CN1309461A - 具有突发方式的零电压切换开关电源 - Google Patents

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Abstract

在一种调谐的开关电源中,一个电源电感连接到一个电容上形成一个调谐的谐振电路。一个晶体管开关连接到谐振电路,用于在连接到一个负载电路的电感中产生电流脉冲,从而提供电源输出。谐振电压脉冲产生在晶体管开关的一对主导电端子之间。一个控制器连接到晶体管开关,用于在运行工作方式时产生一个开关控制信号。晶体管开关是周期性地导通的,当谐振电压脉冲达到零电压时,提供零电压开关转换。在备用工作方式时,电流脉冲的产生被禁止,以提供突发工作方式。

Description

具有突发方式的零电压切换开关电源
本发明涉及一种具有突发工作方式和运行工作方式的零电压切换开关电源。
一种典型的开关电源(SMPS)包括一个开关晶体管，该晶体管连接到电源变换变压器的初级绕组上，用于周期性地向初级绕组供给输入电源电压。使SMPS工作于运行工作方式和备用工作方式是已知的。在运行工作方式时，电流脉冲以高的频率产生于变压器次级绕组中并且被整流，用于周期性地补充一个滤波器或平滑电容器中的电荷。在电容器中产生的输出电源电压被连接用于激励一个负载。
在运行工作方式中，SMPS是连续工作的。在备用工作方式下，就可能需要SMPS以突发方式工作，以便降低功耗。在突发方式的一个给定的周期中，高频电流脉冲产生于变压器绕组中。这些电流脉冲之后是一个几个微秒的较长时间间隔，这里称其为空闲时间间隔，在这个间隔中不产生电流脉冲。SMPS的一种有益类型是零电压切换SMPS。
为了实现本发明的特征，在零电压切换SMPS中，晶体管的导通发生在晶体管主导电端子之间的电压为零时，以便使转换损耗最小化。在备用时，可能需要使零电压切换SMPS工作于突发方式。
在体现本发明的特征的零电压切换SMPS中，备用方式是通过利用一个开关将运行方式负载与滤波电容器断开来启动的。由此，运行方式负载就停止了消耗负载电流。因为运行方式负载电路是被断电的，所以SMPS的一个反馈环路就会使晶体管以比运行方式短得多的工作周期来导通。在晶体管的连续开关周期中，这个短的工作周期会使零电压切换SMPS工作于备用、突发方式。
一种体现了本发明的一个方面的开关电源设备包括一个电源电感，它连接到一个输入电压源。一个电容连接到电感上来形成一个调谐的谐振电路。第一晶体管开关连接到谐振电路上来在电感中产生激励电源脉冲，这些脉冲连接到一个负载电路。在一个给定的开关周期中，在第一晶体管开关的一对主导电端子之间产生谐振电压脉冲。在第一晶体管开关的给定开关周期中产生一个开关控制信号来使第一晶体管开关导通。在一个运行工作方式中，在谐振电压脉冲中给定的一个脉冲已降低到足以提供零电压切换的电平之后，第一晶体管开关导通。一个开/关控制信号源指示需要备用工作方式的时间。在备用期间，开关工作于突发方式。
图1显示出体现了本发明的特征的一种电源，在备用时它工作于突发方式；
图2a、2b和2c显示出说明图1的电路在运行方式下的工作的波形；
图3a和3b显示出用于说明图1的电路在备用、突发方式下的工作的波形；
图4a、4b和4c显示出说明图1的电路在从突发方式向运行方式转变时的工作的波形。
图1显示出一个调谐SMPS100，它体现了本发明的一个方面。在图1中，一个N型的金属氧化物半导体(MOS)功率晶体管Q3用作一个晶体管开关，其漏极通过一个变压器T1的初级绕组L1连接到一个输入电源的端子20，即连接到直流(DC)电压RAW B+。变压器T1作为一个隔离变压器，用于提供高压侧地线-低压侧地线隔离(hot ground-cold ground isolation barrier)。电压RAW B+是从例如一个滤波电容器引出的，该滤波电容器连接到一个桥式整流器，该整流器对市电电源电压进行整流(未示出)。
