KR100403209B1

KR100403209B1 - Ｄｃ-ｄｃ 컨버터

Info

Publication number: KR100403209B1
Application number: KR10-2001-0030335A
Authority: KR
Inventors: 코우이치 모리다; 토시유끼 야마기시
Original assignee: 산켄덴키 가부시키가이샤
Priority date: 2000-05-31
Filing date: 2001-05-31
Publication date: 2003-10-23
Also published as: KR20010109197A; CN1168194C; EP1160963A2; US20010050853A1; US6396719B2; CN1329389A; EP1160963A3

Abstract

DC-DC 컨버터의 주 스위치(Q1)의 턴 오프(turn-off)시와 턴 온(turn-on)시 쌍방에 있어 ZVS를 달성하는 것이 곤란하였다.

직류전원(Ei)에 대해 1차 권선(N1)과 주 스위치(Q1)와의 직렬회로를 접속한다. 주 스위치(Q1)에 대해 병렬로 부분 공진용 콘덴서(C1)를 접속한다. 2차 권선(N2)에 정류 평활 회로(3)를 접속한다. 3차 권선(N3)과 4차 권선(N4)과 그리고공진용 인덕터(L1)와 제 1 보조 다이오드(Da)와 보조 스위치(Q2)의 직렬회로를, 1차 권선(N1)과 주 스위치(Q1)와의 직렬회로에 대해 병렬로 접속한다. 제 2 보조 다이오드(Db)를 4차 권선(N4)과 공진용 인덕터(L1)와 그리고 제 1 보조 다이오드(Da)와 보조 스위치(Q2)와의 직렬회로에 대해 병렬로 접속한다.

Description

ＤＣ-ＤＣ 컨버터 {DC-DC CONVERTER}

본 발명은, 직류전압을 단속하기 위한 스위치의 ZVS(제로 볼트 스위칭)를 행할 수 있는 직류-직류 변환기 즉 DC-DC 컨버터에 관한 것이다.

직류전원의 일단(一端)과 타단(他端) 사이에 트랜스의 1차 권선과 스위치와의 직렬회로를 접속하고, 트랜스의 2차 권선에 정류 평활 회로를 접속하고, 또한 스위치에 병렬로 부분 공진용 콘덴서를 접속한 플라이백(flyback)형 DC-DC 컨버터는 공지되어 있다.

이러한 종류의 플라이백형 DC-DC 컨버터에서, 스위치 온 기간에 트랜스로 에너지가 축적되고, 스위치 오프 기간에 트랜스의 에너지가 부하측으로 방출된다. 스위치 턴 온 시에는, 부분 공진용 콘덴서의 전압이 서서히 상승하기 때문에, ZVS가 달성된다. 이에 대해, 스위치 턴 오프 시 부분 공진용 콘덴서에 전하가 남아 있는 경우, 이 전하가 스위치를 통해 방전하기 때문에 전력 손실이 발생한다. 이 전력 손실을 저하시키기 위해 스위치 턴 온 전에 부분 공진용 콘덴서의 축적 에너지의 방출을 행하는 방법이 알려져 있다. 스위치 턴 온 시의 전형적인 ZVS 방법으로는, 스위치 오프(OFF) 기간에 있어, 스위치 온(ON)시에 트랜스에 축적된 에너지의 방출이 종료한 후에 1차 권선의 인덕턴스와 공진용 콘덴서와의 공진에 의해 공진용 콘덴서의 전하를 방전시켜, 공진용 콘덴서의 전압 즉 스위치의 전압이 실질적으로 영(零)으로 된 때에 스위치를 온 상태로 제어한다. 이 결과, 스위치 턴 온 시의 영(零) 전압 스위칭 즉 ZVS가 달성된다.

하지만, DC-DC 컨버터의 입력 전압이 100V ~ 230V와 같이 큰 폭으로 변화하는 경우, 입력전압이 높을 때 스위치 온 시간 폭이 좁아지고, 트랜스의 축적 에너지가 작아지며, 방출 시간도 짧아진다. 따라서, 축적 에너지의 방출 종료 후 공진용 콘덴서와 1차 권선으로 이루어지는 공진회로에 진동 전류가 반복하여 흘러, 스위치 턴 온 시 공진용 콘덴서의 전하가 영으로 된다고 할 수 없다. 이 결과, 스위치 턴 온이 ZVS로 되지 못하고 스위칭 손실이 커지며, DC-DC 컨버터의 효율이 저하될 수 있다. 상술한 바와 같은 문제는 부하가 큰 폭으로 변화하는 DC-DC 컨버터에 있어, 경(輕)부하로 된 때에도 발생한다.

따라서, 본 발명의 목적은 스위치 온 시간 폭의 변화에 구애받지 않고 스위치 턴 온 시와 턴 오프 시 쌍방에서 ZVS를 행할 수 있는 DC-DC 컨버터를 제공하는 데 있다.

도 1은, 본 발명에 따른 제 1 실시 형태의 DC-DC 컨버터를 나타내는 회로도이다.

도 2는, 도 1의 제어회로를 상세하게 나타내는 블록도이다.

도 3은, 도 1의 DC-DC 컨버터 각 부의 전압 및 전류를 개략적으로 나타내는 파형도이다.

도 4는, 도 2 각 부의 전압을 나타내는 파형도이다.

도 5는, 제 2 실시 형태의 DC-DC 컨버터의 제어회로를 나타내는 회로도이다.

도 6은, 도 5 각 부의 전압을 나타내는 파형도이다.

