CN1290992A - 开关电源电路 - Google Patents

Abstract

一种开关电源电路,包括:整流及平滑装置,产生整流和平滑电压,将其输出作为直流输入电压;绝缘变换器变压器,将初级侧输出传递到次级侧;开关装置,将直流输入电压传递给绝缘变换器变压器的初级绕组;初级侧谐振电路,将开关装置的操作转换为电压谐振;功率因数改善装置,根据反馈开关输出电压产生整流电流来改善功率因数;在绝缘变换器变压器次级绕组的次级谐振电容器;直流输出电压产生装置,执行整流操作以产生次级侧直流输出电压;恒压控制装置,对次级侧直流输出电压执行恒压控制。

Description

开关电源电路

本发明涉及具有功率因数改善电路的开关电源电路。

本发明的专利申请人早些时候提出了多种开关电源电路，每种开关电源电路在初级侧具有谐振型变换器。另外，还提出各种开关电源电路，每种开关电源电路具有用于改善谐振型变换器的功率因数的功率因数改善电路。

图9示出了典型开关电源电路的电路图，该电路的结构是以本发明的专利申请人早些时候提出的一项发明为基础的。详细地说，该开关电源电路的结构包括改善基于自激技术的电流谐振型开关变换器的功率因数的功率因数改善电路。

图中所示的开关电源电路包括桥式整流电路Di，用于对商用交流电源AC进行全波整流。经桥式整流电路Di全波整流后得到的整流后的输出通过功率因数改善电路20对平滑电容器Ci充电。结果，在平滑电容器Ci的端子之间出现与交流输入电压VAC的电平的1倍对应的整流且平滑后的电压Ei。

此外，在其整流路径上包含桥式整流电路Di和平滑电容器Ci的电路中插入涌流(rush current)限制电阻器Ri。详细地说，当电源接通时，涌流限制电阻器Ri限制流入平滑电容器Ci的涌流。

图中示出的功率因数改善电路20包括滤波扼流圈LN和高速再生式二极管D1，它们彼此串联连接在桥式整流电路Di的正极输出端和平滑电容器Ci的正极输出端之间。扼流圈LS的一端连接到高速再生式二极管D1的阴极。

滤波电容器CN的一个端子连接到高速再生式二极管D1的阳极和平滑电容器Ci的正极之间的接点上。滤波电容器CN的另一端连接扼流圈LS的另一端。滤波电容器CN与滤波扼流圈LN结合在一起起普通型低通滤波器作用。

功率因数改善电路20中高速再生式二极管D1和扼流圈LS之间的连接点通过电容器C1连接到以下将要描述的变压器PIT(功率隔离变压器)初级侧的一个端子，与初级侧上的绕组N1的电感器L1结合形成串联谐振电路。通过这种连接，由下文将描述的开关设备产生的开关输出反馈给串联谐振电路。

下面将描述功率因数改善电路20的功率因数改善工作。

开关电源电路还包括采用自激技术的电流谐振型变换器。该自激电流谐振变换器利用出现在平滑电容器Ci端子之间的整流且平滑后的电压Ei作为工作电源。

如图所示，变换器采用2个开关设备Q1和Q2，开关设备Q1和Q2彼此线连接在平滑电容器Ci的正极端和地之间的半桥接点中，平滑电容器Ci的负极端接地。开关设备Q1和Q2都是双极型晶体管。

起动电阻器RS1连接在开关设备Q1的集电极和基极之间。同样，起动电阻器RS2连接在开关设备Q2的集电极和基极之间。通过谐振电容器CB1连接到开关设备Q1的基极的电阻器RB1规定开关设备Q1的基极电流(也称为驱动电流)。类似地，通过谐振电容器CB2连接到开关设备Q2的基极的电阻器RB2规定开关设备Q2的基极电流(也称为驱动电流)。嵌位二极管DD1连接在开关设备Q1的发射极和基极之间。同样地，嵌位二极管DD2连接在开关设备Q2的发射极和基极之间。当开关设备Q1处于截止状态时，嵌位二极管DD1形成流过开关设备Q1的基极和发射极的嵌位电流的电流路径。同样，当开关设备Q2处于截止状态时，嵌位二极管DD2形成流过开关设备Q2的基极和发射极的嵌位电流的电流路径。

谐振电容器CB1与在下文将描述的驱动变压器PRT(功率调节变压器)中采用的驱动绕组NB1结合形成自激振荡的串联谐振电路，并规定开关设备Q1的开关频率。同样地，谐振电容器CB2与在下文将描述的驱动变压器PRT中采用的驱动绕组NB2结合形成自激振荡的串联谐振电路，并规定开关设备Q2的开关频率。应当注意，串联谐振电路也称为自激振荡驱动电路。

驱动变压器PRT驱动开关设备Q1和Q2，还通过控制开关频率的变化执行恒压控制。在图中所示的开关电源电路中，驱动绕组NB1和NB2、谐振电流检测绕组ND以及沿着与驱动绕组NB1和NB2、谐振电流检测绕组ND取向垂直的方向的控制绕组NC形成正交可饱和电抗器。

在驱动变压器PRT中采用的驱动绕组NB1的一端通过串联连接的电阻器RB1和谐振电容器CB1连接到开关设备Q1的基极，而驱动绕组NB1的另一端连接到开关设备Q1的发射极。同样，在驱动变压器PRT中采用的驱动绕组NB2的一端通过串联连接的电阻器RB2和谐振电容器CB2连接到开关设备Q2的基极，而驱动绕组NB2的另一端连接到开关设备Q2的发射极。驱动绕组NB1和NB2沿着使前者产生的电压极性与后者产生的电压极性相反的方向缠绕。