晶体管Q3的源极通过一个电流检测或抽样电阻器R12连接到一个未隔离的高压侧地线上。一个阻尼二极管D6用作一个开关，它与晶体管Q3并联连接，并且与晶体管Q3包含在同一个组件中，从而形成了一个双向开关22。电容器C6与二极管D6并联连接，并且与绕组L1串联，从而在开关22不导通时与绕组L1的电感形成一个谐振电路21。
变压器T1的次级绕组L2连接到峰值整流二极管D8的阳极，并且连接到一个隔离的或低压侧地线上，用于在滤波电容器C10中产生一个输出电压VOUT，滤波电容器C10连接到二极管D8的阴极。在运行工作方式时，电压VOUT通过一个串接的运行负载开关401连接到一个运行负载电路302。开关401是由体现了本发明的特征的一个控制信号RUN/STBY(运行/备用)来控制的，该控制信号是由一个微处理器412产生的，用于在运行方式时维持开关401导通。
一个误差(信号)放大器23响应于电压VOUT和一个参考电压VREF。一个光(电)耦合器IC1包括一个发光二极管。通过一个电阻器R4，光(电)耦合器IC1的晶体管的发射极连接到一个负DC电压V3。光(电)耦合器IC1的晶体管的集电极连接到电容器C3。光耦合器IC1用作隔离。光耦合器IC1的一个误差集电极电流Ie表示电压VOUT大于参考电压的量，并因此表示它们之间的差值。
比较晶体管Q2的基极通过一个电阻器R11连接到介于晶体管Q3的源极和电流检测电阻器R12之间的一个连接端子。晶体管Q2对晶体管Q2的基极电压VBQ2和晶体管Q2的发射极上产生的一个误差电压VEQ2进行比较。电压VBQ2包括与晶体管Q3中的源极-漏极电流ID成比例的第一部分。一个直流(DC)电压V2通过电阻器R6连接到晶体管Q2的基极，从而在电阻器R11上形成了电压VBQ2的第二部分。
直流电压V2还通过一个电阻器R5连接到由电容器C3形成的反馈环路滤波器，以形成一个电流源给电容器C3充电。误差电流Ie连接到电容器C3，用于给电容器C3放电。一个二极管D5连接在晶体管Q2的发射极和地之间。二极管D5将电压VEQ2限制到二极管D5正向电压，并限制晶体管Q3中的最大电流。
晶体管Q2的集电极连接到晶体管1的基极，而晶体管Q1的集电极连接到晶体管Q2的基极，从而形成了一个再生开关31。晶体管Q3的一个控制电压VG是在晶体管Q1的发射极产生的，并且通过一个电阻器R10连接到晶体管Q3的栅极，晶体管Q1的发射极形成了再生开关31的一个输出端子。
变压器T1的次级绕组L3通过电阻器R9连接用于产生一个交流(AC)电压V1。通过电容器C4和电阻器R8，电压V1交流(AC)连接到晶体管Q1的的发射极，用于产生晶体管Q3的驱动电压VG。通过集电极电阻器R7，交流连接的电压V1连接到晶体管Q2的集电极和晶体管Q1的基极。电压V1还由一个二极管D2整流，用于产生电压V3，并且由一个二极管D3整流，用于产生电压V2。
连接在电压RAW B+的电源和电容器C4的远离绕组L3的端子30之间一个电阻器P3，在电压RAW B+导通时给电容器C4充电。当晶体管Q3的栅极上的电压VG超过MOS晶体管Q3的阈值电压时，晶体管Q3就导通，从而使晶体管Q3的漏极电压VD降低。结果是，电压V1变成正的，并加强了用于以正反馈方式维持晶体管Q3完全导通的电压VG。
图2a-2c示出了用于说明图1的调谐SMPS100的工作的波形。图1和图2a-2c中相似的符号和数字表示相似的参数或功能。