* 도면의 부호에 대한 설명*

N1, N2, N3, N4 1차, 2차, 3차, 및 4차 권선

Q1 주 스위치

Q2 보조 스위치

C1 공진용 콘덴서

L1 공진용 인덕터

상기 문제를 해결하고, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은, 부하로 직류전력을 공급하기 위한 DC-DC 컨버터로서, 유(流)전압을 공급하기 위한 제 1 및 제 2 직류전원 단자와, 서로 전자(電磁) 결합된 1차 권선과 2차 권선 그리고 3차 권선과 4차 권선을 포함하는 트랜스와, 2차 권선에 접속되어진 정류 평활 회로와, 제 1 및 제 2의 스위치와, 제 1 스위치에 병렬로 접속된 콘덴서 또는 기생(寄生)용량으로 이루어지는 공진용 커패시턴스 수단과, 공진용 인덕터 또는 트랜스의 누설 인덕턴스로 이루어지는 공진용 인덕턴스 수단과, 제 1 및 제 2 다이오드와, 스위치 제어회로를 포함하고, 1차 권선의 일단은 제 1 직류 전원 단자에 접속되고, 제 1 스위치는 1차 권선의 타단과 제 2 직류 전원 단자 사이에 접속되고, 3차 권선과 4차 권선과 그리고 공진용 인덕턴스 수단과 제 1 다이오드와 제 2 스위치는 서로 직렬로 접속되고 또한 1차 권선과 제 1 스위치와의 직렬회로에 대해 병렬로 접속되고, 제 1 다이오드는 제 1 및 제 2 직류전원 단자로부터 공급되는 직류전압에 의해 순 방향 바이어스되는 방향성을 갖고, 제 2 다이오드는 제 1 및 제 2 직류전원 단자로부터 공급되는 직류전압에 의해 역 바이어스되는 방향성을 갖고 또한 4차 권선과 공진용 인덕터 수단과 제 1 다이오드와 제 2 스위치로 이루어지는 직렬 회로에 대해 병렬로 접속되고, 스위치 제어회로는 제 1 스위치를 온·오프 제어하는 제 1 제어신호를 발생함과 함께, 제 2 스위치를 온·오프 제어하는 제 2 제어신호를 발생하며, 제 2 제어신호는, 제 1 스위치의 온 개시 시점(t1)보다도 앞선 시점(t0)에서 제 2 스위치의 온 제어를 개시하고, 제 1 스위치의 온 종료 시점(t5) 또는 이 온 종료 시점(t5)보다도 앞선 시점(t4)에서 제 2 스위치의 온 제어를 종료시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터에 관한 것이다.

한편, 청구항 제 2 항에 나타낸 바와 같이 제 1 스위치에 병렬로 다이오드를 접속하는 것이 바람직하다.

또한, 청구항 제 3 항에 나타낸 바와 같이 정류 평활 회로를, 정류용 다이오드와 평활용 콘덴서로 구성하고, 제 1 스위치의 온 기간에 2차 권선에 얻을 수 있는 전압으로 정류용 다이오드가 도통(導通)되도록 구성할 수 있다.

또한, 청구항 제 4 항에 나타낸 바와 같이 3차 권선 및 4차 권선의 극성을, 1차 권선과 동일하게 구성하는 것이 바람직하다.

게다가, 제어회로를 청구항 제 5 항 또는 제 6 항에 나타낸 바와 같이 구성하는 것이 바람직하다.

다음으로, 도 1 ~ 도 6을 참조하여 본 발명의 실시 형태를 설명한다.

본 발명의 제 1 실시 형태에 따라 도 1에 도시된 플라이백형 DC-DC 컨버터는, 예컨대 정류 평활 회로로 이루어지는 직류전원(Ei)에 접속된 제 1 및 제 2의 직류전원 단자(1a, 1b)와 서로 전자 결합된 1차 권선(N1)과 2차 권선(N2)과 3차 권선(N3)과 4차 권선(N4)를 포함하는 트랜스(T)와, FET로 이루어지는 제 1 스위치로서의 주 스위치(Q1)와, 주 콘덴서라고 할 수 있는 공진용 콘덴서(C1)와, 제 1 주 다이오드(D1)와, 2차 권선(N2)과 출력 단자(2a, 2b) 사이에 접속된 정류 평활 회로(3)와, 스위치 제어회로(4)와, FET로 이루어지는 제 2 스위치로서의 보조 스위치(Q2)와, 제 2 주 다이오드(D2)와, 공진용 인덕턴스 수단으로서의 공진용 인덕턴스(L1)와 제 1 및 제 2 보조 다이오드(Da, Db)를 포함하고 있다. 또한, 본 출원의 특허청구범위에서는, 제 1 및 제 2의 보조 다이오드(Da, Db)를 제 1 및 제 2 다이오드라고 하고, 제 1 주 다이오드(D1)를 제 3 다이오드라고 하고 있다.

트랜스(T)의 1차 권선(N1), 2차 권선(N2), 3차 권선(N3) 및 4차 권선(N4)은 자기 코어(F)에 둘려 감싸여지고, 이들의 극성은 도 1에서 검은 점으로 나타낸 바와 같이 설정되어져 있다. 다시 말하면, 2차 권선(N2)의 극성은 1차 권선(N1)의 극성과 반대이다. 또한, 3차 권선(N3) 및 4차 권선(N4)의 극성은 전원(Ei)의 전압을 기준으로 하여, 1차 권선(N1)의 극성과 동일하다. 또한, 도 1의 실시 형태에서 1차 권선(N1)과 3차 권선(N3)의 권수는 동일하며, 4차 권선(N4)의 권수는 1차 권선(N1)과 3차 권선(N3)의 권수(卷數)에 비해 적게 설정되어 있다. 이 이유는 스위치(Q2)의 내압의 문제로서, 4차 권선(N4)을 권선(N1, N3)과 권수를 동일하게 하면,

Vq2 = Vq1 + ( N4 / N3 ) Ei 의 관계로부터 스위치(Q2)에는 스위치(Q1)에 인가된 전압 약 2배 가까운 전압이 걸린다. 따라서 스위치 소자의 내압이 허용되는 범위로 권수를 조정한다. AC 100V계에서 권선(N4)은 권선(N1, N3)과 동일하여도 그다지 문제가 되지 않지만, 월드 와이드용의 AC 200계는, 권선(N4)의 권수를 권선(N3)의 권수 20 ~ 50% 정도로 결정하는 것이 바람직하다.