绝缘变换器变压器(insulating converter transformer)PIT在次级侧引出开关设备Q1和Q2的输出。通过将绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的一端通过谐振电流检测绕组ND连接到开关设备Q1的发射极和开关设备Q2的集电极之间的连接点(或开关输出点)上，获得开关输出。

如上所述，初级绕组N1的另一端通过串联谐振电容器C1连接到功率因数改善电路20中的再生式二极管D1的阴极和扼流圈LS之间的连接点。

也就是说，串联谐振电容器C1与初级绕组N1串联连接。串联谐振电容器C1的电容和包括初级绕组N1的电感L1的绝缘变换器变压器PIT的漏电感形成使开关变换器以电流谐振型工作的初级侧串联谐振电路。这就是为什么初级绕组N1也称为串联谐振绕组的原因。

在绝缘变换器变压器PIT的次级侧，在次级绕组N2的中间设有中间抽头。整流二极管D01和D03的阳极分别连接到次级绕组N2的上端抽头和上部中间抽头。同样，整流二板管D02和D04的阳极分别连接到次级绕组N2的下端抽头和下部中间抽头。平滑电容器C01连接在地与整流二极管D01和D02的阴极之间，形成第一全波整流电路。同样地，平滑电容器C02连接在地与整流二极管D03和D04的阴极之间，形成第二全波整流电路。包括平滑电容器C01和整流二极管D01和D02的第一全波整流电路产生直流输出电压E01。类似地，包括平滑电容器C02和整流二极管D03和D04的第二全波整流电路产生直流输出电压E02。

应当注意，直流输出电压E01和直流输出电压E02单独向控制电路1供电。控制电路1用直流输出电压E01作为检测电压，用直流输出电压E02作为工作电源。

控制电路1执行下述恒压控制。具体地说，控制电路1将DC电流作为控制电流提供给驱动变压器PRT的控制绕组NC。典型地，根据次级侧上直流输出电压E01的变化调节控制电流的幅值。

具有上述结构的开关电源电路完成如下开关操作。首先，当商用AC电源接通时，通过起动电阻器RS1和RS2为开关设备Q1和Q2提供起动电流。假设开关设备Q1先接通，执行控制从而断开开关设备Q2。作为开关设备Q1的输出，谐振电流流入谐振电流检测绕组ND、初级绕组N1和串联谐振电容器C1。当谐振电流的幅值接近0时执行控制断开开关设备Q1但接通开关设备Q2。这时，作为开关设备Q2的输出，谐振电流以与作为开关设备Q1的输出而产生的谐振电流相反的方向流动。此后，开始开关设备Q1和开关设备Q2交替导通的自激开关操作。

如上所述，开关设备Q1和开关设备Q2随着用作工作电源的平滑电容器Ci的端子之间的电压交替、重复地接通、断开。结果，波形接近于谐振电流波形的驱动电流提供给绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1，在其次级绕组N2处获得AC输出。

驱动变压器PRT执行前面引用的恒压控制描述如下。

假设次级侧输出电压E01由于AC输入电压变化和／或负载变化而增大，则根据次级侧输出电压E01的增大也控制流过控制绕组NC的控制电流上升。

由于驱动变压器PRT中该控制电流产生的磁通效应，该驱动变压器PRT达到饱和状态，显示出减小驱动绕组NB1和NB2的电感的作用。因此，自激谐振电路的状态改变，增大了开关频率。

在该开关电源电路中，执行上边控制。即，开关频率设为频率区域内高于串联谐振电路的谐振频率的值上，该串联谐振电路包括串联谐振电容器C1和初级绕组N1的电感器L1。由于如上所述控制开关频率上升，所以开关频率脱离串联谐振电路的谐振频率。结果，用于开关输出的串联谐振电路的谐振阻抗增大。

当谐振阻抗按如上所述增大时，提供给初级侧上串联谐振电路的初级绕组N1的驱动电流受到限制。结果，出现在次级侧上输出电压也通过恒压控制受到限制。

下文将基于上述技术的恒压控制称为开关频率控制方法。

功率因数改善电路20执行如下的功率因数改善操作。

在图中所示的功率因数改善电路20的结构中，提供给包含初级绕组N1的电感器L1和串联谐振电容器C1的串联谐振电路的开关输出通过扼流圈LS本身的电感感抗(或磁耦合)反馈到整流电流路径。

如上所述反馈的开关输出使具有开关周期的交变电压叠加在整流电流路径上。具有开关周期的交变电压的叠加又导致整流电流在开关周期间歇流过高速再生式二极管D1。整流电流的间歇性流动使滤波扼流圈LN和扼流圈LS的电感呈现得更高。因此，在整流输出电压电平比呈现在平滑电容器Ci的端子之间的电压低的周期内，充电电流也流入平滑电容器Ci。

结果，AC输入电流的平均波形接近AC输入电压的波形，AC输入电流的导电角增大了，从而改善了功率因数。

图10示出了开关电源电路的另一个典型结构的电路图，该结构是以本发明的专利申请人早些时候提出的发明为基础的。该开关电源电路也包括电流谐振变换器，其中2个开关设备线连接形成半桥连接。采用他激技术作为驱动方法。该开关电源电路的结构也包括改善功率因数的功率因数改善电路。

应当注意，在图9和图10所示开关电源电路中，相同元件用相同的数字表示，其解释不再重复。

如图所示，初级侧上的电流谐振变换器采用2个开关设备Q11和Q12，每个开关设备通常用MOS-FET(金属氧化物半导体场效应晶体管)实现。

开关设备Q11的漏极与整流且平滑后的电压E1的线路相连接。开关设备Q11的源极连接开关设备Q12的漏极。开关设备Q12的源极连接到初级侧的地。根据这种连接，构成了与他激技术相关的半桥连接。

