und 59 jeweils aufgezeigt ist. Die Strom-Messeinrichtung 58 und 59 können beispielsweise so konfiguriert sein, wie das oben mit Hilfe der Messung des Filterkapazitätsstromes i_C beschrieben ist. Aus den gemessenen Werten von i_L und i₀ folgt ein Wert, der zu dem Filterkapazitätsstrom i_C proportional ist.
In dieser Ausführungsform ist die Schaltwelle aus dem Strom i_L durch die Spule 24 mit Hilfe eines Hochpassfilters 65 entfernt, dessen Pass-Bandbreite höher als die Signalbandbreite ist. Der gemessene Ausgangsstrom i₀ wird von dem Referenzwert iref abgenommen, der aus dem Eingangsstrom i_in gebildet wird. Der Differenzstrom wird durch den Steuerkreis 66 in einen Korrekturterm auf das Eingangssignal der Modulationseinrichtung 22 verarbeitet. Damit das System in einer gesteuerten Weise für alle möglichen Lasten funktioniert, mit unter anderem induktiven Lasten, zusätzlicher Rückkopplung der Ausgangsspannung U₀, ist in diesem Fall die Spannung über die Filterkapazität 25 erforderlich, wie das in der Zeichnung mit Hilfe der Rückkopplung zum Steuerkreis 66 gezeigt ist.
Obwohl dies in den Figuren nicht gezeigt ist, kann der Fachmann die Erfindung auf jeden Fall mit dem sogenannten H-Brückenkreis mit gesteuerten Brückenzweigen im Komplementärmodus verwenden, welcher Schaltkreis auch durch die Ansprüche umfasst ist.
11 zeigt schematisch eine bevorzugte Ausführungsform eines Passiv-Ausgangsfilters zur Verwendung mit einem Vollbrücken- oder H-Brückenkreis, wie beispielsweise in 4 gezeigt. Der Passiv-Ausgangsfilter 70 umfasst eine Filterinduktivität 71 und eine Filterkapazität 80.
Die Filterinduktivität 71 umfasst einen ersten Kondensator 81, der jeweils zwischen den Anschlüssen 74, 77 der Filterspulen 72 und 75 angeschlossen ist, welcher Kondensator in der Praxis aus mehreren/verschiedenen Kondensatoren besteht, die parallel angeschlossen sind.
Die Filterkapazität 80 umfasst überdies einen zwischen dem Anschluss 74 der ersten Filterspule 72 und der Signalerde 19 angeschlossenen zweiten Kondensator, und einen zwischen dem Anschluss 77 der zweiten Filterspule 75 und der Signalerde 19 angeschlossenen dritten Kondensator 83. Ferner ist ein Serienkreis 84 mit einem Kondensator und einem Widerstand parallel zu den Kondensatoren 82 und 83 angeschlossen. Zwei in Serie geschaltete Serienkreise 84, beide durch die Bezugsziffer 85 aufgezeigt, sind parallel zu dem Kondensator 81 angeschlossen. Dieser Serienkreis 85 bildet einen Strom-Messzweig, um darin einen Strom proportional zu dem Strom durch den Kondensator 81 zu messen. Die Serienkreise 84 funktionieren zur Kompensation und Dämpfung der Signale jeweils an den Anschlüssen 73 und 76 der ersten Filterspule 72 und der zweiten Filterspule 75 in Phase oder im „Gleichtakt". Die Filterspulen 72 und 75 sind ferner magnetisch gekoppelt, derart, dass Gleichtaktsignale an den Anschlüssen 73, 75 gedämpft werden. Siehe hierzu auch 12.
Die magnetische Kopplung 78 zwischen den Filterspulen 72, 75 wird durch einen im Wesentlichen 8-förmigen Kern 90 mit einem ersten äußeren Ausleger 91, einem zweiten äußeren Ausleger 92 und einem zentralen Ausleger 93 vollzogen. Der erste äußere Ausleger 91 hat die erste Filterspule 72 darum gewickelt, wobei der zweite äußere Ausleger 92 die zweite Filterspule 75 darum gewickelt hat, wie das in der Figur gezeigt ist. Der magnetische Widerstand des zentralen Auslegers 93 ist größer der der zwei äußeren Ausleger 91, 92, beispielsweise als ein Ergebnis des Vorliegens eines Luftspalts 94, der in dem zentralen Ausleger gebildet ist. Der Kern 90 kann vorteilhafterweise aus Ferrit gebildet sein.