1차 권선(N1)의 일단은 제 1 직류전원 단자(1a)에 접속되어져 있다. 제 1 스위치(Q1)는 1차 권선(N1)의 타단과 그라운드측의 제 2 직류전원 단자(1b) 사이에 접속되어져 있다. 주 콘덴서 또는 부분 공진용 콘덴서 또는 스너버(snubber)용 콘덴서라고도 말할 수 있는 공진용 콘덴서(C1) 및 제 1 주 다이오드(D1)는 주 스위치(Q1)에 병렬로 접속되어져 있다. 또한 제 1 주 다이오드(D1)는 전원(Ei) 전압으로 역 바이어스되는 방향성을 갖고 있다. 또한, 공진용 콘덴서(C1)를 주 스위치(Q1)의 주 단자간 즉 드레인·소스(drain·source)간의 기생용량으로 할 수 있다. 또한 역 방향 전류를 흘리기 위한 제 1 주 다이오드(D1)는 주 스위치(Q1)의 내장 또는 기생 다이오드로 할 수 있다. 정류 평활 회로(3)는, 정류용 다이오드(D₀)와 평활용 콘덴서(C₀)로 이루어져 있다. 평활용 콘덴서(C₀)는 정류용 다이오드(D₀)를 통하여 2차 권선(N2)에 병렬로 접속되어져 있다. 2차 권선(N2)의 극성은 1차 권선(N1)의 극성과 반대이기 때문에, 1차 권선(N1)에 전원(Ei) 전압이 인가되고 있는 때에, 정류용 다이오드(D₀)가 비도통(非導通) 상태로 유지되고, 주 스위치(Q1) 오프 기간에 트랜스(T1)의 축적 에너지 방출로 발생하는 2차 권선(N2)의 전압으로 정류용 다이오드(D₀)가 도통하고, 평활용 콘덴서(C₀)를 충전하여, 출력 단자(2a, 2b) 사이의 부하(R₀)로 전력을 공급한다.

3차 권선(N3)과 4차 권선(N4)과 그리고 공진용 인덕턴스(L1)과 제 1 보조 다이오드(Da)와 보조 스위치(Q2)는 서로 직렬로 접속되어져 있어 공진 보조회로를 형성하고 있다. 이 보조회로는, 1차 권선(N1)과 주 스위치(Q1)와의 직렬회로 및 전원(Ei)에 대하여 각각 병렬로 접속되어 있다. 제 1 보조 다이오드(Da)는 전원(Ei)의 전압으로 순 방향 바이어스되는 방향성을 갖는다. 보조 스위치(Q2)에 병렬로 제 2 주 다이오드(D2)가 접속되어져 있다. 또한 제 2 주 다이오드(D2)를 보조 스위치(Q1)의 내장 즉 기생 다이오드로 할 수 있다. 제 2 보조 다이오드(Db)는, N4 - L1 - Da - Q2로 이루어지는 보조회로에 대해 병렬로 접속되어져 있다. 제 2 보조 다이오드(Db)는 전원(Ei) 전압에 의해 역 방향 바이어스되는 방향성을 갖는다. 스위치 제어회로(4)는 출력 단자(2a, 2b)와 주 스위치(Q1)의 제어 단자 즉 게이트와 보조 스위치(Q2)의 제어 단자 즉 게이트에 접속되고, 주 스위치(Q1)에 도 3(A)에 나타내는 제 1 제어신호(Vg1)를 보내며, 보조 스위치(Q2)에 도 3(B)에 나타내는 제 2 제어신호(Vg2)를 보낸다.

도 1의 제어회로(4)는, 도 2에 나타낸 바와 같이 전압 검출회로(11)와, 차동증폭기(12)와, 기준 전압원(13)과, 비교용 파형 발생기로서의 삼각파 발생기(14)와, 제 1 비교기(15)와, 레벨 설정회로(16)와, 제 2 비교기(17)와, 타이머로서의 모노 멀티 바이브레이터(MMV)(18)로 이루어져 있다. 전압 검출회로(11)는 출력 단자(2a, 2b)간의 전압을 검출하고, 이 검출 값을 차동증폭기(12)로 보낸다. 차동증폭기(12)는 상기 검출 값과 기준 전압원(13)의 기준 전압과의 차이에 상당하는 차전압 즉 제 1 전압(V1)을 제 1 비교기(15)로 보낸다. 따라서, 전압 검출회로(11)와 차동증폭기(12)와 기준 전압원(13)에서 제 1 전압(V1)을 얻기 위한 출력전압 검출수단이 구성되어져 있다. 제 1 비교기(15)는 도 4에 나타낸 바와 같이 차전압(V1)과 삼각파 발생기(14)의 20 ~ 150kHz 정도의 반복 주파수를 포함하는 삼각파 전압(Vt)을 비교하여 도 4(B)에 나타낸 PWM 펄스를 생성하고, 이를 제 1 제어신호(Vg1)로서 주 스위치(Q1)의 게이트로 보낸다. 또한, 삼각파 발생기(14) 대신에 비교용 파형으로서 톱니파 전압을 발생하는 톱니파 발생기를 사용할 수 있다. 레벨 설정회로(16)는 차동증폭기(12)의 출력전압(V1)을 저항(R1, R2)으로 분할하고, 차동증폭기(12)의 출력전압(V1)보다도 약간 낮은 레벨의 제 2 전압(V2)을 출력한다. 따라서, 레벨 설정회로(16)가 제 2 전압(V2)을 얻기 위한 수단으로서 기능하고 있다. 제 2 비교기(17)는 삼각파 발생기(14)의 삼각파 전압(Vt)과 레벨 설정회로(16)의 출력전압(V2)을 비교하여 제 1 비교기(15)의 PWM 펄스보다도 약간 넓은 펄스를 도 4(C)에 나타낸 바와 같이 형성한다. 제 2 비교기(17)의 출력 펄스의 상승 시점(t0)은 제 1 비교기(15)의 출력 펄스의 상승 시점(t1)보다도 조금 앞선다. MMV(18)는 제 2 비교기(17)의 출력 펄스의 상승으로 트리거(trigger)되어 도 4(D)의 펄스를 형성한다. 도 4(D)의 t0 ~ t4 기간에 나타나는 펄스는, 도 3(B)의 t0 ~t4 기간의 펄스와 동일한 것임을 나타낸다. MMV(18)의 출력 펄스의 하강 시점 즉 보조 스위치(Q2)의 온 종료시점을, 주 스위치(Q1)의 온 종료시점(t5)까지 연장시킬 수 있다. 요약하면, 보조 스위치(Q2)는 늦어도 t5 시점에서 오프로 제어된다. 도 4(D)의 펄스는 보조 스위치(Q2)의 게이트로 보내어진다.

