CN1329389A - Dc－dc变换器 - Google Patents

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Abstract

一种DC－DC变换器对于直流电源Ei连接1次线圈N1与主开关Q1的串联电路,对于主开关Q1并联地连接局部共振用电容器C1,2次线圈N2上连接平滑电路,对于1次线圈N1与主开关Q1的串联电路并联地连接3次线圈N3和4次线圈N4、共振用电感线圈L1、第1辅助二极管Da、辅助开关Q2的串联电路,对于4次线圈N4和共振用电感线圈L1、第1辅助二极管Da、辅助开关Q2的串联电路并联地连接第2辅助二极管Db。

Description

DC-DC变换器
本发明涉及能够进行直流电压通断的开关的ZVS(零压切换)的直流-直流变换器，即DC-DC变换器。
众所周知的变换器为直流电源的一端与另一端之间连接变压器的1次线圈和开关的串联电路、变压器的2次线圈处连接整流平滑电路并在开关处并联连接了局部共振用电容器的回扫式DC-DC变换器。
此种回扫式DC-DC变换器在开关的接通期间变压器中积蓄能量，在开关的切断期间变压器中积蓄的能量向负载侧释放。由于在开关切断时局部共振用电容器的电压逐渐上升，所以能形成ZVS。相对于此，当开关接通时局部共振用电容器中残留有电荷时，由于此电荷经开关进行放电，会产生电力损失。为降低此电力损失，已知的方法是在开关接通前将局部共振用电容器中积蓄的能量加以释放。开关接通时典型的ZVS的方法是在开关切断期间于开关接通时变压器中积蓄的能量释放结束后，通过1次线圈的电感和共振用电容器的共振使共振用电容器的电荷加以释放，在共振用电容器的电压即开关的电压实质上成为零时，将开关控制在接通状态。其结果形成开关接通时的零电压开关作用即ZVS。
当DC-DC变换器的输入电压在100V～230V样大幅度变化时，输入电压高时开关的接通时间幅度变狭、变压器中积蓄的能量变小，其释放时间也变短。因此，在积蓄的能量释放结束后，由共振用电容器和1次线圈组成的共振电路中重复流入振动电流，不仅限于开关接通时共振用电容器电荷为零。其结果，出现开关的接通不为ZVS、开关作用损失变大、DC-DC变换器的效率降低。上述问题在负荷大幅度变化的DC-DC变换器中，即使为轻负荷时也会出现。
本发明的目的旨在提供一种不受开关的接通时间幅度变化限制的开关接通时和切断时二者都能进行ZVS的DC-DC变换器。
为解决上述课题、达到上述目的的本发明系关于DC-DC变换器的装置是为负荷提供直流电力的DC-DC变换器，其特征在于设有下列装置，提供直流电压的第1及第2直流电源端子；具有相互电磁结合着的1次线圈与2次线圈、3次线圈、4次线圈的变压器；连接于上述2次线圈的整流平滑电路；第1及第2开关；由并联连接于上述第1开关的电容器或寄生电容组成的共振用电容器装置；由共振用电感线圈或上述变压器的漏电感组成的共振用电感装置；第1及第2二极管；开关控制电路。上述1次线圈的一端连接于上述第1直流电源端子，上述第1开关连接于上述1次线圈的另一端和上述第2直流电源端子之间，上述3次线圈和上述4次线圈以及上述共振用电感装置、上述第1二极管、上述第2开关相互串联地连接，且相对上述1次线圈和上述第1开关的串联电路进行并联连接，上述第1二极管具有根据来自上述第1及第2直流电源端子输送的直流电压做顺向偏置的方向性，上述第2二极管具有根据来自上述第1及第2直流电源端子输送的直流电压做逆向偏置的方向性，且对于由上述4次线圈和上述共振用电感装置以及上述第1二极管、上述第2二开关组成的串联电路进行并联地连接，上述开关控制电路在发生对上述第1开关进行接通/切断控制的第1控制信号的同时发生对上述第2开关进行接通/切断控制的第2控制信号，上述第2控制信号在比上述第1开关的接通开始时刻(t1)更早的时刻(t0)开始上述第2开关的接通控制，在上述第1开关的接通结束时刻(t5)或在比此接通结束时刻(t5)更早的时刻(t4)结束上述第2开关的接通控制。
如方案2所示，第1开关上最好并联连接二极管。
又如方案3所示，将整流平滑电路以整流用二极管和平滑用电容器构成，整流用二极管能在第1开关切断期间以2次线圈得到的电压进行导通式的构成。
又如方案4所示，3次线圈及4次线圈的极性最好为与1次线圈一致的结构。
又，控制电路最好为方案5或6所示的结构。
方案5为上述控制电路由下列装置组成，即
