CN112910261A - 一种用于交流电机驱动补偿的反激式隔离开关电源 - Google Patents

一种用于交流电机驱动补偿的反激式隔离开关电源 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种用于交流电机驱动补偿的反激式隔离开关电源，包括有电源电压检测电路和变压器；其中，变压器的主绕组与开关电源连接，变压器的副边输出绕组与电源电压检测电路连接。本发明可以应用于反激式隔离开关电源的电源电压检测，而且检测电路应用元器件的数量少、体积小、成本低；对电源电压的检测分辨率较高，检测中心范围可达到1V左右的辨识度。本发明可以适用于反激式隔离开关电源方案，针对电源电压检测精准度要求不高、或用于对其电源电压进行阶梯性检测和识别的电压检测方案中。

Description

一种用于交流电机驱动补偿的反激式隔离开关电源
技术领域
本发明涉及电源技术领域，特别是涉及一种用于交流电机驱动补偿的反激式隔离开关电源。
背景技术
交流电机是用于实现机械能和交流电能相互转换的机械。由于交流电力系统的巨大发展，交流电机已成为最常用的电机。交流电机与直流电机相比，由于没有换向器(见直流电机的换向)，因此结构简单，制造方便，比较牢固，容易做成高转速、高电压、大电流、大容量的电机。
由于交流电机这种负载比较特殊，它在启动时是停转的，本身的惯性会造成达到额定转速时存在延时，所以交流电机在启动瞬间相当于堵转，电流会比正常工作时高很多。因此，在交流电机启动的一瞬间，由于电流过大，需要对交流电机进行保护。但是，现有技术中的交流电机保护电路比较复杂，控制方法比较繁琐，而且不能很好的保护到交流电机，不利于推广应用。
发明内容
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种用于交流电机驱动补偿的反激式隔离开关电源，用于解决现有技术中存在的缺陷问题。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种用于交流电机驱动补偿的反激式隔离开关电源，包括有：电源电压检测电路和变压器；其中，所述变压器的主绕组与开关电源连接，所述变压器的副边输出绕组与所述电源电压检测电路连接；
所述电源检测电路包括有第一二极管D7、第一电容C7、第二电容C8、第一电阻R9和第二电阻R10；其中，所述第一二极管D7的正极分别与所述第一电容C7的一端、所述第一电阻R9的一端连接，所述第一二极管D7的负极与所述变压器的副边输出绕组的一端连接；所述第一电容C7的另一端与地、所述变压器的副边输出绕组的另一端连接；所述第一电阻R9的另一端还分别与所述第二电容C8的一端、所述第二电阻R10的一端连接，所述第二电容C8的另一端分别与地、所述变压器的副边输出绕组的另一端连接，所述第二电阻R10的另一端与直流电源连接；所述第一电阻R9与所述第二电阻R10之间还连接有电压采样点VOL的一端，所述电压采样点VOL的另一端与控制芯片MCU的模数转换输入/输出口连接；
当所述开关电源在每一个工作周期中的脉冲宽度调制PWM电平为高电平时，所述变压器主绕组处于开通和储能状态，此时所述变压器的副边输出绕组属于正激状态，由所述变压器的副边绕组、第一电容C7和第一二极管D7组成的正激回路处于开通状态，且所述正激回路对所述第一电容C7进行充电；而由所述变压器的副边绕组、第二二极管D6和电解电容E6组成的反激回路处于反向截止状态；其中，所述反激回路靠反激做电源输出，且所述第二二极管D6的正极分别与所述第一二极管D7的负极、所述变压器的副边输出绕组的一端连接，所述第二二极管D6的负极分别与直流电源、电解电容E6的正极连接；所述电解电容E6的另一端分别与地、所述变压器的副边输出绕组的另一端连接。
可选地，对所述电源电压检测电路和所述反激回路进行简化，有：
