CN106575952A - 音频放大器 - Google Patents
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Abstract
一种音频放大器，包括：‑用于待放大的音频信号(Vin)的输入端(12)，以及用于基于被放大的音频信号向负载(16)供电的输出端(14)；‑具有高线性度和低输出阻抗的参考电压发生器(18)，其能够接收所述待放大的音频信号(Vin)作为输入；‑包括功率电压发生器(20)的功率电流发生器(19)，所述功率电压发生器(20)的输出端通过耦合电感(22)被连接至所述参考电压发生器(18)的输出端；以及‑引入装置(32，40，42，60)，其出于控制的目的用于将表示所述参考电压发生器(18)输出所提供的电流(iA)的信号引入作为所述功率电流发生器(19)的输入。所述出于控制的目的用于将表示所述参考电压发生器(18)输出所提供的电流(iA)的信号引入作为所述功率电流发生器(19)的输入的所述引入装置(32，40，42，60)还能够引入信号所述信号表示所述耦合电感(22)的值(L(iD))与被提供至所述负载(16)的电流相对于时间的导数的乘积。
Description
技术领域
本发明涉及一种低失真、高性能的高保真音频放大器，该音频放大器包括：
-关于待放大的音频信号的输入端，以及用于基于被放大的音频信号向负载供电的输出端；
-具有高线性度和低输出阻抗的参考电压发生器，该参考电压发生器能够接收待放大的音频信号作为输入；
-包括功率电压发生器的功率电流发生器，该功率电压发生器的输出端通过耦合电感被连接到参考电压发生器的输出端；以及
-引入装置，该引入装置出于控制的目的用于将表示参考电压发生器输出所提供的电流的信号引入作为功率电流发生器的输入。
背景技术
专利申请WO-2011/107,669描述了构成参考电压发生器的A类模拟放大器与构成功率电压发生器的D类数字放大器的耦合，功率电压发生器通过电感与参考电压发生器的输出端耦合，于是由此形成电流源。
A类放大器和D类放大器的组合旨在产生一种具有非常高的性能和非常高的线性度的放大器。
实际上，多种现象会对这种放大器的整体性能、再现高频的能力，以及最大可实现功率造成限制。这些现象特别是指如下现象。
D类放大器的MOS晶体管的开关损耗与开关频率成比例。为此，实际上，对于大于100伏的电压而言，所述开关频率不能明显超过500kHz。
此外，D类放大器的输出电感的值必须尽可能小，以容许最大转换速率，从而容许待再现的音频频谱出现高频率。然而，电感的值的减小会产生以下两个有害影响：
-D类放大器的电感中的电流纹波与开关频率成反比，并且与电感的值成反比。然而，高频电流纹波会完全被A类模拟放大器吸收和耗散，这会导致明显的热耗散并且降低系统的性能；
-在通过A类放大器所消耗的电流对D类放大器进行比例积分(PI)反馈控制的情况下，保持稳定极限所需要的最大授权增益与D类放大器的电感的值成正比，并且与系统的所有的时间滞后和延迟的总和(其特别地包括微型控制器的计算时间滞后和使用PWM类型调节器所固有的时间滞后)成反比。
在开关晶体管的技术约束、待再现的带宽以及待供电的扬声器的典型阻抗之间所必须找到的折衷会导致在高于约10kHz的范围内出现过低的最大比例和过低的积分增益值，从而使得：在20kHz处，A类放大器所提供的电流与D类放大器所提供的电流的比率小于十分之一。在低频处，这种增益问题不存在，控制系统中的积分器具有非常高的增益。
文献WO2011/107,669中所实现的解决方案，即，包括将表示A类放大器的输入电压的信号与D类放大器的控制信号相加的解决方案，其目标在于：在A类放大器中没有任何电流的情况下，在D类放大器控制系统的积分器朝向零收敛之后，使得无论输入电压如何，耦合阻抗两端的电压以及穿过该耦合阻抗的电流均为零。然而，上述情况在当负载复阻抗和耦合电感的复阻抗具有不同的参数时是难以实现的，而通常是这样的情况，即，耦合阻抗具有非常低的电阻并且具有高电感，而负载的阻抗是基本上是电阻性的。
