CN101494419B - 高效率的零电压、零电流全桥变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种高效率的零电压、零电流全桥变换器，该全桥变换器由以下几部分组成：(1)基本的全桥电路：由四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4和变压器T1组成，其中Q1、Q2为全桥电路的超前桥臂，Q3、Q4为全桥电路的滞后桥臂；L_lk为变压器T1的原边漏感；(2)隔直电容C_b，串联在变压器T1的原边，在超前臂Q1(或者Q2)关断后，隔直电容C_b上的电压可以使变压器T1原边电流I_p回零；(3)低压、低导通内阻的MOS管Q5和Q6，其中Q5与滞后臂Q3串联，Q5的开通与Q2的开通同步，Q5的关断与Q1的开通同步；Q6与滞后臂Q4串联，Q6的驱动与Q5互补：即Q6的开通与Q1的开通同步，Q6的关断与Q2的开通同步。

Description

高效率的零电压、零电流全桥变换器

技术领域

本发明涉及一种高效率的零电压、零电流全桥变换器，属于电力开关电源。

背景技术

如今开关电源广泛应用于各个行业、各个领域，用户对开关电源也提出了越来越严格的要求：高功率密度、高可靠性、高效率、很好的电磁兼容性能。在大功率开关电源中，全桥电路使用最为广泛。为了满足用户的上述要求，出现了很多的零电压(ZVS)、零电流(ZCS)软开关全桥电路拓扑。总结起来有如下几种：1、最为简单的方法是在基本全桥电路变压器的原边串联饱和电感，利用饱和电感饱和后反向阻抗无穷大的特点，阻止原边电流反向谐振，实现滞后臂的零电流开关。如图1：它在变压器Tr的原边串联了一个饱和电感Ls，通过电容C_b与电感Ls适当配合，能使滞后桥臂Q2、Q4实现零电流开关。在原边电压过零阶段，饱和电感工作在线性状态，阻止原边电流反向流动。当原边电压为V_in或-V_in时，它工作在饱和状态。这种电路最大的优点是简单，但也有不足之处，这种方法的缺点是饱和电感会导致副边占空比的丢失、饱和电感损耗大、只能在很窄的输入电压和负载范围实现软开关。2、另一种使桥臂开关管实现零电压、零电流的方法，是在副边加有源箝位。如IEEE论论文JunGoo Cho，Changyang Jeong，F red C Y L ee.《Zero-Voltage and Zero-Current-Switching  Full-Bridge PWM Converter UsingSecondary Active Clamp》.IEEE TRANSACTIONS ON POWERELECTRONICS，VOL.13，NO.4，JULY 1998.原理框图如图2：相对于上种方法，这种电路没有使用耗能元件。副边外加的电路为：有源箝位开关Qb和箝位电容Cb串联后，连接在输出储能电感Lf左端和输出地之间。Q1、Q3为超前臂，Q2、Q4为滞后臂。在超前臂关断后，通过控制有源箝位开关管Qb的导通与关断，使变压器Tr原边电流回零，为滞后桥臂创造零电流开关条件。超前桥臂在零电压导通与关断的过程中，输出滤波电感Lf参与了谐振过程，而输出滤波电感通常具有很大的值，超前桥臂开关管可以在很大的范围内实现零电压开关。这种方法的缺点是副边箝位管工作于硬开关、电压高、电流大、损耗大，副边箝位管驱动困难。3、第三种实现全桥零电压、零电流方法，是在副边采用无源、无损吸收。副边无损吸收的电路有多种，但其基本原理都是一样的：即利用副边所加的箝位电容上的电压，在原边滞后臂关断和开通前使原边电流回到零，实现原边的软开关。很典型的一种副边无源无损吸收电路如IEEE论文Jung-Goo Cho，Ju-Won Baek，Chang-Yong Jeong，andGeun-Hie Rim，《Novel Zero-Voltage and Zero-Current-Switching Full-BridgePWM Converter Using a Simple Auxiliary Circuit》.IEEE TRANSACTIONSON INDUSTRY APPLICATIONS，VOL.35，NO.1，JANUARY/FEBRUARY1999。原理框图如图3：C_b1，D_b1，D_b2为外加电路，构成副边箝位电路，连接关系如图3所示。在超前臂Q₁(或者Q₃)关断后，箝位电容C_b1上的电压比例到原边，使原边电流复位回零，实现原边的零电流开关。这种电路的缺点是：原边开关管开通时，副边要给箝位电容C_b1充电，导致原边开关管有很大的瞬态电流尖峰；箝位电容C_b1箝位时，输出电感Lf的电流由C_b1提供，不反馈到原边，导致超前臂Q₁、Q₃失去零电压开关条件。