开关设备Q11和Q12由振荡及驱动电路2驱动，在开关操作中交替、重复地导通和截止，从而间歇地输出整流且平滑后的电压Ei。

嵌位二极管DD1以图中所示方向连接在开关设备Q11的漏极和源极之间。同样，嵌位二极管DD2以图中所示方向连接在开关设备Q12的漏极和源极之间。

通过将绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的一端连接到开关设备Q11的源极和开关设备Q12的漏极之间的连接点(也称为开关输出点)，能将开关输出提供给初级绕组N1。初级绕组N1的另一端连接到下文将描述的功率因数改善电路21中的滤波扼流圈LN和高速再生式二极管D1的阳极之间的连接点。

同样在图10所示的开关电源电路的情况下，串联谐振电容器C1与初级绕组N1串联连接。串联谐振电容器C1的电容和包括初级绕组N1电感的绝缘变换器变压器PIT的漏电感形成初级侧串联谐振电路，用于使开关电源电路以电流谐振型工作方式工作。

该结构的控制电路1输出控制信号，其信号电平通常表示直流输出电压E01的变化。在振荡及驱动电路2中，为了改变开关频率，振荡及驱动电路2提供给开关设备Q11和Q12的栅极的开关驱动信号频率根据从控制电路1接收到的控制信号而变化。

同样在图10所示的开关电源电路中，开关频率设置成频区内高于串联谐振频率的值，如图9所示的开关电源电路的情况那样。例如，当直流输出电压E01升高，控制电路1控制振荡及驱动电路2，使得开关频率也根据直流输出电压E01的电平增大，从而执行恒压控制。

起动电路3检测整流及平滑线路上的电压或电流，并在电源接通后马上就起动振荡及驱动电路2。通过整流附加地设在绝缘变换器变压器PIT内的绕组而获得的低电平直流电压作为工作电源提供给起动电路3。

图中所示的功率因数改善电路21包括滤波扼流圈LN和高速再生式二极管D1，它们彼此串联连接在桥式整流电路Di的正极输出端和平滑电容器Ci的正极输出端之间。滤波电容器CN与包括滤波扼流圈LN和高速再生式二极管D1的串联连接电路并联连接。在该连接中，滤波电容器CN还与滤波扼流圈LN结合起到普通型低通滤波器的作用。

谐振电容器C3与高速再生式二极管D1并联连接。典型地，谐振电容器C3与例如滤波扼流圈LN这样的元件结合形成并联谐振电路。并联谐振电路的谐振频率设置成约等于下文所述的串联谐振电路的谐振频率。以这种方式，呈现出抑制负载减小所造成的整流和平滑电压Ei增大的效果。对此不再作详细描述。

如上所述，功率因数改善电路21中滤波扼流圈LN和高速再生式二极管D1的阳极之间的连接点连接到上述包含初级绕组N1的电感器L1和串联谐振电容器C1的串联谐振电路。

在上述连接中，在初级绕组N1处获得的开关输出通过串联谐振电容器C1的静电电容耦合反馈给整流电流路径。详细地说，反馈开关输出，使得在初级绕组N1处获得的谐振电流流入滤波扼流圈LN和高速再生式二极管D1的阳极之间的连接点，将开关输出提供给连接点。

如上所述反馈的开关输出使具有开关周期的交变电压叠加在整流电流路径上。具有开关周期的交变电压的叠加又导致整流电流在开关周期间歇地流过高速再生式二极管D1。整流电流的间歇流动使滤波扼流圈LN的电感显得更高。

此外，由于具有开关周期的电流流过谐振电容器C3，所以电压呈现在谐振电容器C3的端子之间。整流和平滑电压Ei的电平减小的量值等于出现在谐振电容器C3的端子之间的电压。因此，甚至在整流输出电压电平低于出现在平滑电容器Ci端子之间的电压的周期内，充电电流也流入平滑电容器Ci。

结果，AC输入电流的平均波形接近AC输入电压波形，AC输入电流的导电角增大，从而改善了功率因数，正如图9所示的开关电源电路的情况那样。

通过为图9和10所示的开关电源电路分别提供上述功率因数改善电路20和21，改善了功率因数。由于这些图中所示的功率因数改善电路20和21每一个都采用少量元件，因此，功率因数改善电路20和21都存在如下优点：通过利用小型、重量轻且低成本的电路，在低噪声水平上，高效地改善功率因数。

图11示出了图9和图10所示的开关电源电路的负载功率Po和功率因数PF之间的关系图。应当注意，设置100V的AC输入电压VAC只是作为一个条件。

从图中可明显看出，图中所示的关系表示功率因数PF随负载功率Po减小而降低的特性。

图12示出了AC输入电压VAC和功率因数PF之间的关系图。这些关系表示将最大负载功率Pomax设为120W和最小负载功率Pomin设为40W作为条件的特性。

从图中明显看出，功率因数PF随AC输入电压VAC的增大成比例地减小。

此外，最小负载功率Pomin为40W的功率因数PF低于最大负载功率Pomax为120W的功率因数PF。这种关系与图11的特性是相吻合的，图11示出了小负载功率Po越小其功率因数PF就越低。

图13A至13D示出了有关图12所示的特性的工作波形图。

具体地说，图13A示出了最大负载功率Pomax为120W、AC输入电压VAC为100V的AC输入电压VAC波形图。图13B示出了最大负载功率Pomax为120W、AC输入电压VAC为100V的AC输入电压IAC波形图。图13C示出了最小负载功率Pomin为40W、AC输入电压VAC为100V的AC输入电压VAC波形图。图13D示出了最小负载功率Pomin为40W，AC输入电压VAC为100V的AC输入电流IAC波形图。