在这些条件下，当再现高频时，特别是超过10kHz时，A类放大器会受到高应力。
发明内容
本发明旨在：在高频下，将A类放大器所提供的电流与D类放大器所提供的电流之间的比率增大，从而使得能够减少A类放大器的热量，同时增大工作带宽。
为此，本发明涉及一种上述类型的音频放大器，其特征在于，出于控制的目的用于将表示所述参考电压发生器输出所提供的电流的信号引入作为所述功率电流发生器的输入的所述引入装置还能够引入信号，所述信号用于表示所述耦合电感的值与被提供至所述负载的电流相对于时间的导数的乘积。
根据具体实施例，音箱包括以下特征中的一个或多个特征：
-所述出于控制的目的，用于将表示所述参考电压发生器输出所提供的电流的信号引入作为所述功率电流发生器的输入的所述引入装置包括比例-积分-微分调节器；
-所述表示所述耦合电感的值与被提供至所述负载的电流相对于时间的导数的乘积的信号是所述耦合电感的值与输出端提供给负载的电流相对于时间的导数的乘积；
-所述出于控制的目的，用于将表示所述参考电压发生器输出所提供的电流的信号引入作为所述功率电流发生器的输入的所述引入装置能够引入包括如下两项信号的信号作为所述电流发生器的输入，所述两项信号包括：用于表示所述待放大的音频信号的信号，以及所述耦合电感的值与所述输出端提供给所述负载的电流相对于时间的导数的乘积；
-所述出于控制的目的用于将表示所述参考电压发生器输出所提供的电流的信号引入作为所述功率电流发生器的输入的所述引入装置能够引入包括所述耦合电感的值与所述参考电压发生器的输出端处所提供的电流的值的乘积的信号来作为用于表示所述参考电压发生器的输出端处所提供的电流的信号；
-所述放大器包括用于对所述功率电压发生器的输出端处所提供的电流进行测量的测量装置，以及包括用于基于所述功率电压发生器的输出端处所提供的电流来计算所述耦合电感的值的计算装置；
-所述放大器包括：一方面，用于根据所述参考电压发生器的输出端处所提供的电流和用于表示待放大的音频信号的信号来估算所述功率电压发生器的输出端处所提供的电流的装置；另一方面，用于基于所述功率电压发生器的输出端处所提供的电流来计算所述耦合电感的值的装置；
-所述用于估算所述功率电压发生器的输出端处所提供的电流的装置包括用于对所述功率电流发生器的控制信号与用于表示待放大的音频信号的信号之差除以所述耦合电感的估计值得到的商进行积分的级；
-所述出于控制的目的，用于引入用于表示所述参考电压发生器输出所提供的电流的信号，以及用于表示所述耦合电感的值与被提供给所述负载的电流相对于时间的导数的乘积来作为所述电流发生器的输入的所述引入装置包括在所述功率电流发生器的输入端处再引入具有预定延迟的所述功率电流发生器的控制信号；以及
-所述耦合电感的值大于1微亨利，并且所述出于控制的目的，引入用于表示所述参考电压发生器输出所提供的电流的信号，以及用于表示所述耦合电感的值与被提供给所述负载的电流相对于时间的导数的乘积的信号来作为所述电流发生器的输入的所述引入装置仅包括一个再引入装置，所述再引入装置用于在所述功率电流发生器的输入端处再引入具有预定延迟的所述功率电流发生器的控制信号。
附图说明
通过阅读仅作为示例提供的并且参考附图进行的以下描述，将更好地理解本发明，在附图中：
-图1是根据本发明的第一实施例的具有低失真和高性能的高保真音频放大器的电路图；
-图2是示出了不实施本发明的情况下以及实施本发明的情况下A类放大器所提供的电流值的曲线图；
图3、图4和图5是根据本发明的放大器的三个可替代实施例的电路图。
具体实施方式
图1所示的音频放大器10包括输入端12和输出端14，其中，输入端12能够接收待放大的模拟音频信号Vin，输出端14用于提供被放大的信号，该输出端14与包括扬声器16的负载连接。扬声器16不通过电阻元件直接连接至放大器的输出端14与接地端之间。
放大器的输入端12能够接收控制电压，该控制电压的参考是接地端。
放大器10包括功率电流源19和具有高线性和低输出阻抗的参考电压发生器18，其中，参考电压发生器18用于形成A类放大器，功率电流源19用于形成D类放大器，参考电压发生器18的输出端和功率电流源19的输出端直接耦接以形成放大器的输出端14。