现有各种类型的零电压、零电流全桥电路，存在的缺点：外加辅助元器件的损耗大、效率低；辅助元器件控制复杂；原副边占空比差别大导致变压器匝比计算困难；实现零电压、零电流的范围有限，受输入电压和输出负载影响。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种高效率的零电压、零电流全桥变换器，解决已有电路的缺点，能够在全范围内实现原边桥臂的零电压、零电流开关。

本发明的技术方案是采用了一种高效率的零电压、零电流全桥变换器，由以下几部分组成：1、基本的全桥电路：由四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4和变压器T1组成，其中Q1、Q2为全桥电路的超前桥臂，Q3、Q4为全桥电路的滞后桥臂；L_lk为变压器T1的原边漏感；2、隔直电容C_b，串联在变压器T1的原边，在超前臂Q1(或者Q2)关断后，隔直电容C_b上的电压可以使变压器T1原边电流I_p回零；3、低压、低导通内阻的MOS管Q5，与滞后臂Q3串联，Q5的开通与Q2的开通同步，Q5的关断与Q1的开通同步，Q5的加入可以避免在全桥电路的谐振期间，滞后臂开关管Q3的电流反向，Q5为低压MOS管，其导通内阻为毫欧级，其导通损耗可以忽略不计；4、低压、低导通内阻的MOS管Q6，与滞后臂Q4串联，Q6的驱动与Q5互补：即Q6的开通与Q1的开通同步，Q6的关断与Q2的开通同步，Q6的加入可以避免在全桥电路的谐振期间，滞后臂开关管Q4的电流反向，Q6为低压MOS管，其导通内阻为毫欧级，其导通损耗可以忽略不计。

Q1、Q2、Q3、Q4可以是MOS管，也可以是IGBT。

D1、D2、D3、D4分别是Q1、Q2、Q3、Q4的体二极管或者外并二极管。

C1、C2、C3、C4分别是Q1、Q2、Q3、Q4的寄生电容或者外并电容。

Q5可以连接在Q3的上端，也可以连接在Q3的下端。

D5为Q5的体二极管或者外并二极管。

Q6可以连接在Q4的下端，也可以连接在Q4的上端。

D6为Q6的体二极管或者外并二极管。

本发明在基本的移相全桥变换器的滞后臂串联低压、低导通内阻的MOS管，既能实现超前臂的零电压开关、又能实现滞后臂的零电流开关。本发明克服了以往全桥软开关电路外加元器件多、损耗大、控制困难、只能在某些条件下实现软开关的缺点。滞后臂串联的MOS管既不会影响超前臂实现零电压、又能使滞后臂实现零电流；对输出端的占空比没有任何影响；滞后臂串联MOS管的驱动与超前臂同步，驱动很简单；实现软开关的条件不受输入电压和输出负载的影响，实现了全范围内的软开关；滞后臂串联的很小导通内阻的MOS管，也工作于软开关，所带来的额外损耗很小。与已有的全桥软开关电路相比，本发明具有更高的效率、更简单的电路、更小的开关噪声、更好的EMO性能。

附图说明

图1为已有的一种零电压(ZVS)、零电流(ZCS)软开关全桥电路；

图2为已有的第二种零电压(ZVS)、零电流(ZCS)软开关全桥电路；

图3为已有的第三种零电压(ZVS)、零电流(ZCS)软开关全桥电路；

图4为本发明的高效率的零电压、零电流全桥变换器电路；

图5为图4的波形图；

图6-1为图4第一个半周期的第0阶段的简化图；

图6-2为图4第一个半周期的第1阶段的简化图；

图6-3为图4第一个半周期的第2阶段的简化图；

图6-4为图4第一个半周期的第3阶段的简化图；

图6-5为图4第一个半周期的第4阶段的简化图；

图6-6为图4第一个半周期的第5阶段的简化图。

具体实施方式

本发明所述的变换器由以下几部分组成，参考图4中虚线框内所示：

1、基本的全桥电路：由四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4和变压器T1组成。Q1、Q2、Q3、Q4可以是MOS管，也可以是IGBT；其中Q1、Q2为全桥电路的超前桥臂，Q3、Q4为全桥电路的滞后桥臂；D1、D2、D3、D4分别是Q1、Q2、Q3、Q4的体二极管或者外并二极管；C1、C2、C3、C4分别是Q1、Q2、Q3、Q4的寄生电容或者外并电容；L_lk为变压器T1的原边漏感。