假设AC输入电压VAC的半个周期是10ms，在最大负载功率Pomax为120W上，AC输入电流IAC的导通周期τ实际上约5ms，因此功率因数PF为0．85。另一方面，在最小负载功率Pomin为40W上，AC输入电流IAC的导通周期τ减小到约2．5ms，功率因数PF也减小到约0．65。关于最小负载功率Pomin为40W的功率因数PF的值可能不是一些应用所需要的功率因数PF理想值。

反之，由AC输入电压变化和／或负载功率变化引起的功率因数降低对于开关电源电路来说意味着对AC输入电压条件和／或负载功率条件的限制。即，提出了限制能采用开关电源电路的设备的种类的问题。

具体地说，在特定的AC输入电压和／或负载功率条件下，在电视接收机中采用开关电源电路的同时，同样的开关电源电路不能用于办公室或信息设备。

此外，在图9和10用于改善功率因数的结构中，初级侧的串联谐振电路与商用AC电源的整流电流路径相连接。结果，以50或60Hz的商用AC电源频率的脉动叠加在串联谐振电路上，这是大家知道的。脉动成分的叠加电平随负载功率的增加而变高。

对于一个应用来说，假设结构包括选择成使功率因数PF保持在预定条件下所测量的约0．8的元件，众所周知，在最大负载功率时出现在次级侧上直流输出电压中脉动的电压电平与不包括功率因数改善电路的情况相比增大了约3至4倍。

为了抑制上述脉动成分电平的增加，在图9和10所示的开关电源电路的实际实施中，增大控制电路1的增益和／或初级侧上平滑电容器Ci的电容。但在这种情况下，也存在元件成本增加和开关操作易于振荡的问题。

为了解决上述问题，本发明提供一种开关电源电路，所述开关电源电路包括：整流及平滑装置，用于输入商用AC电源，产生整流及平滑电压，并输出整流和平滑电压作为直流输入电压；绝缘变换器变压器，用于将初级侧输出传递到次级侧，其中建立空隙以给出提供疏松耦合所需的耦合系数；包括开关设备的开关装置，用于间歇地将直流输入电压传递给绝缘变换器变压器的初级绕组；初级侧谐振电路，将开关装置的操作转换为电压谐振，并包含漏电感元件和电容元件，漏电感元件至少包括绝缘变换器变压器的初级绕组，电容元件包括初级侧并联谐振电容器；功率因数改善装置，用于通过以途径改善功率因数：通过在绝缘变换器变压器的初级绕组上卷绕形成的第三级绕组将在初级侧谐振电路获得的开关输出电压反馈给功率因数改善装置，以及通过将开关输出电压提供给整流电流路径反馈给串联谐振电容器；并根据反馈回来的开关输出电压间歇性地产生整流电流；包含漏电感元件和电容元件的次级侧谐振电路，所述漏电感元件包括绝缘变换器变压器的次级绕组，所述电容器元件包括绝缘变换器变压器次级侧的次级谐振电容器；直流输出电压产生装置，包括次级侧谐振电路，执行操作输入并整流在绝缘变换器变压器次级绕组上获得的交变电压以便产生次级侧直流输出电压；和恒压控制装置，用于根据次级侧直流输出电压电平对次级侧直流输出电压执行恒压控制。

功率因数改善装置采用高速再生式二极管使整流电流间歇流动，串联谐振电容器连接在高速再生式二极管的阴极和第三级绕组之间。

在上述结构中，在初级侧谐振电路上获得的开关输出电压通过第三绕组和串联谐振电容器反馈到称为复合谐振变换器的开关电源电路中采用的功率因数改善电路。

图1是通过本发明第一实施例实现的开关电源电路结构的电路图；

图2是通过该实施例实现的开关电源电路中采用的绝缘变换器变压器结构的侧剖视图；

图3A和3B是用于解释+M和-M的互感操作的解释图；

图4A、4B、4C、4D、4E和4F是在通过第一实施例实现的开关电源电路所完成的操作中观察到的各种信号波形图；

图5A、5B、5C和5D是在通过第一实施例实现的开关电源电路所完成的操作中观察到的各种信号波形图；

图6是通过第一实施例实现的开关电源电路的负载功率和功率因数之间关系的特性图；

图7是通过第一实施例实现的开关电源电路的AC输入电压和功率因数之间关系的特性图；

图8是通过本发明第二实施例实现的开关电源电路结构的电路图；

图9是采纳先进技术的开关电源电路结构的电路图；

图10是现有技术开关电源电路结构的电路图；

图11是现有技术开关电源电路的负载功率和功率因数之间关系的特性图；

图12是现有技术开关电源电路的AC输入电压和功率因数之间关系的特性图；

图13A、13B、13C和13D是用于现有技术开关电源电路的商用AC电源电压和电流随负载功率而变化的波形图。

图1是通过本发明第一实施例实现的开关电源电路结构的电路图。应当注意，与图9和图10所示的电源电路中所使用的相同的元件用相同的附图标记表示，其解释不再重复。

如图1所示，电压谐振开关变换器(也称为电压谐振开关变换器)设在开关电源电路的初级侧上。为电压谐振开关变换器提供功率因数改善电路。

图中所示的开关电源电路还包括桥式整流电路Di，用于对商用AC交流电源AC进行全波整流。通过桥式整流电路Di整流获得的整流输出通过功率因数改善电路10对平滑电容器Ci充电，在平滑电容器Ci的端子之间产生整流和平滑电压Ei。

