CN1248855A - 用于多扫描频率偏转电路的电源 - Google Patents
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Abstract
一种电视设备,具有由广播电视信号和显示监视器数据信号中选择性显示所获得的图像信息的能力。当偏转电路输出级的工作频率大于或等于大约32KHz时,一个零电压变换开关模式电源(100)产生一个较高的电压B+,供给水平偏转电路输出级(101),当偏转电路输出级的工作频率小于或等于大约16KHz时,一个串联通过调节器式电源(102)向一个公共供能点(B+)提供一个较低的电压。在启动间隔内,水平扫描输出级上承受较低的B+电压,无需考虑扫描频率,于是降低了在水平输出级开关晶体管上的过压,提高了电路的可靠性。
Description
本发明涉及一种用于偏转电路输出级的电源。
电视接收机具有采用工作在不同水平扫描频率的偏转电流实现选择性地在同样的彩色阴极射线管(CRT)上显示图像信息的能力。例如，当根据电视广播标准显示一个电视信号的图像信息时，采用一个频率大约16KHZ的水平偏转电流可能更加经济，这个频率称为1H级；而当显示高分辨率电视信号或一个图像监视器数据信号的图像信息时，水平偏转电流的频率可以等于或大于32KHZ，称为2nH，其中n等于或大于1。
众所周知，根据选择的偏转电流的横条信号比率改变水平偏转电路输出级的电源电压幅值，采用同样的水平偏转线圈获得相似的图像宽度。
如果是零电压变换式(ZVS)开关型电源(SMPS)，当功率晶体管两端的电压大致为零时，该功率晶体管导通。这种ZVS SMPS的优点是能够提供高效和低功率损失的稳定的电压。但是如果要求电源电压具有宽范围，例如象如上所述的电视接收机的情况，则这种ZVS SMPS无法提供整个输出电压范围上的零电压变换。
根据本发明的一个方案，第一电源包括一个向一个偏转电路输出级提供电压的第一功率晶体管，这个偏转电路输出级工作在第一偏转频率，第二电源包括一个向一个偏转电路输出级提供电压的第二功率晶体管，这个偏转电路输出级工作在第二偏转频率，其中第一和第二电源的每一个可以选择性地向一个公共端子提供电压。
根据本发明的又一个方案，第一电源采用ZVS SMPS，这种ZVS SMPS在偏转频率处于2nH的较窄区域时供给功率。第二电源例如采用一个串联电压调节器，它在偏转频率处于1H时供给功率。因此，当没有串联电压调节器时，ZVSSMPS主要工作在输出电压的较窄区域。
由于第一和第二电源在任一给定时间只选择一个向输出级供给能量，第一和第二功率晶体管能够使用一个共同的散热装置。因此，这种散热装置的散失热排除能力无需超出只有一个消耗较大功率的功率晶体管的情况时的要求。
使用本发明的视频显示偏转设备能够工作在从一个频率范围内选择的某个偏转频率上，这种设备包括一个表示所选择的频率的频率上的同步信号的电源，一个偏转电路输出级响应该同步信号产生一个在所选择的偏转频率的偏转电流，一个第一电源包括第一功率晶体管，当选择第一偏转频率时通过第一功率晶体管的动作产生第一电压。一个第二电源包括第二功率晶体管，当选择第二偏转频率时通过第二功率晶体管的动作产生第二电压。表示同步信号频率的信号的电源用于产生与第一和第二电源相连接的第一控制信号，第一电压的选择取决于第一控制信号，当选定第一偏转频率时向偏转电路输出级供能。当选定第二偏转频率时选择第二电压。当第一电压向所述输出级供能时，第二功率晶体管位于所述输出级的电流通路之外，当第二电压向所述输出级供能时，第一功率晶体管位于所述输出级的电流通路之外。
图1A表示根据本发明实现的一个选择由调谐的SMPS和串联调节器供能的水平偏转电路输出级；
图1B表示关于图1A的方案的控制电路；
图2A-2C表示用于说明图1A的调谐的SMPS的工作情况的波形图。