2、隔直电容C_b，串联在变压器T1的原边。在超前臂Q1(或者Q2)关断后，隔直电容C_b上的电压可以使变压器T1原边电流I_p回零。

3、低压、低导通内阻的MOS管Q5，与滞后臂Q3串联，图4中是连接在Q3的上端，实际也可以连接在Q3的下端。D5为Q5的体二极管或者外并二极管。Q5的开通与Q2的开通同步，Q5的关断与Q1的开通同步。Q5的加入可以避免在全桥电路的谐振期间，滞后臂开关管Q3的电流反向。Q5为低压MOS管，其导通内阻为毫欧级，其导通损耗可以忽略不计。

4、低压、低导通内阻的MOS管Q6，与滞后臂Q4串联，图4中是连接在Q4的下端，实际也可以连接在Q4的上端。D6为Q6的体二极管或者外并二极管。Q6的驱动与Q5互补：即Q6的开通与Q1的开通同步，Q6的关断与Q2的开通同步。Q6的加入可以避免在全桥电路的谐振期间，滞后臂开关管Q4的电流反向。Q6为低压MOS管，其导通内阻为毫欧级，其导通损耗可以忽略不计。

本发明所述变换器，电路工作原理原理如下(参考原理图4、波形图5、简化图6-1至图6-6)：

基本的全桥电路，原边桥臂四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4的驱动，如图5的第一、第二行波形。本发明电路所外加MOS管Q5、Q6的驱动如图5中的第三行波形，Q5的开通与Q2的开通同步、Q5的关断与Q1的开通同步，Q6的驱动与Q5完全互补，所以驱动波形的产生和驱动电路都很简单。

实际电路中，输出电流I_o近似于常数；电容C1＝C2＝Cr。将本发明电路的每个工作周期分为10个阶段，每个阶段的等效电路如图6所示(图中只有虚线、没有实线连接的元器件，表示在这个阶段没有电流通过)。10个阶段分为两个半个周期。

第一个半周期分为5个阶段：

1)阶段0(在时间t0前)，等效电路如图6-1：开关管Q1、Q4、MOS管Q6导通，开关管Q2、Q3、MOS管Q5关断。变压器T1原边的能量传递到副边，输入向输出传递能量。变压器原边电压V_lp(t0)等于输入电压Vin(其上有微小波动为隔直电容引起，相对于Vin很小)；原边电流I_p大小为I_p(t₀)＝ $I_p\left(t_0\right)=\frac{I_o}{K}$ ，Io为输出电流，K为变压器原副边匝比。原边电流I_p给隔直电容C_b充电，隔直电容C_b上的电压V_cb从负变为正。此阶段MOS管Q5、Q6上承受的电压V_q5、V_q6均为零。

2)阶段1(时间t0到t1间)，等效电路如图6-2：在t0时刻Q1关断，由于电容C1、C2的存在限制了Q1的电压上升率，所以Q1是零电压关断。在这个阶段输出整流管D7、D10继续整流，D8、D9继续截止，输出电流比例到原边仍然为 $I_p\left(t\right)=\frac{I_o}{K}$ 。原边电流继续对隔直电容C_b充电，其上电压为：

$V_{\mathrm{cb}}\left(t\right)=V_{\mathrm{cb}}\left(t_0\right)+I_{p0}\×\frac{t-t_0}{C_b}---\left(1\right)$

在此阶段原边电流I_p对电容C1充电、C2放电，C1上电压上升、C2上电压下降：

$V_{c1}\left(t\right)=\frac{I_{p0}}{2C_r}(t-t_0)---\left(2\right)$

$V_{c2}\left(t\right)=V_{\mathrm{in}}-\frac{I_{p0}}{2C_r}(t-t_0)---\left(3\right)$

B点间电压V_ab不断降低，变压器原边电压也不断降低。在t1时刻，Vc2降为零，V_ab降为零，变压器原边电压V_lp也降为零。Q2的体二极管D2自然导通，阶段1结束。在t1时刻，隔直电容C_b上电压达到最大：