功率因数改善电路10的结构如下所述。首先，解释电压谐振变换器的结构。

电压谐振变换器具有自激结构，该结构仅采用一个开关设备Q1。采用具有耐高压的双极型晶体管BJT(双极结型晶体管)作为开关设备Q1。

开关设备Q1的基极通过起动电阻器RS连接到平滑电容器Ci的正极(整流及平滑电压Ei的正极侧)，从而能在起动时在整流和平滑线路上获得基极电流。包含驱动绕组NB、谐振电容器CB和基极电流限制电阻器RB的串联连接电路连接在开关设备Q1的基极和初级侧的地之间。串联谐振电路充当自激振荡驱动电路，即用于驱动自激振荡的谐振电路。

插在开关设备Q1的基极和平滑电容器Ci的负极端子(或初级侧上的地)之间的嵌位二极管DD形成用于在开关设备Q1处于断开状态的同时流动的嵌位电流的路径。

开关设备Q1的集电极通过包含检测绕组ND和初级绕组N1的串联连接连接到平滑电容器Ci的正极端。发射极连接到初级侧上的地。

开关设备Q1的集电极和发射极还连接到并联谐振电容器Cr。将在下文描述的并联谐振电容器Cr的电容和在绝缘变换器变压器PIT中采用的初级绕组N1的漏电感L1形成电压谐振变换器的初级侧并联谐振电路。当开关设备Q1断开时，出现在并联谐振电容器Cr端子之间的电压呈现正弦脉冲波形，从而由于并联谐振电路的作用导致电压谐振操作。对此不作详细描述。

图中所示的正交控制变压器PRT是包含检测绕组ND、驱动绕组NB和控制绕组NC的可饱和电抗器。提供正交控制变压器PRT，用于驱动开关设备Q1和执行恒压控制。

图中未示出正交控制变压器PRT的结构。该结构包括2个铁芯，每个铁芯的形状类似字符E。每个E-形铁芯有四个磁性腿，即在E-字符形的端部有2个腿，在中部有2个腿。其中一个铁芯的4个磁性腿的端部连接另一个铁芯的4个腿的端部，形成立方体铁芯。对于立方体铁芯的预定的2个磁性腿，以相同的缠绕方向缠绕检测绕组ND和驱动绕组NB。另一方面，控制绕组NC的缠绕方向与检测绕组ND和驱动绕组NB的缠绕方向垂直。

在正交控制变压器PRT中采用的检测绕组ND(可变频率装置)与下文将描述的绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N1串联连接，使得开关设备Q1的开关输出能通过初级绕组N1传播到检测绕组ND。

在正交控制变压器PRT中，在检测绕组ND获得的开关输出通过变压器耦合激励驱动绕组NB。结果，在驱动绕组NB处产生交变压电压作为驱动电压。驱动电压从包含驱动绕组NB和谐振电容器CB的串联谐振电路通过基极电流限制电阻器RB输出到开关设备Q1的基极作为驱动电流。串联谐振电路形成自激振荡驱动电路。结果，开关设备Q1以开关频率执行开关操作，这个开关频率是由包含驱动绕组NB和谐振电容器CB的串联谐振电路的谐振频率确定的。

如图2所示，在该实施例中采用的绝缘变换器变压器PIT包含通常由铁氧体材料制成的铁芯CR1和CR2。铁芯CR1和CR2的磁性腿端部相互连接，形成EE-形铁芯组件。围绕EE-形铁芯的中间磁性腿缠绕初级绕组N1和次级绕组N2。初级绕组N1(和第三级绕组N3)和次级绕组N2通过线圈架B彼此分开。如图所示，在铁芯CR1的中间磁性腿和铁芯CR2的中间磁性腿之间有空隙G。通过这种方式，获得具有必要耦合系数k的疏松耦合。

通过使E-形铁芯CR1的中间磁性腿比铁芯CR1边缘的2个磁性腿短以及使E-形铁芯CR2的中间磁性腿比铁芯CR2边缘的2个磁性腿短来形成空隙G。耦合系数k的值设为约0．85，以实现疏松耦合。结果，难以获得饱和状态。

在绝缘变换器变压器PIT中采用的初级绕组N1的一端连接开关设备Q1的集电极。初级绕组N1的另一端通过检测绕组ND连接平滑电容器Ci的正极端(整流和平滑电压Ei)以形成与绕组ND的串联连接。

此外，通过卷绕初级绕组形成的第三级绕组N3用作反馈绕组，通过串联谐振电容器C3连接到功率因数改善电路10中的高速再生式二极管D1的阴极。

在绝缘变换器变压器PIT的次级侧，在次级绕组N2上产生由初级绕组N1感应的交变电压。由于次级侧并联谐振电容器C2与次级绕组N2并联连接，所以次级绕组的漏电感L2和次级侧并联谐振电容器C2的电容形成并联谐振电路。并联谐振电路使交变电压成为谐振电压。即，在次级侧执行电压谐振操作。

换言之，在开关电源电路的初级侧，设有使开关操作成为电压谐振操作的并联谐振电路。在开关电源电路的次级侧，也设有执行电压谐振操作的并联谐振电路。应当指出，在本说明书中，具有在初级和次级侧上设有的谐振电路起如上所述的作用这种结构的开关变换器称为复合谐振开关变换器。