所述第一电容C7的一端与所述第一电阻R9的一端连接，所述第二电容C7的另一端与地连接；所述第一电阻R9的另一端与所述第二电阻R10的一端连接，所述第二电阻R10的另一端与所述极性电容E6的正极连接，所述极性电容E6的负极与地连接；所述第一电阻R9的与所述第二电阻R10之间还连接有简化电路的电压采样点TEST，且简化电路的电压采样点TEST与控制芯片MCU的模数转换输入/输出口连接。
可选地，所述第一电容C7的动态充电电压决定简化电路的电压检测采样点TEST的输出电平，同时也决定控制芯片MCU对电压采样的模数转化值；
所述模数转化值与电源输入电压呈现固定的对应关系，所述对应关系如下：
若所述电源输入电压高，则与所述变压器的主绕组连接的电解电容E3电压高，同时所述变压器的主绕组的输入电压高，以及所述变压器的副边输出绕组的输出电压高，最后所述第一电容C7的充电电压高；而简化电路的电压采样点TEST电压低，以及所述控制芯片MCU的模数转换值或模数采样值低；
若所述电源输入电压低，则与所述变压器的主绕组连接的电解电容E3电压低，同时所述变压器的主绕组的输入电压低，以及所述变压器的副边输出绕组的输出电压低，最后所述第一电容C7的充电电压低；而简化电路的电压采样点TEST电压高，以及所述控制芯片MCU的模数转换值或模数采样值高。
可选地，第一电容C7的容值为1微法。
可选地，第二电容C8的容置为0.1微法。
可选地，所述第一电阻R9的阻值为1.2兆欧姆。
可选地，所述直流电源的电压为5V。
可选地，所述变压器为降压器，所述变压器的主绕组的电压高于所述变压器的副边绕组。
如上所述，本发明提供一种用于交流电机驱动补偿的反激式隔离开关电源，具有以下有益效果：
本发明可以应用于反激式隔离开关电源的电源电压检测，而且检测电路应用元器件的数量少、体积小、成本低；对电源电压的检测分辨率较高，检测中心范围可达到1V左右的辨识度。本发明可以适用于反激式隔离开关电源方案，针对电源电压检测精准度要求不高、或用于对其电源电压进行阶梯性检测和识别的电压检测方案中。另外，本发明还可以针对于电容式交流电机工作性能的改善应用，包括：
1.检测和识别电源电压的低压情况，根据实际情况来判断是否需要对电机采用升档启动(升1档或升2档)，以保障电机能够有效启动；同时，还可以依此判断是否要对电机进行升档工作(升1档或升2档)，以保障电机能够持续运转或维持接近低档目标的转速(较低档占用较高档位，较低档会和较高档位转速一致)。
2.检测和识别电源电压的高压情况，根据实际高压情况来判断是否需要对电机进行降档工作(降1档或降2档)，以保障电机能够维持接近高档目标的转速(较高档占用较低档位，较高档会和较低档位转速一致)。
3.当检测到电源电压过低或过过高时，启动电机保护机制，停止电机运转，以免导致电机故障、提升电机使用寿命。
附图说明
图1为一实施例提供的开关电源的原理示意图；
图2为一实施例提供的电源电压检测电路的原理示意图；
图3为一实施例提供的电压检测环路的简化等效电路图；
图4为一实施例提供的软件调测数据图。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
请参阅图1和图2所示，本发明提供一种用于交流电机驱动补偿的反激式隔离开关电源，包括：电源电压检测电路和变压器；其中，所述变压器的主绕组与开关电源连接，所述变压器的副边输出绕组与所述电源电压检测电路连接。所述变压器为降压器，所述变压器的主绕组的电压高于所述变压器的副边绕组。
所述电源检测电路包括有第一二极管D7、第一电容C7、第二电容C8、第一电阻R9和第二电阻R10；其中，所述第一二极管D7的正极分别与所述第一电容C7的一端、所述第一电阻R9的一端连接，所述第一二极管D7的负极与所述变压器的副边输出绕组的一端连接；所述第一电容C7的另一端与地、所述变压器的副边输出绕组的另一端连接；所述第一电阻R9的另一端还分别与所述第二电容C8的一端、所述第二电阻R10的一端连接，所述第二电容C8的另一端分别与地、所述变压器的副边输出绕组的另一端连接，所述第二电阻R10的另一端与直流电源连接；所述第一电阻R9与所述第二电阻R10之间还连接有电压采样点VOL的一端，所述电压采样点VOL的另一端与控制芯片MCU的模数转换输入/输出口连接；