Die Filterspulen 72 und 75 sind derart gewickelt, dass ein In-Phase- oder Gleichtaktsignal an den Anschlüssen 73, 76 ein Magnetfeld in dem Kern 90 erzeugt, das sich über die äußeren Ausleger 91, 92 und die dazwischen liegenden Anschlussstücke erstreckt. Aufgrund dieser Anordnung hat die Filterspule 70 eine sehr niedrige Induktion für Gleichtaktsignale an den Anschlüssen 73, 76. Gegenphasige oder Differenzialsignale an den Anschlüssen 73, 76 erzeugen jedoch ein Magnetfeld, das sich durch den Zentralausleger 93 erstreckt, der einen relativ hohen magnetischen Widerstand hat, so dass die Filterspule 70 in der Tat eine hohe Induktion für gegenphasige Signale und Wirkungen aufzeigt, zusammen mit der Filterkapazität 80, einer angemessenen Filterung des durch den Verstärker erzeugten Ausgangssignals.
13 zeigt ein Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform aus einem kombinierten Schaltkreis des Anti-Aliasing-Eingangsfilters 36 und der Filter 34, 35, wie in den 3 und 4 gezeigt.
Der kombinierte Schaltkreis 100 umfasst einen ersten Differenzialverstärker 101, an den das Eingangssignal von der Verstärkerschaltung gegeben wird. Zwischen dem Ausgang des Differenzialverstärkers 101 und der Signalerde 19 ist ein resistiver/kapazitiver R1/C1 Tiefpassfilter 102 angeschlossen.
An den Tiefpassfilter 102 ist ein zweiter, integral angeschlossener Differenzialverstärker 103 angeschlossen, der Widerstände R2, R3 und eine Kapazität C2 umfasst, wie das in 13 gezeigt ist.
Der erste Differenzialverstärker 101 mit dem Tiefpassfilter 102 und der integratorangeschlossene zweite Differenzialverstärker 103 bilden zusammen einen Tiefpassfilter zweiter Ordnung, wobei die Referenzspannung U_ref an dem Ausgang des zweiten Differenzialverstärkers 103 erzeugt wird.
Ein dritter Differenzialverstärker 104 mit einer durch Widerstände R4 und R5 definierten Dämpfung ist an dem ersten Tiefpassfilter 102 angeschlossen, wobei dieser an seinem Ausgang ein Ausgangssignal vorsieht, das proportional zu der Spannung über die Kapazität C1 des Tiefpassfilters 102 ist, d. h. dem Differenzial des Eingangssignals als Referenzstrom i_ref.
Dieser kombinierte Referenzspannungs-/Referenzstrom-Schaltkreis zeigt bessere Rausch-Charakteristika als beispielsweise eine Kombination aus separaten Filtern 34, 35, 36.
Wie das bereits zuvor aufgezeigt wurde, hat die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung eine sehr geringe Ausgangsimpedanz. In einer einfachen ersten Ausführungsform einer Audio-Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung war die gemessene Ausgangsimpedanz bei einer Frequenz von 0–1 kHz geringer als 0,002 Ω, bei einer Frequenz von 10 kHz bei 0,0034 Ω, bei einer Frequenz von 20 kHz bei 0,017 Ω. Der Fachmann wird verstehen, dass derartige Ausgangsimpedanzen mit sogenannten D-Klasse-Verstärkerschaltkreisen nicht realisiert werden konnten, wie sie im Stand der Technik bekannt sind.

Claims

Verstärkerschaltung zum Verstärken elektrischer Signale, aufweisend eine steuerbare Schalteinrichtung zum Generieren eines Rechteck-Wellensignals, dessen Amplitude während des Betriebs zwischen ersten und zweiten eingespeisten Spannungswerten variiert, eine Filtereinrichtung zum Filtern des Rechteck-Wellensignals, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, wobei die Filtereinrichtung eine Eigeninduktivität und eine Kapazität umfasst, eine Vorrichtung zum Vorsehen eines Filterkapazität-Stroms proportional zu dem Strom durch die Filterkapazität, eine Modulationseinrichtung zur pulsweiten Modulation des Rechteck-Wellensignals durch Ansteuern der Schalteinrichtung in Antwort auf ein zu verstärkendes Eingangssignal, und eine Korrektureinrichtung zum Vorsehen eines Korrektursignals zum Steuern der Modulationseinrichtung, welches Korrektursignal aus einem Referenzwert hervorgeht, der von dem Eingangssignal und einem proportional zu dem Ausgangssignal gegebenen Ausgangs-Signalwert stammt, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zum Ableiten eines Referenzstroms aus dem Eingangssignal, wobei die Korrektureinrichtung angeordnet ist, um das Korrektursignal als ein Strom-Korrektursignal von dem Referenzstrom und von dem Filterkapazitäts-Strom vorzusehen.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung zum Vorsehen des Filterkapazität-Stroms konfiguriert ist, um eine Bandbreite in der Größenordnung der fünffachen Signalbandbreite der Verstärkerschaltung oder höher zu umfassen.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung zum Vorsehen des Filterkapazität-Stroms eine Bandbreite in der Größenordnung von 2 MHz oder höher umfasst.