对于在上述次级侧上设置的并联谐振电路来说，在次级绕组N2上设有抽头。此外，在次级侧，整流二极管D01、D02、D03和D04以及平滑电容器C01和C02按如图所示的那样连接起来，形成2个全波整流电路。具体地说，2个全波整流电路中用于产生直流输出电压E01的一个设为包括整流二极管D01和D02以及平滑电容器C01，而另一个用于产生直流输出电压E02的全波整流电路设为包含整流二极管D03和D04以及平滑电容器C02。

应当指出，直流输出电压E01和直流输出电压E02分别提供给控制电路1。控制电路1用直流输出电压E01作为检测电压，用直流输出电压E02作为工作电源。

控制电路1执行如下所述的恒压控制。具体地说，控制电路1为驱动变压器PRT的控制绕组NC提供直流电流作为控制电流。典型地，根据次级侧直流输出电压E01的变化调整控制电流的幅值。

绝缘变换器变压器PIT中初级绕组N1的电感L1和次级绕组N2的电感L2之间的互感M根据初级绕组N1和次级绕组N2的极性(或缠绕方向)与整流二极管D0，即二极管D01、D02、D03和D04的连接之间的关系可以是+M或-M。

例如，在图3A所示连接的情况下，互感是+M(即，加极性或正向系统)。另一方面，在图3B所示连接的情况下，互感是-M(即，减极性或逆向系统)。

假定互感M与图1所示的开关电源电路次级侧上的操作相关，例如当次级绕组N2上获得的交变电压具有正极性时，整流电流流过整流二极管D01和D03。该操作可看成是+M操作模式或正向系统。另一方面，当次级绕组N2上获得的交变电压具有负极性时，整流电流流过整流二极管D02和D04。该操作可看成是-M操作模式或逆向系统。即，当在该开关电源电路中次级绕组N2上获得的交变电压变正或变负时，互感分别以+M或-M操作模式操作。

控制电路1根据次级侧直流输出电压E01的变化改变流过控制绕组NC的DC控制电流的电平，以便控制缠绕在正交控制变压器PRT中的驱动绕组NB的电感LB的变化。因此，由于串联谐振电路包括驱动绕组NB的电感LB，因此在用于开关设备Q1的自激振荡驱动电路中串联谐振电路的谐振条件也变化。因此，DC控制电流电平的变化导致开关设备Q1的开关频率的变化。这些变化提供了次级侧直流输出电压稳定的效果。

此外，在该图所示电路中执行的控制可以作如下解释。通过控制具有固定非导通周期的开关设备Q1的导通周期的变化改变开关频率。即，在该开关电源电路的恒压控制操作中，控制开关频率的变化。由此控制开关输出的谐振阻抗。同时，执行开关周期中开关设备Q1的导电角的控制，即PWM控制。这些复合控制操作是通过单个控制电路完成的。

对于开关频率的控制，例如当次级侧输出电压由于负载减小而升高时，执行控制以增大开关频率，从而抑制次级侧输出。

下面，解释功率因数改善电路10的结构。

在图中所示的功率因数改善电路10中，包含滤波扼流圈LN、高速再生式二极管D1和扼流圈LS的串联连接连接在桥式整流电路Di的正极输出端和平滑电容器Ci的正极端之间。

滤波电容器CN连接在高速再生式二极管D1的阳极和平滑电容器Ci的正极端之间。滤波电容器CN和滤波扼流圈LN构成普通型低通滤波器。

在功率因数改善电路10中，高速再生式二极管D1的阴极和扼流圈LS之间的连接点通过串联谐振电容器C3连接到绝缘变换器变压器PIT的第三级绕组N3，从而将在初级侧并联谐振电路上获得的开关输出电压(或电压谐振脉冲电压)反馈给功率因数改善电路10。

基本上，功率因数改善电路10执行如下的功率因数改善操作。

在图中所示的功率因数改善电路10结构中，在初级侧并联谐振电路中获得的开关输出按如上所述的那样反馈。反馈回来的开关输出使具有开关周期的交变电压叠加在整流电流路径上。具有开关周期的交变电压的叠加又导致整流电流在开关周期间歇地流过高速再生式二极管D1。整流电流的间歇性流动使滤波扼流圈LN扼流圈LS的电感显得更高。因此，在整流输出电压电平低于出现在平滑电容器Ci端子之间的电压的周期内，充电电流还流入平滑电容器Ci。

结果，AC输入电流的平均波形接近AC输入电压的波形，AC输入电流的导电角增大，改善了功率因数。

上述绝缘变换器变压器PIT的第三级绕组N3通过串联谐振电容器C3连接到高速再生式二极管D1的阴极。通过这样方式连接第三绕组N3，形成起电压反馈系统作用的电路，该系统将作为初级侧并联谐振电路上获得的开关输出的电压谐振脉冲电压反馈到高速再生式二极管D1和扼流圈LS的连接点。

在开关设备Q1的断开期间中产生的电压谐振脉冲电压在平滑电容器Ci侧变正。因此，即使AC输入电压VAC低于平滑电容器Ci的电压Ei，只要通过将第三级绕组N3的脉冲电压与AC输入电压VAC相加得到的电压高于电压Ei，则来自交流电源AC的交流输入电流IAC通过桥式整流电路Di→滤波扼流圈LN→高速再生式二极管D1→扼流圈LS在平滑电容器Ci中充电。

这样，如图4A至4F所示，导电角变大，改善了功率因数。

图4A至4F分别示出了交流输入电压VAC、交流输入电流IAC、反馈电压V2、扼流圈LS中流动的电流ILS、反馈电流IC3和在高速再生式二极管D1中流动的电流ID1的工作波形。