功率电流源19包括功率电压发生器20和耦合电感22，该耦合电感22连接在功率电压发生器20的输出端，并且功率电压发生器20通过耦合电感22耦接至参考电压发生器18。耦合电感由具有低电阻的线圈形成。
参考电压发生器18的输入端连接至放大器的输入端12，而参考电压放大器18的输出端直接连接到输出端14，而无需插入任何电阻元件、电容元件或电感元件。
参考电压发生器18的输出端与功率电压发生器20的输出端连接在耦合点24处，耦合电感22设置在功率电压发生器20的输出端与耦合点24之间。
在所考虑的实施例中，耦合电感22包括以串联方式安装的两个电感23A、23B，并且这两个电感23A、23B的互连中点通过连接阻抗25连接到接地端。
耦合电感22的总电感介于1微亨利与1毫亨利之间。功率电流发生器20受控于控制单元25A。
参考电压发生器18包括由差分放大器表示的电压放大级26，电压放大级26的非反相输入端直接连接至输入端12，并且电压放大级26的反相输入端连接至反馈环27，反馈环27直接连接至差分放大器26的输出端。优选地，电压放大级由例如作为电压跟随器而被安装的运算放大器形成。
参考电压发生器18是具有高线性度和低输出阻抗的A类放大器。优选地，参考电压发生器的输出阻抗小于0.2欧姆。
差分放大器26由两个直流电压V+和V-来供电，并且差分放大器26在这些功率输入端上所消耗的电流分别表示为I+和I-。
差分放大器26的每个功率输入端上设置有用于测量所消耗的电流的测量装置28A、28B。
这些测量装置例如由如文献US 6,937,095中所描述的电流检测器形成。这些测量装置能够提供表示参考电压发生器在输出端所提供的电流的信息，发生器18形成的电流iA与发生器18所消耗的电流直接相关。
电流传感器28A、28B的输出端连接至加法器30，加法器30的输出端提供由参考电压发生器所消耗的电流iA，从而提供同一放大器的输出端的电流。控制单元25A包括线性调节器32，当线性调节器32连接至加法器30的输出端时，线性调节器接收电流iA作为输入。
调节器32包括线性放大级34、微分级36以及积分级38，线性放大级34、微分级36以及积分级38并联安装并且各自接收用于表示参考电压发生器18所消耗的电流之和iA的值作为输入。线性放大级34、微分级36以及积分级38的输出端连接至控制单元25A的加法器40。因此，调节器32能够提供用于表示参考发生器18输出电流的信号作为输出。
根据第一实施例，调节器32是比例积分(PI)调节器，该比例积分(PI)调节器仅集成了线性放大级32和积分级38，而没有集成微分级36。可替代地，调节器32是包括所有三个级34、36和38的比例积分微分(PID)级。
加法器40的另一个输入端连接至输入端12，加法器40经由线性放大级42来接收待放大的音乐信号Vin。
因此，功率电流发生器19、从而功率电压发生器20能够接收如下组合作为输入，该组合是来自输入端12的待放大的音频信号Vin与用于表示参考电压发生器18所消耗的电流iA的值的组合。
在所考虑的示例中，功率电压发生器20由作为跟随器而被安装的差分放大器50组成，该差分放大器50的反向输入端通过反馈环51连接至输出端。差分放大器50的非反向输入端通过延迟级54连接至由加法器40的输出端形成的控制单元25A的输出端。
根据第一实施例，差分放大器50由D类放大器(即，“推/拉”型放大器)组成，D类放大器包括沿其放大器分支反向串联安装的两个“MOSFET”晶体管，这两个晶体管使用脉宽调制法进行控制。在这种情况下，阻抗22由电感、电阻或上述两者组成。可替代地，这两个晶体管都使用西格玛/德尔塔(sigma/delta)定律来控制。
根据另一实施例，功率电压发生器20由A类放大器或AB类放大器组成。
有利地，无论耦合电感22是否包括线圈或电阻，耦合电感22在工作频率范围内的模量都小于十倍负载(即，扬声器16)的模量。