为获得表示上述整流平滑电路输出电压大小的第1电压的输出电压检测装置；
为获得比上述第1电压还低的第2电压的装置；
发生三角波电压或锯波电压形成的比较用波形的比较用波形发生器；
将上述第1电压与上述比较用波形进行比较后形成上述第1控制信号再送至上述第1开关的第1比较器；
将上述第2电压与上述比较用波形进行比较的第2比较器；
对上述第2比较器输出脉冲的前沿进行应答并发生将上述第2开关接通的脉冲，在比上述第1开关接通结束时刻更早结束上述脉冲发生的脉冲发生装置。
方案6为上述控制电路由下列装置组成，即
为获得表示上述整流平滑电路输出电压大小的第1电压的输出电压检测装置；
为获得比上述第1电压还低的第2电压的装置；
发生三角波电压或锯波电压形成的比较用波形的比较用波形发生器；
将上述第1电压与上述比较用波形进行比较后形成第1脉冲的第1比较器；
将上述第2电压与上述比较用波形进行比较后形成第2脉冲的第2比较器；
将上述第1脉冲的前沿进行检测的第1前沿检测装置；
将上述第1脉冲的后沿进行检测的第1后沿检测装置；
将上述第2脉冲的前沿进行检测的第2前沿检测装置；
将上述第2脉冲的后沿进行检测的第2后沿检测装置；
对上述第1前沿检测装置的输出进行应答并形成置位状态、对上述第2后沿检测装置的输出进行应答并形成复位状态，然后输出上述第1控制信号的第1触发器；
对上述第2前沿检测装置的输出进行应答并形成置位状态、对上述第1后沿检测装置的输出进行应答并形成复位状态，然后输出上述第2控制信号的第2触发器。
根据发明可知，通过第2开关强制性释放共振用电容器的电荷，能使第1开关的电压为零伏，因此能稳定地形成第1开关接通时的零电压开关作用即ZVS。其结果，能进行第1开关接通时和切断时两方面的ZVS，并能提高DC-DC变换器的效率。
又，即使第1开关的接通时幅度发生变化，共振用电容器因能依存第2开关进行强制性放电，所以能进行第1开关接通时的ZVS。
又，第2开关接通时形成零电流开关作用即ZVS，因在此接通时形成ZVS，所以能够抑制由于第2开关的设置增大的电力损失。
又，方案5及6中，能够简单地构成控制电路。
图1所示为本发明实施例1的DC-DC变换器的电路图；
图2为具体表述图1控制电路的方框图；
图3为大概描述图1的DC-DC变换器各部电压及电流的波形图；
图4所示为图2各部电压的波形图；
图5所示为实施例2的DC-DC变换器控制电路的电路图；
图6所示为图5各部电压的波形图。
下面参照图1～图6，就本发明的实施例进行说明。实施例1
按照本发明实施例1的图1所示的回扫式DC-DC变换器的设置如下。即连接在由整流平滑电路形成的直流电源Ei上的第1及第2直流电源端子1a、1b；具有相互电磁结合着的1次线圈N1和2次线圈N2、3次线圈仪3、4次线圈N4的变压器T；作为由FET组成的第1开关的主开关Q1；也可称作主电容器的共振用电容器C1；第1主二极管D1；连接于2次线圈N2和输出端子2a、2b之间的整流平滑电路3；开关控制电路4；作为由FET组成的第2开关的辅助开关Q2；第2主二极管D2；作为共振用电感装置的共振用电感线圈L1；第1及第2辅助二极管Da、Db。再有，在本申请专利的权利要求范围内，第1及第2辅助二极管Da、Db称作第1及第2二极管，第1主二极管D1称作第3二极管。
变压器T的1次线圈N1、2次线圈N2、3次线圈N3及4次线圈N4绕在磁芯F上，它们的极性在图1中以黑点所示加以设定。即2次线圈N2的极性与1次线圈N1的极性相反。又，3次线圈N3及4次线圈N4的极性以电源Ei的电压为基准，与1次线圈N1的极性相同。又，在图1的实施例中设定1次线圈N1与3次线圈N3的圈数相同，4次线圈N4的圈数比1次线圈N1和3次线圈N3的圈数少。其原因出自开关Q2的耐压问题1，当N4与N1或N3圈数相同时，由
Vq2＝Vq1＋(N4/N3)Ei
的关系，得知开关Q2上所需的电压是开关Q1上加载电压的约2倍。为此，在开关元件耐压能够允许的范围内进行圈数调整。AC100V系时线圈N 4即使与线圈N1、N3相同也问题不大，而在国际上采用的AC200V系时，最好将线圈N4的圈数确定为线圈N3圈数的20％～50％左右。