第三级绕组N3释放的激励能量与平滑电容器Ci的充电能量形式不同，它变成充电电流(电流ILS)对平滑电容器Ci充电，并变回成充电能量。

根据这种电压反馈系统，在交流输入电压VAC较低期间，高速再生式二极管D1变成断开状态，从而电流ID2不流动。

图5A和5B示出了电压V3和V1的波形，这些波形作为在等于图4A所示的交流输入电压VAC变零的时间点的开关时段上第三级绕组N3的工作波形。

在高速再生式二极管D1的断开时段内，电压V3经扼流圈LS形成具有串联谐振电容器C3的串联谐振电路；而在高速再生式二极管D1接通的时段内，串联谐振电路由串联谐振电容器C3、滤波电容器CN和第三级绕组N3的电感形成。

在以下条件下通过实验测试开关电源电路；滤波扼流圈LN的电感为100μH，滤波电容器CN的电容为1μF，扼流圈LS的电感为68μF，初级绕组N1的磁通密度为30T，第三级绕组N3的磁通密度为5T，串联谐振电容器C3的电容为0．1μF，负载功率范围在最大负载功率Pomax为140W和最小负载功率Pomin为0W之间，交流输入电压VAC在80V-140V之间变化，开关频率的控制范围是100KHz-200KHz。

实验结果是，如图6所示，在交流输入电压VAC在80V-140V范围变化、负载功率Po范围是140W-20W的条件下，功率因数PF保持在约0．8的固定值。

同样地，如图7所示，在交流输入电压VAC为100V、负载功率Po范围是140W-20W的条件下，获得约0．8的功率因数PF。

此外，与未采用功率因数改善电路10的开关电源电路相比次级侧直流输出电压电平E01的50Hz脉动电压成分没有增大到超过约50mV至75mV。这种小脉动电压成分是在开关电源电路在例如彩色电视机的实际应用中不引起问题的范围内。

如上所述，利用通过本实施例实现的开关电源电路，尽管交流输入电压和负载功率变化，但仍能保持大功率因数。为此，通过本实施例实现的开关电源电路能用作足以达到实际目的的电源，所述实际目的不仅在具有特定AC输入电压条件和特定负载条件例如电视接收机的设备中，而且在通常可变负载条件例如办公室设备和个人计算机的设备中。

下面，参考图8解释本发明的第二实施例。

图8是通过本发明第二实施例实现的开关电源电路结构的电路图。应当指出，与图1、9和10中相同的元件用相同的参考标记表示，其解释不再重复。

设在在图中所示初级侧的电压谐振变换器采用他激结构，这种结构采用通常由单个MOS-FET实现的开关设备Q21。开关设备Q21的漏极通过初级绕组N1连接到平滑电容器Ci的正极端，其源极接地。

在这种情况下，并联谐振电容器Cr也连接在开关设备Q21的漏极和源极之间。

连接在开关设备Q21的漏极和源极之间的嵌位二极管DD与开关设备Q21并联。

开关设备Q21由振荡及驱动电路2驱动进入前面参考图1所解释的开关操作。

具体地说，幅值随次级侧直流输出电压E01变化而变化的电流或电压通过控制电路1提供给振荡及驱动电路2。振荡及驱动电路2向开关设备Q21的栅极输出开关驱动信号(电压)。开关驱动信号的周期根据从控制电路1接收的电流或电压幅值变化，以便稳定次级直流输出电压E01。通过这种方式，改变开关设备Q21的开关频率。如以上参考图1所描述的，通过开关驱动信号改变开关设备Q21的开关频率，这改变了开关设备Q21的导通时段但将其非导通时段保持在固定值上。

在平滑电容器Ci处获得的整流及平滑电压Ei作为工作电源提供给起动电路3。起动电路3通过从绝缘变换器变压器PIT的辅助绕组N4接收开始时的电压执行起动振荡及驱动电路2的操作。

图8所示的功率因数改善电路10与图1所示的功率因数改善电路10类似。

在绝缘变换器变压器PIT中，第三级绕组N3(反馈绕组)通过卷绕初级绕组形成。第三级绕组N3通过串联谐振电容器C3连接到功率因数改善电路10中的高速再生式二极管D1的阴极。

就是通过该结构，象参考图1所描述的例子那样，即使AC输入电压VAC低于平滑电容器Ci的电压Ei，只要通过将第三级绕组N3的脉冲电压与AC输入电压VAC相加得到的电压高于电压Ei，则来自交流电源AC的交流输入电流IAC通过桥式整流电路Di→滤波扼流圈LN→高速再生式二极管D1→扼流圈LS在平滑电容器Ci中充电。结果，导电角增大，改善了功率因数PF。

因此，尽管交流输入电压和负载功率变化，但仍能保持大功率因数。为此，通过本实施例实现的开关电源电路能用作足以达到实际目的的电源，所述实际目的不仅在具有特定AC输入电压条件和特定负载条件例如电视接收机的设备中，而且在通常可变负载条件例如办公室设备和个人计算机的设备中。

顺便提及，在图8所示的开关电源电路的次级侧上，次级绕组N2的一端连接次级侧的地，其另一端经串联谐振电容器CS1连接到整流二极管D01的阳极和整流二极管D02的阴极之间的连接点。整流二极管D01的阴极连接平滑电容器C01的正极端，整流二极管D02的阳极连接次级侧上的地。平滑电容器C01的负极端也连接到次级侧上的地。

最后，根据这种连接，提供一种包括一组串联谐振电容器CS1、整流二极管D01和D02以及平滑电容器C01的电压倍增全波整流电路。串联谐振电容器CS1的电容和次级绕组N2的漏电感形成对应于整流二极管D01和D02的开／关操作的串联谐振电路。