Verstärkerschaltung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung zum Vorsehen des Referenzstroms eine Differenzier-Einrichtung aufweist.
Verstärkerschaltung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung zum Vorsehen des Filterkapazität-Stroms einen Stromtransformator umfasst, der mit der Filterkapazität oder mit einem Teil daraus in Serie geschaltet ist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromtransformator aus einem Kern mit einem darum gewickelten Koaxialkabel aufgebaut ist, dessen ein Leiter mit der Filterkapazität in Serie geschaltet ist, während ein Filterkapazitätsstrom, der zu dem durch die Filterkapazität während des Betriebs fließenden Strom proportional ist, in einem anderen Leiter des Koaxialkabels erzeugt ist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Koaxialkabel einen Innenleiter und einen den Innenleiter umgebenden Außenleiter umfasst, wobei der Innenleiter mit der Filterkapazität oder mit einem Teil daraus in Serie geschaltet ist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 5, 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Kern ringförmig ist.
Verstärkerschaltung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrektureinrichtung ferner zum Vorsehen des Korrektursignals als ein Strom- und ein Spannungskorrektursignal zum Steuern der Modulationseinrichtung aus einer Referenzspannung angeordnet ist, die aus der Eingangssignalspannung und einem zu der Ausgangssignalspannung proportionalen Ausgangsspannungs-Signal abstammt.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrektureinrichtung einen ersten Differenzielkreis zum Vorsehen eines ersten Differenzsignals von der Referenzspannung und dem Ausgangsspannungs-Signal, einen zweiten Differenzierkreis zum Vorsehen eines zweiten Differenzsignals von dem Referenzstrom und dem Filterkapazitäts-Strom, einen Proportional (P)- oder Proportional-Integrations (PI)-Steuerkreis mit einem Eingang für das erste Differenzsignal, einen Steuerkreis mit einem Eingang zum Verarbeiten des zweiten Differenzsignals mit einem Faktor (D) und einen Summenkreis zum Summieren eines Ausgangssignals des P- oder PI-Steuerkreises und eines Ausgangssignals der D-Steuerschaltung zum Steuern der Modulationseinrichtung aufweist.
Verstärkerschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1, 2 oder 3 gekennzeichnet durch eine Einrichtung zum Vorsehen eines Filtereigeninduktionsstromes, der proportional zu dem Strom durch die Filtereigeninduktion ist, eine Vorrichtung zum Vorsehen eines zu dem Ausgangssignalstrom proportionalen Ausgangsstromsignals, wobei die Korrektureinrichtung einen ersten Differenzialkreis zum Vorsehen eines ersten Differenziersignals von dem Referenzstrom und dem Ausgangsstromsignal, einen Steuerkreis mit einem Eingang für das erste Differenziersignal und einen Eingang für ein zu der Ausgangssignalspannung proportionales Ausgangsspannungssignal und einen Summierkreis zum Summieren eines Ausgangssignals des Steuerkreises und eines Stromwertes aufweist, der proportional zu dem Filtereigeninduktions-Strom ist, um die Modulationseinrichtung zu steuern.
Verstärkerschaltung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulationseinrichtung eine Hysterese-Steuerschaltung umfasst.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Hysterese-Steuerschaltung ein steuerbares Hysterese-Fenster aufweist, das einen Steuereingang zum Steuern des Hysterese-Fensters umfasst.
Steuerschaltung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Eingangsfilter zum Begrenzen der Bandbreite des Eingangssignals, um davon den Referenzstrom, und falls anwendbar, die Referenzspannung abzuleiten.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 14, in Abhängigkeit von Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Differenzier-Einrichtung und die Filtereinrichtung in einem Schaltkreis kombiniert sind, der einen ersten Differenzialverstärker mit einem Eingang zum Eingeben des Eingangssignals der Verstärkerschaltung und mit einem Ausgang, an dem ein Tiefpassfilter angeschlossen ist, einen zweiten Differenzialverstärker, der in Kaskadenform mit dem Tiefpassfilter als ein Integrator angeschlossen ist, der einen Ausgang zum Liefern der Referenzspannung hat, und einen dritten Differenzialverstärker, der an dem Tiefpassfilter angeschlossen ist, um den Referenzstrom vorzusehen.