因此，例如，对于电阻为8欧姆的扬声器而言，在功率电流发生器19由AB类放大器组成的情况下，电感22小于10微亨(μH)。
类似地，在功率电压发生器20是由D类放大器组成的情况下，为了给电感为1毫亨(mH)并且电阻为4欧姆的扬声器供电，耦合电感的电感值低于100微亨(μH)。
根据本发明，电流发生器19的控制单元25A包括引入装置60，其出于控制的目的，用于引入如下两项作为电流发生器19的输入：除了用于表示参考电压发生器18输出的电流的信号之外，还有用于表示耦合电感22的值的信号SL。引入装置60的输出端连接至加法器40的输入端，以将信号SL考虑在内。
在图1的实施例中，这些引入装置60的输入端连接到用于测量电流ID的级62，且电流ID是功率电压发生器20的输出端所提供的并且该电流ID流过耦合电感22。级62连接至级60的加法器64，加法器64的另一输入端连接至加法器30的输出端，以接收电压发生器18的输出端所提供的强度iA。因此，在加法器64的输出处，获得在放大器的输出端14处提供给负载16的强度i负载，该强度i负载等于电压发生器的输出端处提供的强度iA与功率电流发生器19的输出端处提供的强度iD之和。加法器64的输出端连接至关于对时间微分的级66，该级66能够提供作为输出。
级66的输出端连接至乘法器68，乘法器68的另一输入端连接至级70，级70用于提供耦合电感22的值L(iD)，L(iD)是穿过耦合电感22的电流iD的函数。级70包括能够接收穿过电感22的强度iD的输入端，该输入端与测量级62连接。级70例如由具有预先录制的值的表组成，该表能够提供电感22的、作为该电感中流通的强度的函数的值L(iD)作为输出。
乘法器68的输出端与加法器40的输入端连接，并且提供信号SL，该信号SL等于耦合电感L(iD)与从输出端14提供至负载的电流相对于时间的微分的乘积，或者表示为
有利地，用于计算耦合电感的值的单元70的输出端连接至乘法器72的输入端，乘法器72的另一输入端连接至加法器30的输出端。乘法器72的输出端连接至调节器32的输入端，使得调节器32能够接收如下信号作为用于表示参考电压发生器18的输出端处提供的电流的iA信号：用于表示耦合电感22的值与参考电压发生器18的输出端处所提供的电流iA的乘积的信号LiA。
应当理解的是，利用这样的电路，所添加的用于控制功率电流发生器19的电压与调节器32的输出之和等于
如果调节器32的输出等于零(则参考电压发生器18不提供任何电流)，由于参考电压发生器18和功率电压发生器20具有单一增益，因此耦合点24处的电压等于Vin，并且参考电压发生器20的输出电压等于
于是，电感22两端的电压等于先前两个电压的差，即：
由此，可以立即得到电感22中穿过的电流为i负载，因为其中电流i穿过的电感L两端的电势差等于
在这些条件下，提供给负载16的所有电流都来自于功率电压发生器20。因此，为了使得比值最大化，信号是待提供给发生器20的电压的最佳估计量。
应当注意的是，无论放大器10的输出端14处所连接的负载16如何、无论被放大的信号的频率如何，以及无论放大器50的反馈控制的增益如何，前面的结果均是真实的。因此，虽然在理论上，A类参考电压发生器18不提供任何电流；然而，在实践中，A类参考电压发生器用于提供用来校正每个基本功能(微分器、积分器，L22的值等)的性能中的小缺陷的弱电流。
可以看出，基于穿过电感的电流iD而表现出变化很大(高达-50％)且完全非线性的电感的值L(iD)，根据本发明的电路使得：一方面，能够基于穿过电感的电流来对在被提供给功率电压发生器20的电压的估计量的计算过程中所使用的值L进行调整，另一方面，能够通过将L(iD)的值关联至穿过电感的电流iD的非线性函数来对反馈控制的反向反馈增益进行控制，以便于使得针对穿过电感22的任意电流值的反馈控制的增益最大化，并且避免在设计放大器时，仅仅出于电流峰值下耦合电感L的值会降低50％的考虑，必须提供增益裕度为比率2。
可以看出，如图2所示，添加所述校正大大地减小了频率为20kHz的情况下A类放大器所提供的电流的值。