即，通过该实施例实现的开关电源电路采纳复合谐振开关变换器的结构，它配有并联谐振电路和串联谐振电路，并联谐振电路形成初级侧上的开关操作电压谐振，串联谐振电路在次级侧提供电压倍增全波整流操作。

该串联谐振电容器CS1、整流二极管D01和D02以及平滑电容器C01组的电压倍增全波整流操作解释如下。

通过初级侧上的开关操作在初级绕组N1上产生的开关输出激励次级绕组N2。

在整流二极管D01截止、整流二极管D02接通期间，初级绕组N1和次级绕组N2的极性即互感M导致以-M减极性模式操作，在这种模式下，由次级绕组N2的漏电感和串联谐振电容器CS1的电容提供的串联谐振效应用经整流二极管D02整流的电流IC2对串联谐振电容器CS1充电。

另一方面，在整流二极管D02截止、整流二极管D01接通的整流操作期间，初级绕组N1和次级绕组N2的极性即互感M导致以+M加极性模式操作，在这种模式下，平滑电容器C01以串联谐振状态充电。在串联谐振状态下，串联谐振电容器CS1的电势被加到在次级绕组N2中感应的电压上。

如上所述，利用2种模式即加模式(即+M操作模式或正向模式)和减模式(即-M操作模式或逆向模式)执行整流操作，在平滑电容器C01上产生直流输出电压E01。直流输出电压E01约为次级绕组N2中感应的电压的两倍。

在上述结构中，在图8所示的开关电源电路的次级侧，完成电压倍增全波整流，在包含2个操作模式的状态下在次级侧产生直流输出电压，所述2个操作模式中，互感分别是+M和-M。即，由于初级侧电流谐振效应所产生的电磁能和次级侧电流谐振效应所产生的电磁能同时提供给负载，所以提供给负载的功率幅值增大。结果，最大负载功率显著增大。

如上所述，电压倍增全波整流电路产生次级侧直流输出电压。如果期望在等于等压全波整流电路产生的次级侧直流输出电压的电平上产生次级侧直流输出电压，则该实施例中采用的次级绕组N2的匝数只减为一半。匝数减少减小了绝缘变换器变压器PIT的尺寸、重量和成本。

应当指出，在这种情况下，可以提供另一个与次级绕组N2无关的次级绕组N2A。次级绕组N2A的中间抽头接地。整流二极管D03和D04以及平滑电容器C02连接到次级绕组N2A，形成产生另一个直流输出电压E02的全波整流电路。

除了上述优先实施例以外，本发明还可以用其他修改例来实现。

例如，本发明的专利申请人还提出了一种用次级侧串联谐振电路的四电压整流电路的结构作为复合谐振开关变换器。这种结构可认为是上述实施例的一个修改例。即，本发明的实施例尤其不限于在次级侧包含整流电路和谐振电路的结构。

在上述实施例中，设在初级侧的电压谐振变换器采纳了使用单个开关设备的所谓单端系统。应当指出，本发明还可以应用到2个开关设备的交替切换的所谓推挽系统中。

如上所述，本发明为复合谐振变换器提供采用功率因数改善电路的开关电源电路，其中在初级侧谐振电路上获得的开关输出电压通过第三级绕组和串联谐振电容器反馈给功率因数改善电路。

因此，在交流输入电压大范围变化和负载功率大范围变化时呈现出将功率因数保持在固定值上的效果。为此，作为功率因数改善了的开关电源电路，本发明能跟上大范围的应用，这些应用包括100V交流电压AC的系统和200V交流电压AC的系统或者适于大负载变化的设备，例如办公室或信息设备。

此外，由于包括在直流输出电压中的50Hz脉动电压成分增加不大或几乎不增加，不需要为脉动电压成分采取特殊对策。因此，本发明提供的开关电源电路具有诸如不需改善控制电路的增益和不需增大电解电容器电容的优点。

Claims (2)

1．一种开关电源电路，包括：

整流及平滑装置，用于输入商用AC电源，产生整流和平滑电压，输出所述整流和平滑电压作为直流输入电压；

绝缘变换器变压器，用于将初级侧输出传递到次级侧，其中建立空隙以给出提供疏松耦合所需的耦合系数；

包括开关设备的开关装置，用于间歇地将所述直流输入电压传递给所述绝缘变换器变压器的初级绕组；

初级侧谐振电路，将所述开关装置的操作转换为电压谐振，并包含漏电感元件和电容元件，所述漏电感元件至少包括所述绝缘变换器变压器的初级绕组，所述电容元件包括初级侧并联谐振电容器；

功率因数改善装置，用于通过以下途径改善功率因数：

通过卷绕所述绝缘变换器变压器的初级绕组形成的第三级绕组将在所述初级侧谐振电路获得的开关输出电压反馈给所述功率因数改善装置，以及通过将所述开关输出电压提供给整流电流路径反馈给串联谐振电容器；以及

根据所述反馈开关输出电压间歇性地产生整流电流；

包含漏电感元件和电容元件的次级侧谐振电路，所述漏电感元件包括所述绝缘变换器变压器的次级绕组，所述电容器元件包括所述绝缘变换器变压器次级侧的次级侧谐振电容器；

包括所述次级侧谐振电路的直流输出电压产生装置，执行输入并整流在所述绝缘变换器变压器次级绕组上获得的交变电压的操作以便产生次级侧直流输出电压；以及恒压控制装置，用于根据所述次级侧直流输出电压的电平对所述次级侧直流输出电压执行恒压控制。

2．根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述功率因数改善装置采用高速再生式二极管使整流电流间歇流动；和所述串联谐振电容器线连接在所述高速再生式二极管的阴极和所述第三级绕组之间。

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