图1A表示根据本发明的一个方案实现的一个具有多重扫描频率的电视接收机的水平偏转电路输出级101，输出级101选择由调谐的零电压变换式(ZVSSMPS)开关型电源100和串联调节器电源102供能，驱动级103响应一个具有选定的水平扫描频率的输入信号107A，产生一个驱动控制信号103A，控制输出级101的开关晶体管104的变换操作。驱动级103能够提供在一个宽频率范围上的幅值可控制的水平基极电流，晶体管104的集电极连接到阴极射线管变压器TO初级线圈TOW1的端子TOC上，线圈TOW1的端子TOC连接到一个非变换的回描电容器105和一个具有固定值的水平偏转线圈LY，以常规方式在水平回扫间隔期间形成一个回扫谐振电路。线圈TOW1的端子TOC还连接到一个常规的阻尼二极管108，常规的可变换的S电容器组106与线圈LY串联连接，用于根据一个选择控制信号SCSEL选择性地将S电容器连接到线圈LY。
在电视接收机的标准电视接收工作方式，线圈LY中水平偏转电流IY的频率是1H，即大约为16KHZ。在电视接收机的高分辨率电视接收工作方式，线圈LY中水平偏转电流IY的频率高2.14倍，即2.14H。在监视器工作方式，水平偏转电流IY的频率从2H-2.4H的范围中选择。
ZVS SMPS 100向所连接的变压器TO的端子TOB提供电压B+，并且包含一个起晶体管开关作用的N型金属氧化物半导体(MOS)功率晶体管Tr，晶体管Tr具有漏电极，它通过变压器T1的初级线圈L1连接到直流(DC)输入电压RAWB的端子20，在此电压RAWB分支电路上，一个滤波电容器与一个对主要电压进行整流的桥式整流器连接，其后连接一个调压器(图中未示出)。
晶体管Tr的源电极通过电流传感器或采样电阻R12接地，阻尼二极管D6作为一个开关与晶体管Tr并联连接，并且与晶体管Tr形成在同一个集成块内，构成一个双向开关22，回扫电容器C6与二极管D6并联连接，并且与变压器T1的初级线圈L1串联连接，当开关22处于非导通状态时，利用线圈L1的电感形成一个谐振电路21。
调压器T1的次级线圈L2连接到一个峰值检波二极管D8的阴极，后者的阳极接地，向滤波电容器C10提供电压B+，滤波电容器与线圈L2的端子T1A连接，电压B+则连接到线圈TOW1的端子TOB。
二极管D20对变压器TO的次级线圈TOW2输出的电压进行整流，产生一个正比于电压B+的电压VFEDB，电压VFEDB连接到由电阻R15和R17构成的分压器，与电阻R17并联连接的滤波电容器C36上的电压是电压VSENSE，电压VSENSE通过一个第二分压器与误差放大器23的晶体管基级相连接，第二分压器是由一个电阻R35和由电阻R34、二极管D30、D31和D32形成的串联支路构成。
晶体管Q4的发射极通过增益确定电阻R16连接到齐纳二极管D9，提供误差放大器23的基准电压VREF，二极管D9通过一个电阻R13被施加15V的电压，晶体管Q4的集电极连接到集电极负载电阻R30，并且通过电阻R21连接到一个共发射放大器晶体管Q5的基极，增益确定电阻R32连接到晶体管Q5的发射极，而晶体管Q5的集电极连接到滤波电容器C30，并且通过电阻R33连接到比较器晶体管Q2的基极，晶体管Q5的误差集电极电流IE表示了在电压VSENSE和基准电压VREF之间的差别。
由电流感应电阻R12输出的电压VR12通过电阻R11连接到比较器晶体管Q2的基极，在每个周期内，当晶体管Q2的基极电压VBQ2等于晶体管Q2的基极-发射极结的正向电压时，晶体管Q2导通。电压VBQ2包括正比于晶体管Tr的源-漏极电流ID的第一部分，电容器C30的误差反馈电压V2通过电阻R33连接到晶体管Q2的基极，提供电压VBQ2的第二部分。
晶体管Q2的集电极连接晶体管Q1的基极，晶体管Q1的集电极连接晶体管Q2的基极，如此形成一个再生开关31。由晶体管Q1的发射极形成再生开关31的输出端，提供晶体管Tr控制电压VG，并且通过晶体管R10连接晶体管Tr的栅电极。