1次线圈N1的一端连接着第1直流电源端子1a。第1开关Q1连接于1次线圈N1的另一端与接地侧的第2直流电源端子1b之间。能称作主电容器或局部共振用电容器或减振用电容器的共振用电容器C1及第1主二极管D1与主开关Q1并联连接。再有，第1主二极管D1具有以电源Ei的电压做逆向偏置的方向性。又，能够将共振用电容器C1作为主开关Q1的主端子间即漏-源间的寄生容量。又，为流过逆向电流的第1主二极管D1能够作为主开关Q1的内藏或寄生二极管。整流平滑电路3由整流用二极管D0和平滑用电容器C0组成。平滑用电容器C0经整流用二极管D0并联连接于2次线圈N2上。2次线圈N2的极性与1次线圈N1的极性相反，因此，当1次线圈N1加载了电源Ei的电压时，整流用二极管D0保持在非导通状态，主开关Q1切断期间以变压器T1积蓄能量的释放产生的2次线圈N2的电压导通整流用二极管D0，然后对平滑用电容器C0进行充电，并向输出端子2a、2b间的负载R0输出电力。
3次线圈N3与4次线圈N4、共振用电感线圈L1、第1辅助二极管Da、辅助开关Q2相互串联地连接，形成共振用辅助电路。此辅助电路对于1次线圈N1和主开关Q1的串联电路及电源Ei分别并联连接着。第1辅助二极管Da具有以电源Ei的电压做顺向偏置的方向性。辅助开关Q2上并联地连接着第2主二极管D2。再有，能将第2主二极管D2作为辅助开关Q1的内藏即寄生二极管。第2辅助二极管Db对于由N4-L1-Da-Q2组成的辅助电路做并联地连接。第2辅助二极管Db具有根据电源Ei的电压做逆向偏置的方向性。开关控制电路4连接于输出端子2a、2b与主开关Q1的控制端子即门和辅助开关Q2的控制端子即门处，主开关Q1处输送图3(A)所示的第1控制信号Vg1，辅助开关Q2处输送图3(B)所示的第2控制信号Vg2。
图1的控制电路4由图2所示的电压检测电路11和差动放大器12、基准电压源13、作为比较用示波器的三角波发生器14、第1比较器15、电平设定电路16、第2比较器17、作为时钟的单稳多谐振荡器(MMV)18组成。电压检测电路11进行输出端子2a、2b间的电压检测并将此检测值送至差动放大器12。差动放大器12将相当于上述检测值与基准电压源13的基准电压之差的差电压即第1电压V1送至第1比较器15。接着，由电压检测电路11和差动放大器12、基准电压源13构成为获得第1电压V1的输出电压检测装置。第1比较器15将图4所示的差电压V1和三角波发生器14的具有20～150kHz的重复频率的三角波电压Vt进行比较后形成图4(B)所示的PWM脉冲，再将其作为第1控制信号Vg1送至主开关Q1的门。再有，替代三角波发生器14，作为比较用波形可以使用发生锯波电压的锯波发生器。电平设定电路16以电阻R1、R2分割差动放大器12的输出电压V1并输出比差动放大器12的输出电压V1稍低电平的第2电压V2。接着，电平设定电路16作为获得第2电压V2的装置起作用。第2比较器17将三角波发生器14的三角波电压Vt与电平设定电路16的输出电压V2进行比较后形成图4(C)所示的比第1比较器15的PWM脉冲稍宽的脉冲。第2比较器17输出脉冲的上升时刻t0比第1比较器15输出脉冲的上升时刻t1稍早。MMV18以第2比较器17输出脉冲的上升而触发，形成图4(D)的脉冲。图4(D)的t0～t4期间所示的脉冲与图3(B)的t0～t4期间的脉冲为同一脉冲。可以将MMV18输出脉冲的下降时刻即辅助开关Q2的接通结束时刻延长至主开关Q1的接通结束时刻t5。总之，辅助开关Q2最迟可在t5时刻进行切断控制。图4(D)的脉冲可送至辅助开关Q2的门。
下面将图1中变换器的动作参照图3及图4的波形图加以说明。为便于说明，有时仅将电流路线以电路要素的参照符号来表示。
(t0以前及t6～t7期间)
在图3的比t0更早的期间及t6～t7期间，主开关Q1和辅助开关Q2二者为切断状态。此期间主开关Q1依靠释放接通时变压器T1中积蓄的能量向2次线圈N2发生用于二极管D0顺方向脉冲的电压，形成图3(G)所示的二极管D0的导通状态，产生向平滑用电容器C0的充电及向负载R0的电力输送。
(t0～t1期间)