当所述开关电源在每一个工作周期中的脉冲宽度调制PWM电平为高电平时，所述变压器主绕组处于开通和储能状态，此时所述变压器的副边输出绕组属于正激状态，由所述变压器的副边绕组、第一电容C7和第一二极管D7组成的正激回路处于开通状态，且所述正激回路对所述第一电容C7进行充电；而由所述变压器的副边绕组、第二二极管D6和电解电容E6组成的反激回路处于反向截止状态；其中，所述反激回路靠反激做电源输出，且所述第二二极管D6的正极分别与所述第一二极管D7的负极、所述变压器的副边输出绕组的一端连接，所述第二二极管D6的负极分别与直流电源、电解电容E6的正极连接；所述电解电容E6的另一端分别与地、所述变压器的副边输出绕组的另一端连接。
根据图1记载的开关电源的整体电路图，以及图2记载的电源电压检测电路原理图(圈内电路)可知，电源电压检测电路包含元器件：第一二极管D7、第一电容C7、第二电容C8、第一电阻R9和第二电阻R10；VOL是接入控制芯片MCU的模数转换输入/输出口(即MCU AD I/O口)的电压采样点。根据图1和图2可知，第一电容C7的容值为1uF。第二电容C8的容置为0.1uF。所述第一电阻R9的阻值为1.2MΩ。所述直流电源的电压为5V。
根据上述记载，开关电源IC在每一个工作周期中的脉冲宽度调制PWM电平为高电平的状态下，变压器原边主绕组1-3处于开通和储能状态，此时变压器副边输出绕组9-10属于正激状态(输出电平：9高10低)，由输出绕组9-10、第一电容C7、第一二极管D7组成的正激回路处于开通状态，正激回路对第一电容C7进行充电；而由输出绕组9-10、电解电容E6、第二二极管D6组成的靠反激做电源输出的回路处于反向截止状态。反之，两个不同的工作回路则会分别处于与此相反的工作状态。
上述状态下，输出绕组9-10对第一电容C7进行充电，第一电容C7的充电电压则由主绕组1-3对输出绕组9-10的电压传输比情况决定(呈比例性降压)，一般不应超过输出绕组9-10输出电压(5V)的8倍。输出绕组9-10、第一电容C7、第一二极管D7组成的充电回路中，线路等效内阻较小，影响第一电容C7充电速度的RC常数也很小，第一电容C7充电速度很快，保障在开关电源工作周期的每个脉冲宽度调制PWM高电平阶段，第一电容C7都能被充电到峰值，受脉冲宽度调制PWM占空比在正常范围的调节影响不大。
那么，第一电容C7的动态充电电压将由主绕组1-3和输出绕组9-10的之间的传输比特性直接映射到电解电容E3的电压高低情况，而更进一步可映射到源头输入的电源电压的情况。
根据上述记载，对所述电源电压检测电路和所述反激回路进行简化，如图所示，则有：
所述第一电容C7的一端与所述第一电阻R9的一端连接，所述第二电容C7的另一端与地连接；所述第一电阻R9的另一端与所述第二电阻R10的一端连接，所述第二电阻R10的另一端与所述极性电容E6的正极连接，所述极性电容E6的负极与地连接；所述第一电阻R9的与所述第二电阻R10之间还连接有简化电路的电压采样点TEST，且简化电路的电压采样点TEST与控制芯片MCU的模数转换输入/输出口连接。
同时，所述第一电容C7的动态充电电压决定简化电路的电压检测采样点TEST的输出电平，同时也决定控制芯片MCU对电压采样的模数转化值；
所述模数转化值与电源输入电压呈现固定的对应关系，所述对应关系如下：
若所述电源输入电压高，则与所述变压器的主绕组连接的电解电容E3电压高，同时所述变压器的主绕组的输入电压高，以及所述变压器的副边输出绕组的输出电压高，最后所述第一电容C7的充电电压高；而简化电路的电压采样点TEST电压低，以及所述控制芯片MCU的模数转换值或模数采样值低；