A类放大器的峰值电流仅为150毫安(如图2中的下方曲线所示)，而不是现有技术中的1500毫安(如图2中的上方曲线所示)。然后，将A类放大器中的损耗除以大约十，其分解如下：
-当电感中的电流远低于饱和电流时，与可能的增益加倍有关的比率2；以及
-与新的电压设定点有关的比率5。
在下面的附图中，示出了根据本发明的放大器的可替代实施例，下图中的、与图1中附图标记相同的附图标记用于表示相同或相应的元件。
图3中所示出的可替代实施例没有用于测量功率电压发生器输出端所提供的电流iD的单元62。使用单元82代替了单元62，单元82用于对功率电压发生器20的输出端处提供的电流iD进行估算。
估计器80包括第一输入端，该第一输入端连接至线性放大级42的输出端，以接收待放大的音乐信号Vin。估计器80的第二输入端连接至功率电流发生器19的控制单元25A的输出端。所述第二输入端连接至等同于延迟单元54的延迟单元84。
延迟单元84的输出端连接至减法级86，该减法级86的另一输入端连接至线性放大级42的输出端，以接收待放大的音乐信号VIM。因此，减法器86能够计算功率电流发生器19的输入端处引入的、被延迟了τ的控制信号与待放大的音乐信号VIM之差。减法器86的输出端连接至除法器88的输入端，除法器88的另一输入端连接至单元90，单元90基于穿过耦合电感22的电流来计算耦合电感22的值。除法器88能够将减法器86得到的差值除以所计算出的电感L。
除法器88的输出量进入到积分器92中，该积分器92的输出端提供了参考电压发生器20所提供的强度iD的估值。为了基于所估算的强度iD在单元90的输出端处提供电感，积分器92的输出端还连接至单元90的输入端，以用于估算耦合电感L的值。
应当理解的是，利用该实施例，可以获得与上述实施例相同的效果，而没有必要具有用于测量强度iD的单元，仅对该强度进行了估算。
在这里，所述估计器通过对耦合电感22的边缘处所估计的电势差进行积分而起作用，并且使用估计器的当前值或之前的值来基于穿过耦合电感22的电流iD来对值L的估值进行非线性计算。
如图4所示，可以对估算器80和装置60中实现的某些计算单元进行重新布置并简化，以减小舍入误差，特别是微分的误差。这种重新布置使用了如下数学特性：
-和的微分等于微分之和；
-函数的积分的微分等于该函数；以及
-加法是可交换和可结合的。
在图4的该实施例中，存在针对iD的估算器80，但是，该估算器80的输出端不再用于控制单元25A的输出端，而是仅用于基于穿过电感22的电流来确定该电感22的值L。因此，在该实施例中，去掉了图1和图3中的加法器64。这种情况是可能的，因为单元92和单元66中执行了逆积分操作和微分操作。
对于图5，并非根据穿过耦合电感的强度iD来设定耦合电感的值L。这种情况是可能的，因为假定电感22对于电流而言具有过大的耦合电感值，并且对于电感22而言，磁饱和现象可忽略不计。可替代地，可以在不使用铁磁材料(空气电感)的情况下制造电感22，或者电感22在其磁路中具有间隙。当磁饱和现象小于10％时，可以认为磁饱和现象可忽略不计。在这种情况下，对于50A的电流而言，过大的耦合电感介于0.1微亨(μH)与100微亨(μH)之间。
在这种情况下，控制块被简化，并且加法器40仅接收被延迟单元84延迟了τ的控制信号作为输入。
根据另一实施例，根据文献FR 2,873,872所描述的组件，电感22两端所测量的电势差以及耦合点24与输出端14之间所设置的互补电阻给出了引入到PID调节器32的、表示参考电压发生器所提供的电流的值。
Claims (10)
1.一种音频放大器，包括：
-用于待放大的音频信号(Vin)的输入端(12)，以及用于基于被放大的音频信号向负载(16)供电的输出端(14)；
-参考电压发生器(18)，其能够接收所述待放大的音频信号(Vin)作为输入；
-包括功率电压发生器(20)的功率电流发生器(19)，所述功率电压发生器(20)的输出端通过耦合电感(22)被连接至所述参考电压发生器(18)的输出端；以及