在从辅助开关Q2成为接通状态的t0时刻到主开关Q1成为接通状态的t1时刻的t0～t1期间，通过共振动作释放共振用电容器C1的电荷，此电压即主开关Q1的电压Vq1逐渐向零下降。也就是说，在t0～t1期间，因为辅助开关Q2为接通状态，所以由电源Ei-3次线圈N3-4次线圈N4-共振用电感线圈L1-第1辅助二极管Da-辅助开关Q2组成的第1回路的电流和由共振用电容器C1-1次线圈N1-3次线圈N3-4次线圈N4-共振用电感线圈L1-第1辅助二极管Da-辅助开关Q2组成的第2回路的电流流动。当3次线圈N3及4次线圈N4流过第1回路的电流时，2次线圈N2上产生令整流用二极管D0做逆向偏置的电压，因此该二极管D0转换为非通状态，如图3(G)所示，二极管D0的电流Id0为0。由此，共振用电容器C1的放电成为可能，共振用电容器C1的放电电流流动，主开关Q1的漏-源间电压Vq1如图3(C)所示逐渐下降，在t1时刻变为实质的零。再有，辅助开关Q2上串联地连接着电感线圈L1，因此辅助开关Q2的电流Iq2如图3(F)所示从t0逐渐增大。其结果形成辅助开关Q2的零电流开关作用。
(t1～t2期间)
当在t1～t2期间的开始时刻t1进行主开关Q1的接通控制时，由于在t1时刻主开关Q1的电压Vq1实质为零，所以形成ZVS，主开关Q1的开关作用损失很小。在此t1～t2期间，通过释放先前在t0～t1期间共振用电感线圈L1中积蓄的能量，共振用电感线圈L1-第1辅助二极管Da-辅助开关Q2-第1主二极管D1或主开关Q1-1次线圈N1-3次线圈N3-4次线圈N4的回路上电流流动。又，在此t1～t2期间，共振用电感线圈L1-第1辅助二极管Da-辅助开关Q2-电源Ei-3次线圈N3-4次线圈N4的回路上电流也流动，还有，L1-Da-Q2-Db-N4的回路的电流也流动。再有，图3(D)的电流Iq1表示主开关Q1的电流和第1主二极管D1的电流的合计。这样，电流流过第1主二极管D1时，电流Iq1为负。
在t1～t2期间3次线圈N3及4次线圈N4中电流流动时，2次线圈N2中感应生成令整流用二极管D0做逆向偏置的电压。这样便能阻止从变压器T向负载R0的电力输送，并能在变压器T中积蓄能量。也就是说，从电感线圈L1释放的能量被积蓄在变压器T中。
(t2～t3期间)
当在t2时刻第1主二极管D1及第2辅助二极管Db的顺向偏置状态不能维持时，L1-Da-Q2-D1-N1-N3-N4回路的电流为零，且L1-Da-Q2-Db-N4回路的电流Idb也为零。这样，共振用电感线圈L1的残余能量就能在t2～t3期间以L1-Da-Q2-Ei-N3-N4的回路进行释放。
主开关Q1从t1时刻开始进行接通控制，因此在t2～t3期间由Ei-N1-Q1回路流过主开关Q1的正向电流Iq1。此时，整流二极管D0为非通状态，因此产生对具有电感的变压器T的能量积蓄。
(t3～t4期间)
t3～t4期间相当于图3(F)所示的从辅助开关Q2的电流Iq2为零的时刻t3到辅助开关Q2进行切断控制的时刻t4的期间。t3～t4期间虽然辅助开关Q2维持在接通控制，但由于第1辅助二极管Da保持在逆向偏置状态，所以流经辅助开关Q2的电流Iq2不流动。这样，t3～t4期间只有Ei-N1-Q1回路的电流流动，并产生对变压器T的能量积蓄。
辅助开关Q2的接通结束时刻设定在主开关Q1的接通开始时刻t1与接通结束时刻t5之间。辅助开关Q2的理想接通结束时刻为图3的t3～t5期间。又，辅助开关Q2的接通开始时刻t0通过共振动作能够将主开关Q1的电压Vq1在主开关Q1的接通开始时刻t1处实质地形成零。也就是说，t0～t1期间确定了为实质性释放共振用电容器C1的全电荷所需的时间。主开关Q1的电压Vq1从t0时刻的值变为t1时刻的值的时间长度取决于共振电路的电路常数。图2的电平设定电路16是为设定能够在图3的t0～t1期间获得第2比较器17的输入电平的电路。
主开关Q1的接通时刻最好是从该电压Vq1为零的时刻t1到t2时刻期间的任意时刻。这里，t2时刻是第1主二极管D1的导通状态结束的时刻。在共振用电容器C1的电压为零且第1主二极管D1导通的t1～t2期间，主开关Q1的电压Vq1实质为零，因此当在t1～t2期间对主开关Q1加载门信号Vg1时，能够形成ZVS。
图3中主开关Q1的门信号Vg1虽然在t1时刻进行了加载，但考虑到门信号Vg1发生时刻的标准离差，最好在t1时刻和t2时刻的中间时刻使门信号Vg1从低电平转换为高电平。但是，尽管主开关Q1的接通控制开始时刻比其电压Vq1为零的t1还早，若其电压Vq1是从t0时刻开始下降之后，其电压Vq1也能够仅在下降中得到减少开关作用损失的效果。又，尽管主开关Q1的接通控制开始时刻比t2还稍迟，也能得到减少开关作用损失的效果。也就是说，若为在t2主开关Q1不形成接通，尽管共振用电容器C1的充电开始了，若其电压为比t0时刻主开关Q1的电压Vq1还低的范围的话，仅在其低状态减少开关作用损失。这样，主开关Q1的接通控制开始的可能时刻，是比将辅助开关Q2进行了接通控制的时刻还迟且主开关Q1的电压Vq1比t0时刻主开关Q1的电压Vq1还低的期间内的任意时刻。图3中，辅助开关Q2的切断控制结束时刻是比图3(F)所示的辅助开关Q2的电流Iq2为零的时刻t3还迟的t4，因此能形成辅助开关Q2切断时的零电流开关作用，减少辅助开关Q2的电力损失。