若所述电源输入电压低，则与所述变压器的主绕组连接的电解电容E3电压低，同时所述变压器的主绕组的输入电压低，以及所述变压器的副边输出绕组的输出电压低，最后所述第一电容C7的充电电压低；而简化电路的电压采样点TEST电压高，以及所述控制芯片MCU的模数转换值或模数采样值高。
具体地，在由第一电容C7、第一电阻R9、第二电阻R10和电解电容E6组成的简化电压检测环路，如图3所示，除C7之外的元器件的相关参数都是固定的，那么第一电容C7的动态充电电压决定了电压检测采样点TEST的输出电平，也最终决定MCU对电压采样的AD转化值。这个AD转换值和源头的电源输入电压呈现固定的对应关系：(1)电源输入电压高→电解电容E3电压高→变压器的主绕组1-3输入电压高→变压器的输出绕组9-10输出电压高→第一电容C7充电电压高→电压采样点TEST电压低→MCU AD采样值低。(2)电源输入电压低→电解电容E3电压低→变压器的主绕组1-3输入电压低→变压器的输出绕组9-10输出电压低→第一电容C7充电电压低→电压采样点TEST电压高→MCU AD采样值高。
如图4所示，利用测试软件在测得的数据如下：
#define VOL_AD_190V 660
#define VOL_AD_195V 652
#define VOL_AD_200V 644
#define VOL_AD_205V 637
#define VOL_AD_210V 629
#define VOL_AD_215V 621
#define VOL_AD_220V 615
#define VOL_AD_225V 608
#define VOL_AD_230V 600
#define VOL_AD_235V 593
#define VOL_AD_240V 586
由上述数据和图4可知，当电源电压值为190V时，对电源电压的AD采样值为660；当电源电压值为195V时，对电源电压的AD采样值为652；当电源电压值为200V时，对电源电压的AD采样值为644；当电源电压值为205V时，对电源电压的AD采样值为637；当电源电压值为210V时，对电源电压的AD采样值为629；当电源电压值为215V时，对电源电压的AD采样值为621；当电源电压值为220V时，对电源电压的AD采样值为615；当电源电压值为225V时，对电源电压的AD采样值为608；当电源电压值为230V时，对电源电压的AD采样值为600；当电源电压值为235V时，对电源电压的AD采样值为593；当电源电压值为240V时，对电源电压的AD采样值为586。
综上所述，本发明可以应用于反激式隔离开关电源的电源电压检测，而且检测电路应用元器件的数量少、体积小、成本低；对电源电压的检测分辨率较高，检测中心范围可达到1V左右的辨识度。本发明可以适用于反激式隔离开关电源方案，针对电源电压检测精准度要求不高、或用于对其电源电压进行阶梯性检测和识别的电压检测方案中。另外，本发明还可以针对于电容式交流电机工作性能的改善应用，包括：
1.检测和识别电源电压的低压情况，根据实际情况来判断是否需要对电机采用升档启动(升1档或升2档)，以保障电机能够有效启动；同时，还可以依此判断是否要对电机进行升档工作(升1档或升2档)，以保障电机能够持续运转或维持接近低档目标的转速(较低档占用较高档位，较低档会和较高档位转速一致)。
2.检测和识别电源电压的高压情况，根据实际高压情况来判断是否需要对电机进行降档工作(降1档或降2档)，以保障电机能够维持接近高档目标的转速(较高档占用较低档位，较高档会和较低档位转速一致)。
3.当检测到电源电压过低或过过高时，启动电机保护机制，停止电机运转，以免导致电机故障、提升电机使用寿命。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (8)

1.一种用于交流电机驱动补偿的反激式隔离开关电源，其特征在于，包括有电源电压检测电路和变压器；其中，所述变压器的主绕组与开关电源连接，所述变压器的副边输出绕组与所述电源电压检测电路连接；