在图2c的一个给定的周期T的一个间隔t0到t10中，图1中的导通的晶体管Q3的电流ID呈向上斜坡(up-ramping)。结果是，在绕组L1中，一个电流IL1的相应的非谐振电流脉冲部分呈向上斜坡，并且在与变压器T1的绕组L1相关的电感中储存磁能。在图2c的时间t10，图1中的包含从电阻器R12上的电压引出的向上斜坡部分的电压VBQ2，超过了由电压VEQ2决定的再生开关31的触发电平，并使晶体管Q2导通。电流在晶体管Q1的基极中流动。因此，再生开关31在晶体管Q3的栅极上施加了一个低的阻抗。结果是，图2a中的栅极电压VG降低到接近零伏，并使图1中的晶体管Q3关断。当晶体管Q3被关断后，图2b中的漏极电压VD增大，并使图1中的来自于绕组L3的电压V1降低。储存在栅极-源极电容CG中的电荷维持锁定工作方式，直到图2a的时间t20。
当电压VG变得小于用于维持图1的晶体管Q1中的足够的集电极电流所需的电压时，在晶体管Q2基极上的正向导电就停止了，并且因此，再生开关31中的锁定工作方式就中断了。此后，连续降低的电压V1使图2a中电压VG的负的部分40维持图1中的晶体管Q3关断。
当晶体管Q3被关断时，如图2b所示，漏极电压VD就会增加，如图2b的间隔t10-t20中所示的。图1中的电容器C6限制了电压VD的增加速率，使得晶体管Q3在电压VD增加到明显超过零电压之前是完全不导通的。因此，有利的是，转换损耗和辐射出的转换噪音就减少了。在图2b的间隔t10-t30期间，当图1的晶体管Q3被关断时，包含电容器C6和绕组L1的谐振电路21振荡。电容器C6限制了电压VD的峰值电平。因此，有利的是，就不需要缓冲二极管和寄存器，这样效率会提高，转换噪音会减少。
在图2b的时间t30之前，电压VD的降低会使得图1中的电压V1变成一个负电压。在图2b的时间t30时，电压VD接近零伏并且稍微呈负值，使得图1中的阻尼二极管D6导通并且将图2b的电压VD箝位到大约零伏。由此，图1中的谐振电路21呈现了半周振荡。在图2b的时间t30之后，由于上述的图1中电压V1极性变化，图2a的电压VG变为越来越大的正电压。
晶体管Q3随后的导通被延迟，延迟时间是由电阻器R8和栅极电容CG的时间常数决定的，一直到图2b的时间t30之后，当电压VD接近零伏时。因此，只产生最小的导通损耗，并且转换噪音会减少。
电压VOUT的负反馈调节是通过改变滤波电容器C3中的电压VEQ2来实现的。当电压VOUT比电压VREF大时，电流Ie使电容器C3放电并使电压VEQ2降低。因此，比较晶体管Q2的阈值电平被降低。结果是，晶体管Q3中的电流ID的峰值和输送到负载电路(未示出)的功率减小。另一方面，当电压VOUT比电压VREF小时，电流Ie是零，并且电阻器R5中的电流使电压VEQ2增大。结果是，晶体管Q3中电流ID的峰值和输送到负载电路(未示出)的功率增大。因此，包含再生开关31的晶体管Q3的控制电路根据电压VEQ2提供了晶体管Q3中的电流ID的工作周期调制。
调谐SMPS100是基于以电流脉冲控制为基础的电流脉冲，工作于电流控制方式。在图2c的间隔t0-t10期间，在图1的晶体管Q3中流动的电流ID的电流脉冲，当其达到图1中由电压VEQ2决定的晶体管Q2的阈值电平时，就在图2c的时间t10终止了，并且是由形成一个误差信号的误差电流Ie建立的。误差信号实际上控制在绕组L1的电感中流动的电流ID的电流脉冲的峰值电流。控制电路同时以前馈方式校正电压RAW B+的输入电压变化，而不需利用误差放大器23的动态范围。按这种方式，既获得了电流方式调节的优点，又获得了调谐SMPS的优点。