(t4～t5期间)
在t4～t5期间，同前面的t3～t4期间一样，电流在电源Ei-1次线圈N1-主开关Q1的回路流动，变压器T1中积蓄能量。再有，由于1次线圈N1具有电感，所以1次线圈N1的电流随时间增大。在此t4～t5期间整流二极管D0为非通状态，由平滑用电容器C0对负载R0输送电力。
(t5～t6期间)
t5～t6期间是主开关Q1的切断过渡期间。在t5时刻进行主开关Q1的切断控制，当其成为切断控制时，共振用电容器C1逐渐充电，其电压及主开关Q1的电压Vq1如图3(C)所示的逐渐上升。其结果形成主开关Q1切断时的ZVS，减少了开关作用的损失。又，能够抑制切断时的噪声。再有，在t5～t6期间，变压器T的积蓄能量开始逐渐释放，整流用二极管D0的电流Id0开始如图3(G)所示的流动。
t6～t7期间是与将形成t1前的期间相同的期间。由此，从t7时刻之后重复同t0～t7期间相同的动作。
输出端子2a、2b间的电压若比目标值高时，图4(A)所示的差动放大器12的输出电压V1及电平设定电路16的输出电压V2变高，比较器15、17的输出脉冲的幅度变狭。当第1比较器15的输出脉冲的幅度变狭时，主开关Q1的能率比变小，经变压器T向负载R0输送的电力变少。在输出电压比目标值还低时，则形成与上述变高时相反的动作。
通过本实施例的DC-DC变换器能够获得如下效果。
(1)能够通过比较简单的电路形成主开关Q1的切断时与接通时二者的ZVS，还能形成辅助开关Q2切断时的ZVS与接通时的零电流开关(ZCS)。其结果，能减少DC-DC变换器的电力损失、提高效率。还能实现主开关Q1及辅助开关Q2的散热装置的小型化。
(2)即使主开关Q1的接通时间幅度变狭，也能稳定地形成ZVS。也就是说，将辅助开关Q2在主开关Q1接通之前先接通，强制性释放共振用电容器C1的电荷，而后，因主开关Q1为接通，能使主开关接通时的ZVS同共振用电容器C1的电荷的大小及变压器T的积蓄能量的释放结束时刻的变化互不相关。
(3)通过辅助开关Q2使共振用电容器C1强制性释放、主开关Q1的电压Vq1为零，以此状态进行主开关Q1的接通控制，因此能够不受限于电源Ei的电压的变化或因负载R0变化的主开关Q1的控制脉冲的幅度的变化，确实地形成主开关Q1接通时的ZVS。
(4)如图2所示，对由三角波发生器14和第1比较器15组成的一般性PWM脉冲形成电路，能够通过附加电平设定电路16和第2比较器17、MMV18这些简单的结构进行辅助开关Q2的控制。
实施例2
下面参照图5及图6对实施例2的DC-DC变换器加以说明。实施例2的DC-DC变换器设有将图1的实施例1的DC-DC变换器的控制电路4变形后的控制电路4a，其他与图1的结构相同。因而，除控制电路4a之外，略去参照图1及其说明。又，表示实施例2的控制电路4a的图5中与图2的控制电路4实质相同的部分附有相同的符号，其说明省略。
图5中第1及第2比较器15、17的输入/出如图6(A)(B)(C)所示、与图4(A)(B)(C)所示相同。第1前沿检测电路21为图6(B)上所示的第1比较器15的输出脉冲的前沿即进行上升应答并输出图6(D)的t1时刻所示的第1触发脉冲P1的电路。第1后沿检测电路22为图6(E)所示的第1比较器15的输出脉冲的后沿即进行下降应答并输出图6(E)的t4时刻所示的第2触发脉冲P2的电路。第2前沿检测电路23为图6(C)所示的第2比较器17的输出脉冲的前沿即进行上升应答并输出图6(F)的t1时刻所示的第3触发脉冲P3的电路。第2后沿检测电路24为图6(c)所示的第2比较器17的输出脉冲的后沿即进行下降应答并输出图6(G)的t5时刻所示的第4触发脉冲P4的电路。第1RS触发器设有连接第1前沿检测电路21的置位端子S和连接第2后沿检测电路24的复位端子R，是对第1触发脉冲P1进行应答并形成置位状态、对第4触发脉冲P4进行应答并形成复位状态、形成由图6(H)的t1～t5所示脉冲组成的第1控制信号Vg1并送至图1的主开关Q1的装置。第2RS触发器26设有连接第2前沿检测电路23的置位端子S和连接第1后沿检测电路22的复位端子R，是对第3触发脉冲P3进行应答并形成置位状态、对第2触发脉冲进行应答并形成复位状态、将形成由图6(I)的t0～t4所示脉冲组成的第2控制信号Vg2并送至辅助开关Q2的装置。