变压器T1的次极线圈L3与电阻R9连接，产生一个交流(AC)电压V1，电压V1通过电容器C4和电阻R8连接晶体管Q1的发射极，为晶体管Tr提供驱动电压VG，交流电压V1通过一个集电极电阻R7连接晶体管Q2的集电极和晶体管Q1的基极。
连接在+15V电源电压之间的电阻R3与电容器C4的端子30相连接，电容器的另一端与线圈L3连接，当电源接通时或启动时，该电容器被充电。如果晶体管Tr的栅极上的电压VG超过了MOS晶体管Tr的门限电压，将引起晶体管Tr的漏电压VD下降，结果，电压V1变成正的，维持晶体管Tr的加强电压VG以正反馈方式使晶体管Tr完全导通。
图2A-2C表示波形图，用于说明图1A的调谐的ZVS SMPS 100的工作情况，其中图1A、1B和2A-2C中相似的符号和数字代表类似的功能部件。
在图2C的给定周期T的间隔t0-t1中，图1中的导通的晶体管Tr的电流ID是上升的，相应地，线圈L1内的电流IL1的非谐振电流脉冲部分也是上升的，此时在变压器T1的线圈L1的电感中储存磁能。在图2C的时刻t1，图1A的电压VBQ2包含由电阻R12上的电压分支出的上升部分，超过由电压V2决定动作的再生开关31的触发电平，使晶体管Q2导通。电流流过晶体管Q1的基极，再生开关31在晶体管Tr的栅极施加一个低阻抗，图2A的栅电极电压VG继而降低到接近零伏，使图1A中的晶体管Tr截止。当晶体管Tr截止后，图2B中的漏电压VD增加，使与线圈L3连结的图1A的电压V1降低，储存在栅-源电极的电容CG的电荷维持在闭锁工作方式，直到图2A的时刻t2为止。
如果电压VG比维持图1A的晶体管Q1的集电极电流足够大所需要的电压小，在晶体管Q2的基极上产生一个正向导通，再生开关31不再处于闭锁工作方式。然后，电压V1继续下降，电压VG的负的部分40使图1A的晶体管Tr维持在截止状态。
当晶体管Tr截止，漏电压VD如图2B所示增加，图1A的电容器C6限制了电压V电导率增加比率，使晶体管Tr在电压VD增加到零电压以上之前完全处于非导通状态。这样，变换损耗和辐射变换噪声明显减小。
谐振电路21包括电容器C6和线圈L1，当图1A的晶体管Tr截止，在图2B的时间间隔t1-t3中，该电路发生振荡，电容器C6限制了电压VD的峰值。因此，无需安装减振器二极管和电阻，电路的效率得以改善，变换噪声被减小。
电压VD在图2B的时刻t3之前降低，使图1A的电压V1变为正向电压，在图2B的时刻t3，电压VD接近零伏和变为负值，使图1的阻尼二极管D6导通，而图2B的箝位电压VD大约为零伏。因此，图1A的谐振电路21表示振荡的半个周期，在图2B的时刻t3后，图2A的电压VG增加变为正值，这是由于如前所述的图1A的电压V1极性变化的结果。
晶体管Tr的导通将延时一段时间，这个延时时间由电阻R8和栅极电容CG的时间常数所决定，直到图2B的时刻t3后电压VD接近零伏特为止。这样可以得到最小导通损失，并且降低变换噪声。
通过改变滤波电容C30上的电压V2，可以获得负反馈调节电压B+，晶体管Q4的基极电压与电压B+成正比，晶体管Q4的基极电压大于晶体管Q4的基极-发射极结的正向电压和电压VREF之和，电流IE给电容器C30充电，使晶体管Q2的基极电压VBQ2增加。因此，比较器晶体管Q2的门限值下降，在晶体管Tr中流过的电流ID的峰值和供给负载电路的功率降低。另一方面，如果晶体管Q4的基极电压小于晶体管Q4的基极-发射极结的正向电压和电压VREF之和，电流IE为零，电压VBQ2降低，在晶体管Tr中流过的电流ID的峰值和供给负载电路的功率增加。
调节的ZVS SMPS 100工作在电流控制方式，其电流脉冲具有电流脉冲控制基准，在图2C的间隔t0-t1中，电流ID的脉冲流入图1A的晶体管Tr，当它达到图1的晶体管Q2的门限值时中止在图2C的时刻t1，由误差电流IE形成一个误差信号，这个误差信号实际上控制在线圈L1中流过的电流ID的电流脉冲的峰值。