-引入装置(32，40，42，60)，所述引入装置出于控制的目的用于将表示所述参考电压发生器(18)输出所提供的电流(iA)的信号引入作为所述功率电流发生器(19)的输入；
其特征在于：
-所述引入装置(32，40，42，60)还能够引入信号所述信号用于表示所述耦合电感(22)的值(L(iD))与被提供至所述负载(16)的电流相对于时间的导数的乘积。
2.根据权利要求1所述的放大器，其特征在于，所述引入装置(32，40，42，60)包括比例-积分-微分(PID)调节器(32)。
3.根据前述任一权利要求所述的放大器，其特征在于，所述用于表示所述耦合电感(22)的值(L(iD))与被提供至所述负载(16)的电流相对于时间的导数的乘积的所述信号是所述耦合电感(22)的值(L(iD))与所述输出端(14)提供给所述负载(16)的电流相对于时间的导数的乘积。
4.根据权利要求2和3所述的放大器，其特征在于，所述引入装置(32，40，42，60)能够引入包括如下两项信号的信号作为所述电流发生器(20)的输入，所述两项信号包括：用于表示所述待放大的音频信号(Vin)的信号，以及所述耦合电感的值(L(iD))与所述输出端(14)提供给所述负载(16)的电流相对于时间的导数的乘积。
5.根据前述任一权利要求所述的放大器，其特征在于，所述引入装置(32，40，42，60)能够引入信号(LiA)来作为用于表示所述参考电压发生器(18)的输出端处所提供的电流(iA)的信号，所述信号(LiA)包括所述耦合电感(22)的值(L)与所述参考电压发生器(18)的输出端处所提供的电流(iA)的值的乘积。
6.根据前述任一权利要求所述的放大器，其特征在于，所述放大器包括测量装置(62)和计算装置(70)，所述测量装置(62)用于对所述功率电压发生器(20)的输出端处所提供的电流(iD)进行测量，且所述计算装置(70)用于基于所述功率电压发生器(20)的输出端处所提供的电流(iD)来计算所述耦合电感(22)的值(L)。
7.根据权利要求1至5所述的放大器，其特征在于，所述放大器包括：一方面，用于根据所述参考电压发生器(18)的输出端处所提供的电流(iA)和用于表示所述待放大的音频信号(Vin)的信号来估算所述功率电压发生器(20)的输出端处所提供的电流(iD)的装置(82)；另一方面，用于基于所述功率电压发生器(20)的输出端处所提供的电流(iD)来计算所述耦合电感(22)的值(L)的装置。
8.根据权利要求7所述的放大器，其特征在于，所述用于估算所述功率电压发生器(20)的输出端处所提供的电流(iD)的装置(82)包括级(86，88，92)，所述级(86，88，92)用于对所述功率电流发生器(20)的控制信号与用于表示所述待放大的音频信号(Vin)的信号之差除以所述耦合电感(22)的估计值得到的商进行积分。
9.根据权利要求3和7所述的放大器，其特征在于，所述出于控制的目的，用于引入用于表示所述参考电压发生器(18)输出所提供的电流(iA)的信号，以及用于表示所述耦合电感(22)的值(L(iD))与被提供给所述负载(16)的电流相对于时间的导数的乘积来作为所述电流发生器(19)的输入的所述引入装置(32，40，42，60)包括在所述功率电流发生器(20)的输入端处再引入具有预定延迟(τ)的所述功率电流发生器(20)的控制信号。
10.根据权利要求9所述的放大器，其特征在于，所述耦合电感(22)的值大于1微亨，并且所述出于控制的目的，用于引入用于表示所述参考电压发生器(18)输出所提供的电流(iA)的信号，以及用于表示所述耦合电感(22)的值(L(iD))与被提供给所述负载(16)的电流相对于时间的导数的乘积的信号来作为所述电流发生器(19)的输入的所述引入装置(32，40，42，60)包括一个再引入装置(40，84)，所述再引入装置(40，84)用于在所述功率电流发生器(20)的输入端处再引入具有预定延迟(τ)的所述功率电流发生器(20)的控制信号。
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