图1的主开关Q1对图6(H)的第1控制信号Vg1做出应答、执行接通/切断，辅助开关Q2对图6(I)的第2控制信号Vg2做出应答、执行接通/切断。
图6(H)(I)的第1及第2控制信号Vg1、Vg2相互间的时间关系同图4(B)(D)的脉冲的相互间的时间关系一样，因此，通过图5的控制电路4a也能同图2的控制电路4实质上一样地进行主开关Q1、辅助开关Q2的控制。为此，通过实施例2也能获得同实施例1一样的效果。又，由于实施例2中第2控制信号Vg2的脉冲幅度同第1控制信号Vg1的脉冲幅度联动并变化，因此具有能不受限于第2控制信号Vg2的脉冲幅度并自由确定第1控制信号Vg1的脉冲幅度的作用。
本发明不仅限于上述实施例，还能有下列变形。
(1)主开关Q1及辅助开关Q2的任意一方或两方可采用FET之外的双极晶体管、IGBT(绝缘门型双极晶体管)等的其它半导体开关元件。
(2)可省去电感线圈L1，替换为使3次线圈N3及4次线圈N4对于1次线圈N1呈疏结合以加大漏电感应并能将3次线圈N3和4次线圈N4的任意一方的电感线圈作为共振用电感线圈。
(3)图1中1次线圈N1和3次线圈N3、4次线圈N4的圈数相同，而它们相互间的圈数比可变。例如能将1次线圈N1和3次线圈N3保持相同圈数，将4次线圈N4的圈数取不同于3次线圈N3的值。
(4)本发明也适用于主开关Q1接通时整流二极管D0为接通的正向型DC-DC变换器。
(5)电压检测电路11的输出能不经差动放大器12直接连接在第1比较器15及电平设定电路16上。

Claims (6)

1、一种为对负载提供直流电力的DC-DC变换器，其特征在于，
设有用于提供直流电压的第1及第2直流电源端子和具有相互电磁结合着的1次线圈、2次线圈、3次线圈、4次线圈的变压器、连接于上述2次线圈的整流平滑电路、第1及第2开关、由并联连接于上述第1开关的电容器或寄生电容组成的共振用电容装置、由共振用电感线圈或上述变压器的漏电感组成的共振用电感装置、第1及第2二极管、开关控制电路；
上述1次线圈的一端连接于上述第1直流电源端子；
上述第1开关连接于上述1次线圈的另一端与上述第2直流电源端子之间；
上述3次线圈和上述4次线圈、上述共振用电感装置、上述第1二极管、上述第2开关相互串联地连接且对于上述1次线圈和上述第1开关的串联电路进行并联连接；
上述第1二极管具有根据来自上述第1及第2直流电源端子供给的直流电压做顺向偏置的方向性；
上述第2二极管具有根据来自上述第1及第2直流电源端子供给的直流电压做逆向偏置的方向性，且对于由上述4次线圈和上述共振用电感装置、上述第1二极管、上述第2开关组成的串联电路进行并联地连接；
上述开关控制电路是在发生将上述第1开关进行接通/切断控制的第1控制信号的同时发生将上述第2开关进行接通/切断控制的第2控制信号的电路，上述第2控制信号在比上述第1开关的接通开始时刻(t1)更早的时刻(t0)开始上述第2开关的接通控制，上述第1开关的接通结束时刻(t5)或在比此接通结束时刻(t5)更早的时刻(t4)结束上述第2开关的接通控制。
2、权利要求项1所述的DC-DC变换器，其特征在于设有第3二极管，该二极管并联地连接于上述第1开关且具有根据由上述第1及第2直流电源端子提供的直流电压做逆向偏置的方向性。
3、权利要求项1或2所述的DC-DC变换器，其特征在于上述整流平滑电路由连接于上述2次线圈的一端的整流用二极管和经上述整流用二极管并联地连接于上述2次线圈的平滑用电容器组成，上述整流用二极管在上述第1开关的切断期间具有以上述2次线圈发生的电压形成导通状态的极性。
4、权利要求项1或2所述的DC-DC变换器，其特征在于上述3次线圈及上述4次线圈根据由上述第1及第2直流电源端子提供的直流电压具有同上述1次线圈的极性一样的极性。
5、权利要求项1或2所述的DC-DC变换器，其特征在于上述控制电路由下列装置组成，即
为获得表示上述整流平滑电路输出电压大小的第1电压的输出电压检测装置；
为获得比上述第1电压还低的第2电压的装置；
发生三角波电压或锯波电压形成的比较用波形的比较用波形发生器；