다음으로, 도 1의 컨버터의 동작을 도 3 및 도 4의 파형도를 참조하여 설명한다. 또한, 설명을 용이하게 하기 위해 전류경로를 회로요소의 참조 부호만으로 나타내기로 한다.

(t0 이전 및 t6 ~ t7 기간)

도 3의 t0보다도 앞의 기간 및 t6 ~ t7 기간에 있어, 주 스위치(Q1)와 보조 스위치(Q2) 쌍방이 오프이다. 이 기간에서는 주 스위치(Q1)의 온 시에 트랜스(T1)에 축적되었던 에너지 방출에 근거하여 2차 권선(N2)에 다이오드(D0)를 순 방향 바이어스하는 방향의 전압이 발생하고, 도 3(G)에 나타낸 바와 같이 다이오드(D0)가 도통 상태로 되고, 평활용 콘덴서(C0)의 충전 및 부하(R0)로의 전력 공급이 발생한다.

(t0 ~ t1 기간)

보조 스위치(Q2)가 온 상태로 되는 t0 시점에서 주 스위치(Q1)가 온 상태로 되는 t1 시점 까지의 t0 ~ t1 기간에서, 공진 동작에 의해 공진용 콘덴서(C1)의 전하가 방출되고, 이 전압 즉 주 스위치(Q1)의 전압(V Q1)이 영(零)을 향해 서서히 저하된다. 즉, t0 ~ t1 기간에서, 보조 스위치(Q2)가 온으로 되기 때문에, 전원(Ei) - 3차 권선(N3) - 4차 권선(N4) - 공진용 인덕터(L1) - 제 1 보조 다이오드(Da) - 보조 스위치(Q2)로 이루어져 있는 제 1 경로 전류와, 공진용 콘덴서(C1) - 1차 권선(N1) - 3차 권선(N3) - 4차 권선(N4) - 공진용 인덕터(L1) - 제 1 보조 다이오드(Da) - 보조 스위치(Q2)로 이루어지는 제 2 경로 전류가 흐른다. 3차 권선(N3) 및 4차 권선(N4)에 제 1 경로 전류가 흐르면, 2차 권선(N2)에 정류용 다이오드(D0)를 역 바이어스하는 방향의 전압이 발생하기 때문에, 이 다이오드(D0)는 비도통으로 전환하고, 도 3 (G)에 나타낸 바와 같이 다이오드(D0)의 전류(Id0)는 영으로 된다. 이로써, 공진용 콘덴서(C1)의 방전이 가능하게 되고, 공진용 콘덴서(C1)의 방전 전류가 흐르고, 주 스위치(Q1)의 드레인·소스간 전압(Vq1)이 도 3(C)에 나타낸 바와 같이 서서히 저하되고, t1 시점에서 실질적으로 영으로 된다. 또한, 보조 스위치(Q2)에 직렬로 인덕턴스(L1)가 접속되어 있기 때문에, 보조 스위치(Q2)의 전류(Iq2)는 도 3(F)에 나타낸 바와 같이, t0에서부터 서서히 증대된다. 이 결과 보조 스위치(Q2)의 영 전류 스위칭이 달성된다.

( t1 ~ t2 기간 )

t1 ~ t2 기간의 개시 시점(t1)에서 주 스위치(Q1)를 온 제어하면, t1 시점에서는 주 스위치(Q1)의 전압(Vq1)이 실질적으로 영이기 때문에, ZVS가 달성되고, 주 스위치(Q1)의 스위칭 손실이 적어진다. 이 t1 ~ t2 기간에서는, 전의 t0 ~ t1 기간에서 공진용 인덕터(L1)에 축적된 에너지 방출에 근거하여 공진용 인덕터(L1) - 제 1 보조 다이오드(Da) - 보조 스위치(Q2) - 제 1 주 다이오드(D1) 또는 주 스위치(Q1) - 1차 권선(N1) - 3차 권선(N3) - 4차 권선(N4)의 경로로 전류가 흐른다. 또한 이 t1 ~ t2 기간에는, 공진용 인덕터(L1) - 제 1 보조 다이오드(Da) - 보조 스위치(Q2) - 전원(Ei) - 3차 권선(N3) - 4차 권선(N4)의 경로에도 전류가 흐르고, 게다가 L1 - Da - Q2 - Db - N4의 경로에도 전류가 흐른다. 또한, 도 3(D)의 전류(Iq1)는, 주 스위치(Q1)의 전류와 제 1 주 다이오드(D1)의 전류와의 합계를 나타낸다. 따라서 제 1 주 다이오드(D1)를 통하여 전류가 흐르는 때에 전류(Iq1)이 마이너스가 된다.

t1 ~ t2 기간에 3차 권선(N3) 및 4차 권선(N4)에 전류가 흘렀을 때, 2차 권선(N2)에 정류용 다이오드(D0)를 역 바이어스 하는 방향의 전압이 유기(誘起)된다. 따라서, 트랜스(T)에서 부하(R0)로의 전력 공급이 저지되고, 트랜스(T)에 에너지가 축적된다. 즉, 인덕터(L1)에서 방출된 에너지는 트랜스(T)로 축적된다.