图3a和3b显示出图1中端子30处的电压V30的波形，用于说明SMPS100在备用、突发方式中的工作。当晶体管Q3导通时，电压V30大约等于控制晶体管Q3的栅极电压VG。在图3a的突发方式周期tA-tC中，当图1的晶体管Q3产生转换操作时，图3b的电压V30的波形包括一个时间延长的有效间隔tA和tB。在一个较长的空闲时间间隔tB-tC中，图1的晶体管Q3中没有产生开关周期。在图1、2a、2b、2c、3a和3b中相似的符号和数字指示相似的参数或功能。
在结束于图3b的时间tA的一个空闲时间间隔中，图1中的电容器C4通过电阻器R3以斜坡渐增(ramping)方式充电，充电速率由R3、C4的时间常数决定，目的是形成一个正电压VC4。在时间tA中，正电压V30达到了图1中晶体管Q3的阈值电平。由此，在晶体管Q3中产生了高频开关周期。在间隔tA-tB中，图3b中电压V30的一个正峰值电压V30PEAK超过了图1的晶体管Q3的阈值电平。因此，高频开关周期就在晶体管Q3中是连续的。在晶体管Q3的每一开关周期中，晶体管Q1是导通的，如上所述。因此，电容器C4略微放电。晶体管Q1中的放电电流超过了电阻器R3中的充电电流。因此，电压VC4呈向下斜坡。电压VC4使电压V1在趋于降低图3b的正峰值电压V30PEAK的方向上产生电平移动。在时间tAB，正峰值电压V30PEAK降低到小于图1的晶体管Q3的阈值电平的值。晶体管Q3中的转换操作在时间tB停止，随后是下一个空闲时间间隔tB-tC。从图3a的时间tB到时间tC，电容器C4通过电阻器R3充电，如上所述。
例如，当用户通过例如一个遥控装置(未示出)启动一个断电请求命令时，一个控制信号ON/OFF(开/关)就施加到微处理器412的输入端子412a上。图1的微处理器412产生LOW(低)状态的控制信号RUN/STBY，用于关断运行负载开关401。关断的开关401使图1的运行负载电路302与电容器C10断开，从而启动和维持备用、突发工作方式。由此，负载电路302被断电，并且负载电路302中的负载电流iL2就停止了。另一方面，连接到电容器C10的负载电路303包括在备用方式期间被激励的阶段(stages)。
当负载电路302被断开时，电容器C10的充电电流IDOUT3是小的。由于当负载电路302被断电时，图1电容器C10的充电电流IDOUT3是小的，所以反馈环路使晶体管Q3以比运行方式中短得多的工作周期导通。在晶体管Q3的连续开关周期中，这个短的工作周期形成了SMPS100的备用、突发工作方式。
为了实现本发明的特征，SMPS100既包括前述的在运行方式中的零电压切换特征，又包括在备用方式中的突发方式特征。这两个特征都利用了SMPS100的自激振荡特征。
电阻器R3和电容器C4的值是根据所需的空闲时间间隔tB-tC的长度来选择的。电阻器R8的值被选择用于保证突发方式中的工作。如果电阻器R8的值太大，晶体管Q1中的放电电流将会太小，并且图3b的电压V30的正峰值电压V30PEAK将不能降低到低于图1的晶体管Q3的阈值电平。有益的是，通过选择足够小的电阻器R8的值，当在晶体管Q3的连续开关周期中产生短的工作周期时，突发工作方式就能保证。
图4a、4b和4c显示出用于说明在图1的SMPS100中从备用方式向运行方式转变的波形。在图1、2a、2b、2c、3a、3b、4a、4b和4c中，相似的符号和数字表示相似的参数或功能。在图4c中所示的一个给定的突发方式周期t1-t3的突发部分t1-t2中，在图1的绕组L2中产生的脉冲407，在一个包络检波器402中被整流，以便在图1的电容器405中产生一个包络检波的脉冲信号408。包络检波器402包括一个电阻器403，它连接在变压器TI的绕组L2的一部分和整流二极管404的阳极之间。二极管404的阴极连接到一个滤波电容器405，并与一个电阻器406并联连接。在绕组L2中产生的脉冲在二极管404中被整流，以便在电容器405中产生包络检波的信号408。信号408通过一个分压器连接到微处理器412，该分压器包括一个电阻器409和一个电阻器410。