将上述第1电压与上述比较用波形进行比较后形成上述第1控制信号再送至上述第1开关的第1比较器；
将上述第2电压与上述比较用波形进行比较的第2比较器；
对上述第2比较器输出脉冲的前沿进行应答并发生将上述第2开关接通的脉冲，在比上述第1开关接通结束时刻更早结束上述脉冲发生的脉冲发生装置。
6、权利要求项1或2所述的DC-DC变换器，其特征在于上述控制电路由下列装置组成，即
为获得表示上述整流平滑电路输出电压大小的第1电压的输出电压检测装置；
为获得比上述第1电压还低的第2电压的装置；
发生三角波电压或锯波电压形成的比较用波形的比较用波形发生器；
将上述第1电压与上述比较用波形进行比较后形成第1脉冲的第1比较器；
将上述第2电压与上述比较用波形进行比较后形成第2脉冲的第2比较器；
将上述第1脉冲的前沿进行检测的第1前沿检测装置；
将上述第1脉冲的后沿进行检测的第1后沿检测装置；
将上述第2脉冲的前沿进行检测的第2前沿检测装置；
将上述第2脉冲的后沿进行检测的第2后沿检测装置；
对上述第1前沿检测装置的输出进行应答并形成置位状态、对上述第2后沿检测装置的输出进行应答并形成复位状态，然后输出上述第1控制信号的第1触发器；
对上述第2前沿检测装置的输出进行应答并形成置位状态、对上述第1后沿检测装置的输出进行应答并形成复位状态，然后输出上述第2控制信号的第2触发器。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100442643C (zh) * 2004-03-17 2008-12-10 德国倍福自动化有限公司 用于操作驱动电路的供电单元的方法和供电单元
CN102769375A (zh) * 2011-05-02 2012-11-07 三菱电机株式会社 具有并联连接的多个开关元件的功率用半导体装置

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3475943B2 (ja) * 2001-06-29 2003-12-10 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
US7057906B2 (en) * 2003-03-11 2006-06-06 Denso Corporation Insulating switching DC/DC converter
JP4151014B2 (ja) * 2003-03-11 2008-09-17 株式会社デンソー 絶縁型スイッチングｄｃ／ｄｃコンバータ
AT413910B (de) * 2003-08-06 2006-07-15 Siemens Ag Oesterreich Schaltnetzteil
JP3882809B2 (ja) * 2003-11-26 2007-02-21 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP3861871B2 (ja) * 2003-11-26 2006-12-27 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
US7174260B2 (en) * 2004-04-01 2007-02-06 Blue Line Innovations Inc. System and method for reading power meters
JP3829142B2 (ja) * 2004-10-29 2006-10-04 Ｔｄｋ株式会社 放電灯駆動装置
JP4347249B2 (ja) * 2005-03-31 2009-10-21 富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
US20060267561A1 (en) * 2005-05-27 2006-11-30 Cherokee International Corporation Power factor correction circuit for DC-DC converters with low resonance current
FR2887704B1 (fr) * 2005-06-27 2007-08-10 Agence Spatiale Europeenne Convertisseur regulateur de tension sans pertes de commutation