(t2 ~ t3 기간)

t2 시점에서 제 1 주 다이오드(D1) 및 제 2 보조 다이오드(Db)의 순 바이어스 상태를 유지할 수 없게 되면, L1 - Da - Q2 - D1 - N1 - N3 - N4 경로의 전류가 영으로 되고, 또한 L1 - Da - Q2 - Db - N4 경로의 전류 Idb도 영으로 된다. 따라서, 공진용 인덕터(L1)의 잔여 에너지는 t2 ~ t3 기간에 L1 - Da - Q2 - Ei - N3 - N4 경로에서 방출된다.

주 스위치(Q1)는 t1 시점에서 이미 온으로 제어되어 있기 때문에, t2 ~ t3 기간에 Ei - N1 - Q1의 경로로 주 스위치(Q1) 정 방향의 전류(Iq1)가 흐른다. 이 때, 정류 다이오드(D0)는 비도통이기 때문에, 인덕턴스를 포함하는 트랜스(T)에 대한 에너지의 축적이 발생한다.

(t3 ~ t4 기간)

t3 ~ t4 기간은, 도 3(F)에 나타낸 보조 스위치(Q2)의 전류(Iq2)가 영으로 된 시점(t3)에서 보조 스위치(Q2)가 턴 오프로 제어되는 시점(t4)까지의 기간에 해당한다. t3 ~ t4 기간에서는 보조 스위치(Q2)의 온 제어가 유지되고 있지만, 제 1 보조 다이오드(Da)가 역 바이어스 상태로 유지되고 있기 때문에, 보조 스위치(Q2)를 통하는 전류(Iq2)는 흐르지 않는다. 따라서, t3 ~ t4 기간에는 Ei - N1 - Q1 경로의 전류(Iq1)만이 흐르고, 트랜스(T)에 대한 에너지의 축적 동작이 발생한다.

보조 스위치(Q2)의 온 종료 시점은, 주 스위치(Q1)의 온 개시 시점(t1)과 종료 시점(t5) 사이에 설정된다. 또한, 보조 스위치(Q2)의 바람직한 온 종료 시점은, 도 3의 t3 ~ t5 기간내이다. 또한 보조 스위치(Q2)의 온 개시 시점(t0)은, 공진 동작에 의해 주 스위치(Q1)의 전압(Vq1)을 주 스위치(Q1)의 온 개시 시점(t1)에 있어 실질적으로 영으로 할 수 있도록 결정한다. 즉, t0 ~ t1 기간은, 공진용 콘덴서(C1)의 실질적으로 전 전하를 방출하기 위해 필요한 시간으로 결정한다. 주 스위치(Q1)의 전압(Vq1)이 t0 시점의 값으로부터 t1 시점의 값으로 변화하는 시간의 길이는 공진회로의 회로정수에 의해 결정된다. 도 2의 레벨 설정회로(16)는 도 3의 t0 ~ t1 기간을 얻을 수 있도록 제 2 비교기(17)의 입력 레벨을 설정하는 것이다.

주 스위치(Q1) 턴 온 시점은, 이 전압(Vq1)이 영으로 되는 시점 t1에서 t2 시점까지의 기간내 임의의 시점으로 하는 것이 바람직하다. 여기에서, t2 시점은 제 1 주 다이오드(D1)의 도통 상태가 종료하는 시점이다. 공진용 콘덴서(C1)의 전압이 영으로 되고 또한 제 1 주 다이오드(D1)가 도통되고 있는 기간 t1 ~ t2는 주스위치(Q1)의 전압(Vq1)이 실질적으로 영이기 때문에, 이 기간 t1 ~ t2에 주 스위치(Q1)로 게이트 신호(Vg1)를 인가하면, ZVS가 달성된다.

도 3에서 주 스위치(Q1)의 게이트 신호(Vg1)를 t1 시점에서 인가하고 있지만, 게이트 신호(Vg1)의 발생 시점의 편차를 고려하여, t1 시점과 t2 시점과의 거의 중간 시점에서 게이트 신호(Vg1)를 저 레벨에서 고 레벨로 전환시키는 것이 바람직하다. 단, 주 스위치(Q1)의 온 제어 개시 시점이 이 전압(Vq1)이 영으로 되는 t1보다도 전에 있어도, 이 전압(Vq1)이 t0 시점에서 하강를 개시한 후라면, 이 전압(Vq1)이 하강하고 있는 양만큼 스위칭 손실의 절감 효과를 얻을 수 있다. 또한, 주 스위치(Q1)의 온 제어 개시 시점이, t2보다도 조금 뒤에 있어도 스위칭 손실 절감 효과를 얻을 수 있다. 즉, 만약 t2에서 주 스위치(Q1)가 온으로 되지 않도록 하기 위해 공진용 콘덴서(C1)의 충전이 개시되었다고 하더라도, 이 전압이 t0 시점의 주 스위치(Q1)의 전압(Vq1)보다도 낮은 범위라면, 이 낮은 양만큼 스위칭 손실이 절감된다. 따라서, 주 스위치(Q1)의 온 제어 개시 가능한 시점은, 보조 스위치(Q2)를 온 제어한 시점 t0보다도 후이고 또한 주 스위치(Q1)의 전압(Vq1)이 t0 시점의 주 스위치(Q1)의 전압(Vq1)보다도 낮아 지고 있는 기간내의 임의의 시점이다. 도 3에 있어, 보조 스위치(Q2)의 오프 제어 종료 시점은, 도 3(F)에 나타낸 보조 스위치(Q2)의 전류(Iq2)가 영으로 되는 시점 t3보다도 후인 t4이기 때문에, 보조 스위치(Q2) 턴 오프 시의 영 전류 스위칭이 달성되고, 보조 스위치(Q2)의 전력 손실이 작아지게 된다.