图4c显示出在备用方式中和向运行方式转变过程中信号408的波形。向运行方式的转变从时间t3开始。在一个空闲时间间隔t2-t3之外，脉冲信号408形成了一个逻辑电平HIGH(高)。在空闲时间间隔t2-t3中，图1的突发方式脉冲407是没有的，并且图4c的信号408处于逻辑电平LOW(低)。
例如，当用户通过例如一个遥控装置(未示出)启动一个通电请求命令时，控制信号ON/OFF就以合适的状态施加到微处理器412的输入端子412a。图4b的控制信号ON/OFF与图4c的信号408可能发生在不同步的时间，例如，在空闲时间间隔t2-t3中，在图4b的t8时间。结果是，图1的微处理器412开始搜索在图4c的时间t3处产生的包络检波的信号408的LOW-HIGH转变408V。紧接在图4c的时间t3之后，图1的微处理器412产生HIGH状态的同步控制信号RUN/STBY来导通开关401。应当理解的是，同步控制信号RUN/STBY的产生，可以响应于包络检波的信号408和控制信号ON/OFF，采用专用逻辑电路交替地实现。这种硬件方式可用于替代在微处理器412中的程序控制下产生信号RUN/STBY的方式。
有利的是，紧接在图4c的空闲时间间隔t2-t3的结束时间t3之后，为了将图1的运行方式负载电路302连接到滤波电容器C10，开关401导通。在一个空闲时间间隔部分t8-t3期间，当图1的电流脉冲IDOUT3没有产生时，运行方式负载电路302就不能使电容器C10放电。因此，有利的是，图1的输出电源电压VOUT在图4a的间隔t8-t3期间不降低。相比之下，如果图1的开关401在图4b的间隔t8-t3期间导通，由于没有图1的电流脉冲IDOUT3，如图4a中虚线222所示，图4a的电压VOUT就会大大地降低。紧接在图4a-4c的空闲时间间隔t2-t3之后产生的每个电流脉冲IDOUT3补充图1的滤波电容器导C10(的电荷)。因此，有利的是，电源起动容易了。
例如，假定在包络检波的信号408的LOW-HIGH转变408U产生之后，在图4c的时间t4的突发方式部分，负载电流iL2的幅度不足以禁止突发工作方式。那么，会产生包络检波的信号408的LOW-HIGH转变408D，并且将接着产生另一个突发方式周期。
有利的是，微处理器412将在紧接在图4c的时间t4之后的下一空闲时间间隔(未示出)期间使开关401关断。结果，有利的是，防止了图1的滤波电容器C10放电。在紧接在图4c时间t4的空闲时间间隔(未示出)结束时，当下一包络检波的信号408的LOW-HIGH转变408U(未示出)产生时，图1的负载电流iL2的幅度足以禁止突发工作方式。结果是，SMPS100将继续工作于连续运行方式。由此，有利的是，第二次起动将会容易。

Claims (10)

1．一种开关电源设备，包括：
一个输入电压源；
一个连接到所述输入电压源的电源电感；
一个电容，它连接到所述电感，从而形成一个调谐的谐振电路；
第一晶体管开关，它连接到所述谐振电路，用于在所述电感中产生激励电源脉冲，这些脉冲连接到一个负载电路，以便在一个给定的开关周期中，在所述第一晶体管开关的一对主导电端子之间产生谐振电压脉冲；
开关控制信号产生装置，它连接到所述第一晶体管开关，用于产生一个开关控制信号，以在所述第一晶体管开关的所述给定的开关周期中，使所述第一晶体管开关导通，以便在一个运行工作方式中，在所述谐振电压脉冲中给定的一个脉冲已降低到足以提供零电压开关转换的电平之后，所述第一晶体管开关导通；