US8360904B2 (en) 2007-08-17 2013-01-29 Adidas International Marketing Bv Sports electronic training system with sport ball, and applications thereof
CN101494419B (zh) * 2008-01-21 2011-05-18 许继集团有限公司 高效率的零电压、零电流全桥变换器
US9407154B2 (en) * 2013-06-14 2016-08-02 Advanced Charging Technologies, LLC Electrical circuit for delivering power to consumer electronic devices
CN105119391B (zh) * 2015-09-27 2019-01-01 宁波微鹅电子科技有限公司 一种高效率的电能发射端和无线电能传输装置
DE112016007515B4 (de) * 2016-12-12 2024-07-18 Mitsubishi Electric Corporation Ansteuerverfahren und Ansteuerschaltung für Halbleitervorrichtung
US10342084B1 (en) * 2018-10-02 2019-07-02 New Energies & Alternative Technologies, Inc. Oscillating driver circuits
CN114079385B (zh) * 2021-11-23 2023-07-28 吕真 基于同步驱动的llc谐振电路串并联转换的电源电路

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4559590A (en) * 1983-03-24 1985-12-17 Varian Associates, Inc. Regulated DC to DC converter
JPS62166777A (ja) * 1986-01-16 1987-07-23 Sanken Electric Co Ltd 直流−直流変換器
JP3450929B2 (ja) * 1995-03-23 2003-09-29 株式会社リコー スイッチング電源装置
JP2845188B2 (ja) * 1995-12-11 1999-01-13 サンケン電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
DE19855615A1 (de) * 1997-12-03 1999-06-10 Fuji Electric Co Ltd Schaltnetzteil
JP2991181B2 (ja) * 1998-02-27 1999-12-20 富士電機株式会社 スイッチング電源
JP2956681B2 (ja) * 1998-02-27 1999-10-04 富士電機株式会社 スイッチング電源の切換運転回路

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100442643C (zh) * 2004-03-17 2008-12-10 德国倍福自动化有限公司 用于操作驱动电路的供电单元的方法和供电单元
CN102769375A (zh) * 2011-05-02 2012-11-07 三菱电机株式会社 具有并联连接的多个开关元件的功率用半导体装置
US8766702B2 (en) 2011-05-02 2014-07-01 Mitsubishi Electric Corporation Power semiconductor device having plurality of switching elements connected in parallel
CN102769375B (zh) * 2011-05-02 2014-12-24 三菱电机株式会社 具有并联连接的多个开关元件的功率用半导体装置

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