(t4 ~ t5 기간)

t4 ~ t5 기간에 있어서, 전의 t3 ~ t4 기간과 동일하게 전원(Ei) - 1차 권선(N1) - 주 스위치(Q1) 경로에서 전류(Iq1)가 흐르고, 트랜스(T1)에 에너지가 축적된다. 또한, 1차 권선(N1)은 인덕턴스를 포함하고 있기 때문에, 1차 권선(N1)의 전류는 시간과 함께 증대한다. 이 t4 ~ t5 기간에서 정류 다이오드(D0)가 비도통이고, 부하(R0)에 평활용 콘덴서(C0)로부터 전력이 공급된다.

(t5 ~ t6 기간)

t5 ~ t6 기간은 주 스위치(Q1)의 턴 오프 과도기간이다. t5 시점에서 주 스위치(Q1)를 턴 오프 제어하고, 이것이 오프 상태로 되면, 공진용 콘덴서(C1)가 서서히 충전되어, 이 전압 및 스위치(Q1)의 전압(Vq1)이 도 3(C)에 나타낸 바와 같이 서서히 상승한다. 이 결과, 주 스위치(Q1) 턴 오프 시의 ZVS가 달성되고, 스위칭 손실이 절감된다. 또한, 턴 오프 시의 노이즈가 억제된다. 게다가, t5 ~ t6 기간에 있어 트랜스(T)의 축적 에너지의 방출이 서서히 개시되고, 정류용 다이오드(D0)의 전류(Id0)가 도 3(G)에 나타낸 바와 같이 흐르기 시작한다.

t6 ~ t7 기간은 t1의 직전 기간과 동일한 기간이다. 따라서, t7 시점 후부터 는 t0 ~ t7 기간과 동일한 동작이 반복되어 진다.

출력 단자(2a, 2b) 사이의 전압이, 예컨대 목표 값보다도 높아 지면, 도 4(A)에 나타낸 차동증폭기(12)의 출력전압(V1) 및 레벨 설정회로(16)의 출력 전압(V2)이 높아 지고, 비교기(15, 17)의 출력 펄스의 폭이 좁아 진다. 제 1 비교기(15)의 출력 폭이 좁아지면, 주 스위치(Q1)의 듀티 비(duty ratio)가 작아 지고, 트랜스(T)를 통하여 부하(R0)로 공급되는 전력이 적어지게 된다. 출력 전압이 목표값보다도 낮아지게 된 때, 상기의 높아지게 된 때와 반대로 동작하게 된다.

본 실시 형태의 DC-DC 컨버터에 따르면, 다음의 효과를 얻을 수 있다.

(1) 비교적 간단한 회로에 의해 주 스위치(Q1) 턴 오프 시와 턴 온 시의 쌍방의 ZVS가 달성되고, 또한 보조 스위치(Q2) 턴 오프 시의 ZVS와 턴 온 시의 영 전류 스위치(ZCS)가 달성된다. 이 결과, DC-DC 컨버터의 전력 손실이 작아지게 되고, 효율을 높일 수 있다. 또한, 주 스위치(Q1) 및 보조 스위치(Q2)의 방열장치를 소형화할 수 있다.

(2) 주 스위치(Q1)의 온 시간 폭이 좁아져도 ZVS를 안정적으로 달성할 수 있다. 즉, 보조 스위치(Q2)를 주 스위치(Q1)의 온에 앞서서 온으로 하여 공진용 콘덴서(C1)의 전하를 강제적으로 방출시키고, 그 후에 주 스위치(Q1)를 온으로 함으로써, 공진용 콘덴서(C1)의 전하의 크고 작음 및 트랜스(T)의 축적 에너지의 방출 종료 시점의 변화에 구애받지 않고 주 스위치 턴 온 시 ZVS가 가능하게 된다.

(3) 보조 스위치(Q1)에 의해 공진용 콘덴서(C1)를 강제적으로 방출시키고, 주 스위치(Q1)의 전압(Vq1)을 영으로 하며, 이 상태에서 주 스위치(Q1)를 턴 온 제어하기 때문에, 전원(Ei)의 전압의 변화 또는 부하(R0) 변화에 의한 주 스위치(Q1)의 제어 펄스 폭 변화에 구애받지 않고, 주 스위치(Q1) 턴 온 시의 ZVS를 확실하게 달성할 수 있다.

(4) 도 2에 나타낸 바와 같이, 삼각파 발생기(14)와 제 1 비교기(15)로 이루어지는 일반적인 PWM 펄스 형성회로에, 레벨 설정회로(16)와 제 2 비교기(17)와 MMV(18)를 부가한다는 간단한 구성에 의해 보조 스위치(Q2)를 제어할 수 있다.

다음으로, 도 5 및 도 6을 참조하여 제 2 실시 형태의 DC-DC 컨버터를 설명한다, 제 2 실시 형태의 DC-DC 컨버터는, 도 1의 제 1 실시 형태의 DC-DC 컨버터의 제어회로(4)를 변형한 제어회로(4a)를 설계하고, 그 밖은 도 1과 동일하게 구성한 것이다. 따라서, 제어회로(4a) 이외는, 도 1을 참조하고 또한 이 설명을 생략한다. 또한 제 2 실시 형태의 제어회로(4a)를 나타내는 도 5에 있어 도 2의 제어회로(4)와 실질적으로 동일한 부분은 동일의 부호를 붙히고 그 설명은 생략한다.