$V_{\mathrm{cb}}\left(t_1\right)=V_{\mathrm{cbp}}=V_{\mathrm{cb}}\left(t_0\right)+2\×\frac{C_r{V}_{\mathrm{in}}}{C_b}---\left(4\right)$

这个阶段持续时间为：

t₀₁＝2C_rV_in/I_p0    (5)

3)阶段2(时间t1到t2间)，等效电路如图6-3：因为D2导通了，在此阶段开关管Q2可以零电压开通。Q2开通时刻，MOS管Q6关断，二极管D6导通将Q6两端电压箝位为零，所以Q6的关断是零电压；Q2开通时刻，MOS管Q5开通，此时Q5上的电压电流均为零，所以Q5为零电压、零电流开通。二极管D2、开关管Q4、二极管D6导通，电压V_ab保持为零；V_cb加在变压器原边漏感L_lk上，使原边电流I_p不断减小，不足以提供副边输出电流，因此副边整流管D8、D9也导通，将变压器原、副边电压箝位为零；由于此阶段原边电流很小、隔直电容C_b很大其上电压基本不变保持为V_cbp。原边电流I_p在V_cbp影响下线件减小：

$I_p\left(t\right)=I_p\left(t_0\right)-\frac{V_{\mathrm{cbp}}}{L_{\mathrm{lk}}}(t-t_1)---\left(6\right)$

在时刻t2，I_p减小到零，此阶段结束：

$t_{12}=L_{\mathrm{LK}}\×\frac{I_{p0}}{V_{\mathrm{cbp}}}---\left(7\right)$

4)阶段3(时间t2到t3间)，等效电路如图6-4：在t2时刻，原边电流I_p减小到零，隔直电容C_b上的电压为V_cbp。如果没有串联MOS管Q6(二极管D6)，电压V_cbp将加在漏感L_lk上，使变压器原边电流反向谐振。由于Q6存在，电压V_cbp加在Q6上，Q6在此阶段是关断的，所以原边电流I_p就一直保持为零。为滞后臂Q3、Q4的开关创造了零电流条件。此阶段：V_ab(t)＝V_cbp，V_cb(t)＝V_cbp，V_lp(t)＝0，V_q5(t)＝0，V_q6(t)＝-V_cbp。

5)阶段4(时间t3到t4间)，等效电路如图6-5：在t3时刻，Q4关断，此时刻没有电流流过Q4，所以Q4是零电流关断。经过很短的滞后臂死区时间，Q3零电流开通。变压器原边电流I_p反向，流经MOS管Q5、开关管Q3、变压器原边Lp、隔直电容Cb、开关管Q2，从零开始增大，此阶段原边电流不足以提供副边输出电流，输出整流管D7、D8、D9、D10都导通续流。

Q3开通后，V_ab(t)＝-V_cbp，电压-(V_in+V_cbp)加在漏感L_lk上，原边电流I_p：

$i_p\left(t\right)=-\frac{V_{\mathrm{in}}+V_{\mathrm{cbp}}}{L_{\mathrm{lk}}}(t-t_3)---\left(8\right)$

I_p流经隔直电容，电压V_cb开始降低，V_q6变为零，V_q5保持为零。在t4时刻，原边电流增加到I_o/k，此阶段结束

$t_{34}=\frac{L_{\mathrm{lk}}\×I_o}{(V_{\mathrm{in}}+V_{\mathrm{cbp}})\×K}---\left(9\right)$

6)阶段5(时间t4到t5间)，等效电路如图6-6：t4时刻以后，开关管Q2、Q3、MOS管Q5导通，开关管Q1、Q4、MOS管Q6关断。变压器T1原边电流反向流动，原边的能量传递到副边，输入向输出传递能量。输出整流管D7、D10反向截止，D8、D9继续导通流过电流Io。V_ab(t)＝-Vin；变压器原边电压V_lp((t)＝-Vin(其上有微小波动为隔直电容引起，相对于Vin很小)；原边电流I_p大小为 $I_{p\left(t\right)}=\frac{I_o}{K}$ 。原边电流I_p给隔直电容C_b反向充电，隔直电容C_b上的电压V_cb从正变为负：

$V_{\mathrm{cb}}\left(t\right)=V_{\mathrm{cbp}}-I_{p0}\×\frac{t-t_4}{C_b}---\left(10\right)$