Verstärkerschaltung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die steuerbare Schalteinrichtung einen Serienschaltkreis aus einem ersten und einem zweiten Schalttransistor in der Form einer sogenannten Halbbrücken-Schaltung umfasst, wobei das Ausgangssignal der Brückenschaltung an der Verbindung des ersten und des zweiten Schalttransistors erzeugt ist.
Verstärkerschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die steuerbare Schalteinrichtung einen ersten Serienkreis eines ersten und eines zweiten Schalttransistors in der Form einer sogenannten Halbbrückenschaltung umfasst, und einen Serienkreis eines dritten und eines vierten Schalttransistors in der Form einer sogenannten Halbbrückenschaltung, welche erste und zweite Halbbrückenschaltung als eine sogenannte Vollbrücke oder eine H-Brückenschaltung zusammen geschaltet sind, und das Ausgangssignal der Vollbrücken- oder der H-Brückenschaltung an der Verbindung des ersten und des zweiten Schalttransistors und an der Verbindung des dritten und des vierten Schalttransistors erzeugt ist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 17, wobei die erste Halbbrückenschaltung an eine erste Verstärkerschaltung und die zweite Halbbrückenschaltung an eine zweite Verstärkerschaltung gemäß einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 15 angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet, dass der Referenzstrom und, falls anwendbar, die Referenzspannung an die zweite Verstärkerschaltung in im Vergleich mit der ersten Verstärkerschaltung umgekehrter Phase geführt wird werden.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 18, in Abhängigkeit von Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass für die erste und die zweite Verstärkerschaltung eine gemeinsame Hysterese-Steuerschaltung vorgesehen ist, die ein erstes und ein zweites Hysterese-Fenster aufweist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Hysterese-Steuerschaltung mittels eines Steuersignals gesteuert ist, das einen Differenzialterm und einen allgemeinen Term umfasst, wobei der Differenzialterm die gewünschte Phasendifferenz zwischen der ersten und der zweiten Steuerschaltung steuert und der allgemeine Term die durchschnittliche Schaltfrequenz der ersten und der zweiten Steuerschaltung steuert.
Steuerschaltung nach Anspruch 17, 18, 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Filtereinrichtung zum Filtern des Rechteck-Wellensignals der Vollbrücken- oder H-Brückenschaltung eine Eigeninduktivität umfasst, die durch einen im Wesentlichen 8-förmigen Kern mit einem ersten und einem zweiten äußeren Ausleger aufgebaut ist, von denen jeder mit einer Windung versehen ist, und mit einem zentralen Ausleger, welcher zentrale Ausleger einen höheren magnetischen Widerstand als die beiden anderen Ausleger hat, wobei die Windung an dem ersten äußeren Ausleger an der Verbindung des ersten und des zweiten Schalttransistors angeschlossen ist, und die Windung des zweiten äußeren Auslegers an der Verbindung des dritten und des vierten Schalttransistors angeschlossen ist, derart, dass ein Signal in Phase oder ein Gleichtakt-Signal von der Brückenschaltung ein Magnetfeld in den zwei äußeren Auslegern des Kerns erzeugt, und dass ein umgekehrtes Phasensignal von der Brückenschaltung ein Magnetfeld durch den zentralen Ausleger erzeugt.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Enden der Windungen, die nicht an der Brückenschaltung angeschlossen sind, jeweils über einen parallelen Schaltkreis an der Signal-Erde angeschlossen sind, welcher Schaltkreis eine Kapazität und eine mit einem Widerstand in Serie geschaltete Kapazität aufweist, dass eine oder mehrer Kapazitäten zwischen diesen Enden angeschlossen sind, welche Kapazitäten die Kapazität der Filtereinrichtung bilden, und dass ein Strom-Messabzweig zwischen diesen beiden Enden angeschlossen ist, welcher Strom-Messabzweig aus einem ersten Serienschaltkreis aus einem Widerstand und einer Kapazität und einem zweiten Serienschaltkreis aus einem Widerstand und einer Kapazität besteht, um einen Filterkapazitäts-Strom vorzusehen, der proportional zu dem Strom durch die Filterkapazität ist.
Audioverstärker, aufweisend eine Verstärkerschaltung gemäß einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche.
Leistungsverstärker, aufweisend eine Verstärkerschaltung gemäß einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 22.