도 5의 제 1 및 제 2 비교기(15, 17)의 입출력은 도 6(A)(B)(C)에 나타낸 바 그대로이고, 도 4(A)(B)(C)에 나타낸 것과 동일하다. 제 1 상승 에지 검출회로(21)는 도 6(B)에 나타내는 제 1 비교기(15)의 출력 펄스의 상승 에지에 응답하여 도 6(D)의 t1 시점에 나타나는 제 1 트리거 펄스(P1)를 출력하는 것이다. 제 1 하강 에지 검출회로(22)는 도 6(B)에 나타내는 제 1 비교기(15)의 출력 펄스의 하강 에지에 응답하여 도 6(E)의 t4 시점에 나타내는 제 2 트리거 펄스(P2)를 출력하는 것이다. 제 2 상승 에지 검출회로(23)는 도 6(C)에 나타내는 제 2 비교기(17)의 출력 펄스의 상승 에지에 응답하여 도 6(F)의 t1 시점에 나타내는 제 3 트리거 펄스(P3)를 출력하는 것이다. 제 2 하강 에지 검출회로(24)는 도 6(C)에 나타내는 제 2 비교기(17)의 출력 펄스의 하강 에지에 응답하여 도 6(G)의 t5 시점에 나타내는 제 4 트리거 펄스(P4)를 출력하는 것이다. 제 1 RS 플립플롭은, 제 1 상승 에지 검출회로(21)에 접속된 세트 단자(S)와 제 2 하강 에지 검출회로(24)에 접속된 리세트 단자(R)를 포함하고, 제 1 트리거 펄스(P1)에 응답하여 세트 상태가 되고, 제 4 트리거 펄스(P4)에 응답하여 리세트 상태가 되고, 도 6(H)의 t1 ~ t5에 나타낸 펄스로이루어지는 제 1 제어신호(Vg1)를 형성하고, 도 1의 주 스위치(Q1)에 보내는 것이다. 제 2 RS 플립플롭(26)은, 제 2 상승 에지 검출회로(23)에 접속된 세트 단자(S)와 제 1 하강 에지 검출회로(22)에 접속된 세트 단자(R)를 포함하고, 제 3 트리거 펄스(P3)에 응답하여 세트 상태가 되며, 제 2 트리거 펄스에 응답하여 리세트 상태가 되며, 도 6(I)의 t0 ~ t4에 나타나는 펄스로 이루어진 제 2 제어신호(Vg2)를 보조 스위치(Q2)에 보내는 것이다.

도 1 주 스위치(Q1)는, 도 6(H)의 제 1 제어신호(Vg1)에 응답하여 온·오프되며, 보조 스위치(Q2)는 도 6(I)의 제 2 제어신호(Vg2)에 응답하여 온·오프된다.

도 6(H)(I)의 제 1 및 제 2 제어신호(Vg1, Vg2) 상호간의 시간 관계는 도 4(B)(D) 펄스의 상호간의 시간 관계와 동일하기 때문에, 도 5의 제어회로(4a)에 의해서 도 2의 제어회로(4)와 실질적으로 동일하게 주 스위치(Q1), 보조 스위치(Q2)를 제어할 수 있다. 따라서, 제 2 실시 형태에 의해 제 1 실시 형태와 동일한 효과를 얻을 수 있다. 또한, 제 2 실시 형태는 제 2 제어신호(Vg2)의 펄스 폭이 제 1 제어신호(Vg1)의 펄스 폭으로 연동하여 변화하기 때문에, 제 2 제어신호(Vg2)의 펄스 폭에 구애되지 않고 제 1 제어신호(Vg1)의 펄스 폭을 자유롭게 결정할 수 있다는 효과를 갖는다.

본 발명은 상기 실시 형태에 한정되지 아니하고, 예컨대 다음의 변형이 가능하다.

(1) 주 스위치(Q1) 및 보조 스위치(Q2) 중 어느 일방 또는 쌍방을 FET 이외의 바이폴라 트랜지스터, IGBT(절연 게이트형 바이폴라·트랜지스터) 등의 다른 반도체 스위치 소자로 할 수 있다.

(2) 인덕터(L1)를 생략하고, 그 대신에 3차 권선(N3) 및 4차 권선(N4)을 1차 권선(N1)에 대하여 소(疎)결합하여 누설 인덕턴스를 크게하고, 3차 권선(N3)과 4차 권선(N4) 중 어느 일방의 인덕턴스를 공진용 인덕턴스로 할 수 있다.

(3) 도 1에서, 1차 권선(N1)과 3차 권선(N3) 그리고 4차 권선(N4)을 동일한 권수로 하였지만, 이들 상호간의 권수 비를 바꿀 수 있다. 예컨대, 1차 권선(N1)과 3차 권선(N3)과의 권수를 동일하게 유지하고, 4차 권선(N4)의 권수를 3차 권선(N3)과 다른 값으로 할 수 있다.

(4) 주 스위치(Q1)의 온 시에 정류용 다이오드(D₀)가 온으로 되는 포워드형 DC-DC 컨버터에 본 발명을 적용할 수 있다.

(5) 전압 검출회로(11)의 출력을 제 1 비교기(15) 및 레벨 설정회로(16)로 차동증폭기(12)를 통하지 않고 접속할 수 있다.

각 청구항의 발명에 따르면, 제 2 스위치에 의해 공진용 콘덴서의 전하를 강제적으로 방출하여 제 1 스위치의 전압을 영 볼트로 할 수 있기 때문에, 제 1 스위치 턴 온 시의 영 전압 스위칭 즉 ZVS를 안정적으로 달성할 수 있다. 이 결과, 제 1 스위치 턴 온 시와 턴 오프 시의 양방의 ZVS를 행할 수 있고, DC-DC 컨버터의 효율을 향상시킬 수 있다.

또한, 제 1 스위치의 온 시간 폭이 변화하여도 공진용 콘덴서가 제 2 스위치에 의존하여 강제적으로 방전되기 때문에, 제 1 스위치 턴 온 시의 ZVS를 행할 수 있다.

게다가, 제 2 스위치 턴 온 시에는 영 전류 스위칭 즉 ZCS로 되고, 이 턴 오프 시에는 ZVS로 되기 때문에, 제 2 스위치를 설계하는 것에 의한 전력 손실의 증대를 억제할 수 있다.

더욱이, 청구항 제 5항 및 제 6항의 발명에 따르면, 제어회로를 간단하게 구성할 수 있다.