一个开/关控制信号源，它指示需要备用工作方式的时间；以及
响应于所述开/关控制信号并且连接到所述第一晶体管开关的装置，用于使所述开关在备用时以突发方式工作。
2．根据权利要求1的电源，其中，所述激励脉冲禁止装置响应于表示所述激励脉冲的幅度的一个信号，用于当所述激励脉冲的所述幅度在所述给定周期的所述第二部分中处在一个数值范围内时，选择性地禁止所述激励脉冲在所述给定的周期的所述第一部分中产生，并且用于当所述激励脉冲的所述幅度处在所述数值范围之外时，选择性地允许所述激励脉冲在所述运行方式中连续地产生。
3．根据权利要求1的电源，其中，所述开关控制信号产生装置响应于所述谐振电压脉冲，以便控制所述第一晶体管开关的导通时间。
4．根据权利要求1的电源，其中，所述开关控制信号产生装置包括一个工作周期调制器，用于改变所述第一晶体管的工作周期，并且其中，所述激励脉冲禁止装置响应于一个根据所述工作周期的值改变的信号，用于当所述工作周期处在一个数值范围内时，使所述电源工作于所述运行方式，并且用于当所述工作周期处于所述数值范围之外时，使所述电源工作于所述备用、突发方式。
5．根据权利要求4的电源，还包括一个响应于所述开/关控制信号的开关，用于选择性地将所述激励脉冲连接到所述负载电路来建立所述运行工作方式，并且用于选择性地使所述激励脉冲与所述负载电路断开来建立所述备用、突发工作方式。
6．根据权利要求1的电源，其中，所述激励脉冲禁止装置包括：第二电容，它连接到所述第一晶体管开关的一个控制端子；连接到所述第二电容的装置，用于当所述激励脉冲产生时，产生第一斜坡电压来控制所述给定突发方式周期的第二部分的长度；以及连接到第二电容的装置，用于当所述激励脉冲被禁止时，产生第二斜坡电压来控制所述给定突发方式周期的所述第一部分的长度。
7．根据权利要求6的电源，其中，所述第一斜坡电压产生装置包括第二晶体管开关，并且所述第二斜坡电压产生装置包括一个电阻器。
8．根据权利要求6的电源，其中，所述谐振电压脉冲通过所述第二电容连接到所述第一晶体管开关的所述控制端子，以便在所述第一晶体管开关的所述给定开关周期中使所述第一晶体管开关导通。
9．一种开关电源设备，包括：
一个输入电压源；
一个连接到所述输入电压源的电源电感；
第一电容，它连接到所述电感，从而形成一个调谐的谐振电路；
第一晶体管开关，它连接到所述谐振电路，用于在连接到一个负载电路的所述电感中产生激励脉冲，并且用于在所述第一晶体管开关的一对主导电端子之间产生谐振电压脉冲；
第二电容，用于将所述谐振电压脉冲连接到所述第一晶体管开关，以便产生一个开关控制信号来在所述第一晶体管开关的一个给定开关周期中使所述第一晶体管开关导通，当一个给定的谐振电压脉冲达到一个零电压来提供零电压开关转换时，所述第一晶体管开关在运行工作方式中导通；
一个开/关控制信号源，它指示需要备用、突发工作方式的时间；以及
响应于所述开/关控制信号并且连接到所述第二电容的装置，用于当所述激励脉冲产生时，在所述第二电容中产生第一斜坡电压来控制在所述突发方式中一个给定周期的第一部分的长度，并且用于当所述激励脉冲被禁止时，在所述第二电容中产生第二斜坡电压来控制所述突发方式周期的第二部分的长度。
10．根据权利要求9的电源，其中，所述斜坡电压产生装置包括：第二晶体管开关，它连接到所述第二电容，用于产生所述第一斜坡电压；以及一个电阻器，它连接到所述输入电压源和所述第二电容，用于产生所述第二斜坡电压。
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