此阶段MOS管Q5、Q6上承受的电压V_q5、V_q6均为零。在t5时刻，Q2关断，阶段5结束。

从t5到t10，为第二个半周期。第二个半周期的工作方式相似于第一个半周期，只是电压波形V_ab、V_cb、V_lp反向，电流波形I_p反向。

本发明的电路，可以克服已有全桥软开关变换器的上述缺点。本发明外加元器件少：只是在滞后臂的上下开关管Q3、Q4各串联一个MOS管Q5、Q6(D5、D6可以用Q5、Q6的体二极管)；外加元器件损耗小：Q5、Q6为低压MOS管，其导通内阻只有毫欧级，其导通损耗可以忽略不计；外加元器件Q5、Q6本身的开通和关断都是软开关：从上面本发明电路的基本工作原理阶段2中可以看出，Q5、Q6均为零电压、零电流开关；外加元器件Q5、Q6的开通、关断控制简单，驱动波形产生无需外加控制芯片，直接来源于基本全桥电路超前臂Q1、Q2的驱动，而且Q5、Q6的驱动完全互补；由于变压器原边没有串联谐振电感或饱和电感，变压器副边也没有外加箝位电容，与基本全桥电路一样，不存在原副边占空比不一致的问题；超前臂开关管Q1、Q2实现零电压开关的范围宽，滞后臂开关管Q3、Q4实现零电流开关不受输入电压和输出负载影响。

结合原理图4虚线框，滞后臂上管Q3串联的MOS管Q5，可以是N沟道MOS管，也可以是P沟道MOS管，可以串联在Q3的上面，也可以串联在Q3的下面；与Q5并联的二极管D5，可以是Q5的寄生体二极管，也可以是外并联二极管；滞后臂下管Q4串联的MOS管Q6，可以是N沟道MOS管，也可以是P沟道MOS管，可以串联在Q4的上面，也可以串联在Q4的下面；与Q6并联的二极管D6，可以是Q6的寄生体二极管，也可以是外并联二极管。

前述基本全桥电路是一种经典的功率电路拓扑，由两个桥臂组成；超前臂和滞后臂。每个桥臂由上下两个开关管串联，变压器原边连接在两个桥臂的中间点间。目前广泛应用于中大功率电源上，详细工作原理可以参考相关文档。软开关是指开关电源的功率开关管，开通或者关断时，在零电压或者零电流下进行。ZVS为零电压开关，ZCS为零电流开关，MOS管为绝缘栅双极型场效应管，本文中特别指的是功率型的。EMC为电磁兼容。

Claims (6)

1.一种零电压、零电流全桥变换器，其特征在于，该全桥变换器由以下几部分组成：

(1)基本的全桥电路：由四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4和变压器T1组成，其中Q1、Q2为全桥电路的超前桥臂，Q3、Q4为全桥电路的滞后桥臂；L_lk为变压器T1的原边漏感；

(2)隔直电容C_b，串联在变压器T1的原边，在超前臂Q1或者Q2关断后，隔直电容C_b上的电压可以使变压器T1原边电流I_p回零；

(3)低压、低导通内阻的MOS管Q5和Q6，Q5在上半滞后臂中与Q3串联，Q5的开通与Q2的开通同步，Q5的关断与Q1的开通同步；Q6在下半滞后臂中与Q4串联，Q6的驱动与Q5互补：即Q6的开通与Q1的开通同步，Q6的关断与Q2的开通同步；MOS管Q5、Q6分别并有二极管D5、D6，二极管D5、D6阳极分别连接MOS管Q5、Q6的漏极，二极管D5、D6阴极分别连接MOS管Q5、Q6的源极。

2.根据权利要求1所述的全桥变换器，其特征在于，四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4是MOS管或者IGBT。

3.根据权利要求1所述的全桥变换器，其特征在于，在四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4上分别并有对应的二极管D1、D2、D3、D4。

4.根据权利要求1所述的全桥变换器，其特征在于，在四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4上分别并有对应的电容C1、C2、C3、C4。

5.根据权利要求1所述的全桥变换器，其特征在于，MOS管Q5可以连接在开关管Q3的上端，也可以连接在开关管Q3的下端。

6.根据权利要求1所述的全桥变换器，其特征在于，MOS管Q6可以连接在开关管Q4的下端，也可以连接在开关管Q4的上端。

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