Claims

부하에 직류전력을 공급하기 위한 DC-DC 컨버터로서,

직류전압을 공급하기 위한 제 1 및 제 2 직류전원 단자;

서로 전자(電磁)결합된 1차 권선, 2차 권선, 3차 권선, 및 4차 권선을 포함하는 트랜스;

상기 2차 권선에 접속되는 정류 평활 회로;

제 1 및 제 2 스위치;

상기 제 1 스위치에 병렬로 접속되는 콘덴서 또는 기생용량으로 이루어지는 공진용 커패시턴스 수단;

공진용 인덕터 수단 또는 상기 트랜스의 누설 인덕턴스로 이루어지는 공진용 인덕턴스 수단;

제 1 및 제 2 다이오드; 그리고

스위치 제어회로를 포함하고,

상기 1차 권선의 일단은 상기 제 1 직류전원 단자로 접속되고,

상기 제 1 스위치는 상기 1차 권선의 타단과 상기 제 2 직류전원 단자 사이에 접속되며,

상기 3차 권선과 상기 4차 권선과 상기 공진용 인덕턴스 수단과 상기 제 1 다이오드와 상기 제 2 스위치는 서로 직렬로 접속되고 또한 상기 1차 권선과 상기 제 1 스위치와의 직렬회로에 대해 병렬로 접속되며,

상기 제 1 다이오드는 상기 제 1 및 제 2 직류전원 단자로부터 공급되는 직류전압에 의해 순 방향 바이어스되는 방향성을 가지며,

상기 제 2 다이오드는 상기 제 1 및 제 2 직류전원 단자로부터 공급되는 직류전압에 의해 역 방향 바이어스되는 방향성을 갖고 또한 상기 4차 권선과 상기 공진용 인덕터 수단과 상기 제 1 다이오드와 상기 제 2 스위치로 이루어지는 직렬회로에 대해 병렬로 접속되며,

상기 스위치 제어회로는 상기 제 1 스위치를 온·오프 제어하는 제 1 제어신호를 발생시킴과 동시에, 상기 제 2 스위치를 온·오프 제어하는 제 2 제어신호를 발생시키는 것으로, 상기 제 2 제어신호는, 상기 제 1 스위치의 온 개시 시점(t1)보다도 앞선 시점(t0)에서 상기 제 2 스위치의 온 제어를 개시하고, 상기 제 1 스위치의 온 종료 시점(t5)보다도 앞선 시점(t4)에서 상기 제 2 스위치의 온 제어를 종료시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 스위치에 병렬로 접속되고 또한 상기 제 1 및 제 2 직류전원 단자로부터 공급되는 직류전압에 의해 역 바이어스되는 방향성을 갖는 제 3 다이오드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 정류 평활 회로는, 상기 2차 권선의 일단에 접속된 정류용 다이오드와,상기 2차 권선에 상기 정류용 다이오드를 통하여 병렬로 접속되는 평활용 콘덴서로 이루어지며, 상기 정류용 다이오드는 상기 제 1 스위치의 오프 기간에 상기 2차 권선에 발생하는 전압으로 도통상태가 되는 극성을 갖는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 3차 권선 및 상기 4차 권선은, 상기 제 1 및 제 2 직류전원 단자로부터 공급되는 직류전압을 기준으로 하여 상기 1차 권선의 극성과 동일한 극성을 갖는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 제어회로는,

상기 정류 평활 회로의 출력전압의 크기를 나타내는 제 1 전압을 얻기 위한 출력전압 검출수단;

상기 제 1 전압보다도 낮은 제 2 전압을 얻기 위한 수단;

삼각파 전압 또는 톱니파(鉅波) 전압으로 이루어지는 비교용 파형을 발생하는 비교용 파형 발생기;

상기 제 1 전압과 상기 비교용 파형을 비교하여 상기 제 1 제어신호를 형성하고, 상기 제 1 스위치로 보내는 제 1 비교기;

상기 제 2 전압과 상기 비교용 파형을 비교하는 제 2 비교기; 그리고

상기 제 2 비교기의 출력 펄스의 상승 에지에 응답하여 상기 제 2 스위치를 온으로 하기 위한 펄스를 발생시키고, 상기 제 1 스위치의 온 종료 시점보다도 전에 상기 펄스의 발생을 종료시키는 펄스 발생 수단으로 이루어지는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 제어회로는,

상기 정류 평활 회로의 출력전압의 크기를 나타내는 제 1 전압을 얻기 위한 출력전압 검출수단;

상기 제 1 전압보다도 낮은 제 2 전압을 얻기 위한 수단;

삼각파 전압 또는 톱니파 전압으로 이루어지는 비교용 파형을 발생하는 비교용 파형 발생기;

상기 제 1 전압과 상기 비교용 파형을 비교하여 제 1 펄스를 형성하는 제 1 비교기;

상기 제 2 전압과 상기 비교용 파형을 비교하여 제 2 펄스를 형성하는 제 2 비교기;

상기 제 1 펄스의 상승 에지를 검출하는 제 1 상승 에지 검출수단;

상기 제 1 펄스의 하강 에지를 검출하는 제 1 하강 에지 검출수단;

상기 제 2 펄스의 상승 에지를 검출하는 제 2 상승 에지 검출수단;

상기 제 2 펄스의 하강 에지를 검출하는 제 2 하강 에지 검출수단;

상기 제 1 상승 에지 검출수단의 출력에 응답하여 세트 상태가 되고, 상기 제 2 하강 검출수단의 출력에 응답하여 리세트 상태가 되어 상기 제 1 제어신호를 출력하는 제 1 플립플롭; 그리고

상기 제 2 상승 에지 검출수단의 출력에 응답하여 세트 상태가 되고, 상기 제 1 하강 에지 검출수단의 출력에 응답하여 리세트 상태가 되어 상기 제 2 제어신호를 출력하는 제 2 플립플롭으로 이루어지는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.