所述电源检测电路包括有第一二极管D7、第一电容C7、第二电容C8、第一电阻R9和第二电阻R10；其中，所述第一二极管D7的正极分别与所述第一电容C7的一端、所述第一电阻R9的一端连接，所述第一二极管D7的负极与所述变压器的副边输出绕组的一端连接；所述第一电容C7的另一端与地、所述变压器的副边输出绕组的另一端连接；所述第一电阻R9的另一端还分别与所述第二电容C8的一端、所述第二电阻R10的一端连接，所述第二电容C8的另一端分别与地、所述变压器的副边输出绕组的另一端连接，所述第二电阻R10的另一端与直流电源连接；所述第一电阻R9与所述第二电阻R10之间还连接有电压采样点VOL的一端，所述电压采样点VOL的另一端与控制芯片MCU的模数转换输入/输出口连接；
当所述开关电源在每一个工作周期中的脉冲宽度调制PWM电平为高电平时，所述变压器主绕组处于开通和储能状态，此时所述变压器的副边输出绕组属于正激状态，由所述变压器的副边绕组、第一电容C7和第一二极管D7组成的正激回路处于开通状态，且所述正激回路对所述第一电容C7进行充电；而由所述变压器的副边绕组、第二二极管D6和电解电容E6组成的反激回路处于反向截止状态；其中，所述反激回路靠反激做电源输出，且所述第二二极管D6的正极分别与所述第一二极管D7的负极、所述变压器的副边输出绕组的一端连接，所述第二二极管D6的负极分别与直流电源、电解电容E6的正极连接；所述电解电容E6的另一端分别与地、所述变压器的副边输出绕组的另一端连接。
2.根据权利要求1所述的用于交流电机驱动补偿的反激式隔离开关电源，其特征在于，对所述电源电压检测电路和所述反激回路进行简化，有：
所述第一电容C7的一端与所述第一电阻R9的一端连接，所述第二电容C7的另一端与地连接；所述第一电阻R9的另一端与所述第二电阻R10的一端连接，所述第二电阻R10的另一端与所述极性电容E6的正极连接，所述极性电容E6的负极与地连接；所述第一电阻R9的与所述第二电阻R10之间还连接有简化电路的电压采样点TEST，且简化电路的电压采样点TEST与控制芯片MCU的模数转换输入/输出口连接。
3.根据权利要求2所述的用于交流电机驱动补偿的反激式隔离开关电源，其特征在于，所述第一电容C7的动态充电电压决定简化电路的电压检测采样点TEST的输出电平，同时也决定控制芯片MCU对电压采样的模数转化值；
所述模数转化值与电源输入电压呈现固定的对应关系，所述对应关系如下：
若所述电源输入电压高，则与所述变压器的主绕组连接的电解电容E3电压高，同时所述变压器的主绕组的输入电压高，以及所述变压器的副边输出绕组的输出电压高，最后所述第一电容C7的充电电压高；而简化电路的电压采样点TEST电压低，以及所述控制芯片MCU的模数转换值或模数采样值低；
若所述电源输入电压低，则与所述变压器的主绕组连接的电解电容E3电压低，同时所述变压器的主绕组的输入电压低，以及所述变压器的副边输出绕组的输出电压低，最后所述第一电容C7的充电电压低；而简化电路的电压采样点TEST电压高，以及所述控制芯片MCU的模数转换值或模数采样值高。
4.根据权利要求1至3中任一所述的用于交流电机驱动补偿的反激式隔离开关电源，其特征在于，第一电容C7的容值为1微法。
5.根据权利要求1至3中任一所述的用于交流电机驱动补偿的反激式隔离开关电源，其特征在于，第二电容C8的容置为0.1微法。
6.根据权利要求1至3中任一所述的用于交流电机驱动补偿的反激式隔离开关电源，其特征在于，所述第一电阻R9的阻值为1.2兆欧姆。
7.根据权利要求1所述的用于交流电机驱动补偿的反激式隔离开关电源，其特征在于，所述直流电源的电压为5V。
8.根据权利要求1所述的用于交流电机驱动补偿的反激式隔离开关电源，其特征在于，所述变压器为降压器，所述变压器的主绕组的电压高于所述变压器的副边绕组。
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