电压B+施加到由电阻器R36和电阻器R37构成的分压器，如果在电阻器R37上的电压B+的一部分超过齐纳二极管D34的击穿电压，也就是说这表示超压B+；电阻R38两端的电压B+经过电阻R39供给晶体管Q7的基极，使晶体管Q7导通。类似地，当电压VFEDB过量时，这个电压VFEDB经过电阻R40供给晶体管Q7的基极和齐纳二极管D35，使晶体管Q7导通。当晶体管Q7导通，抑制了电压B+的产生，晶体管Q7的集电极与晶体管Q1的基极连接，使闩锁电路31导通，由于晶体管Q7导通，抑制了ZVS SMPS 100电路，从而实现故障保护。
当连接晶体管Q6基极的控制信号1HVCC使晶体管Q6导通时，也抑制了电压B+的产生，由于晶体管Q6导通，晶体管Q6的集电极连接晶体管Q1的基极，使闩锁电路31导通。
如果输出级101的水平扫描频率是2.4H，电压B+的幅值由一个控制信号WIDTH-REF控制，其变化范围是-0.29V，此时输出级101的水平扫描频率是2H和-4V。控制信号WIDTH-REF具有一个垂直分量，用于按照垂直比例抛物线方式改变电压B+，从而提供东-西失真校正。
串联传送调节器电源102包括一个串联传送功率晶体管Q8，它的集电极经过一个二极管D33连接到变压器T1的线圈L2的端子T1A上，限流电阻R42将输入电压RAWB供给功率晶体管Q8的发射极，晶体管Q8的集电极与滤波电容C40和二极管D33的阳极相连接，在晶体管Q8的集电极上的电压经过一个集电极电阻R43连接到晶体管Q10的集电极，此外，晶体管Q8的集电极还经过一个由电阻R44和电阻R45构成的分压器反馈网络连接到晶体管Q10的基极。
晶体管Q11连接晶体管Q10，形成一个差动误差放大器，晶体管Q11的基极经过一个电阻R46连接一个齐纳二极管D36，从而提供一个基准电位VREF2。晶体管Q11的集电极经过一个电阻R47连接晶体管Q12的基极，后者以所谓达林顿复合结构与晶体管Q8连接，晶体管Q10和Q11的发射极均连接到电阻R48的公共发射极。
串联传送调节器电源102根据基准电位VREF2以常规方式调节电压B+，例如，增加晶体管Q8的集电极电压，使晶体管Q11导通，这种方式比以负反馈方式减少电压更有效。控制信号WIDTH-REF经过电阻R41连接晶体管Q10的基极，用于按照垂直比例抛物线方式改变由电源102供给的电压B+，从而提供输出极101的东-西失真校正。
电阻R49和电阻RS0与电阻R42串联连接，在取出电源电压RAWB的端子和晶体管Q8的集电极之间形成一个电流通路，在电阻R49和电阻RS0之间的节点端子102A连接保护晶体管Q9的基极，这是本发明的一个特点，晶体管Q9的发射极连接电压RAWB，其集电极连接晶体管Q12的基极，在正常工作时，晶体管Q9是截止的。
假设输出级101发生故障的结果是在晶体管Q8中产生一个过电流，它在电阻R42上引起足够大的电压降，使晶体管Q9导通，因此，导通的晶体管Q9的集电极电流使晶体管Q8的基极电压增加，但是使晶体管Q8的集电极电压降低。晶体管Q8的集电极电压降低后，在晶体管Q9的基极上产生一个正反馈过程，通过电阻R50引起晶体管Q9集电极电流的增加，通过再生作用，晶体管Q8的集电极电压进一步降低，其结果是晶体管Q8截止，而且通过一个锁存操作保持在截止状态，于是实现过电流保护。
ZVS SMPS 100依据控制信号1H-VCC控制动作，如果ZVS SMPS 100处于工作状态，二极管D33的阴极上的电压B+的幅值超过了二极管D33的阳极上的电压或晶体管Q8的集电极电压，于是二极管D33与来自变压器线圈L2的端子T1A的电源102脱开，切断了电源102向输出级101的供电。
在本发明的进一步实施方案中，如果在输出级101中的电流的水平扫描频率是1H，依据控制信号1H-VCC控制ZVS SMPS 100处于不工作状态，因此二极管D33的阴极上的电压B+的幅值小于二极管D33的阳极上的电压，接着，电源102连接变压器线圈L2的端子T1A，通过晶体管Q8为输出级101馈电，在输出级101中的电流的水平扫描频率是在2H和2.4H之间，ZVS SMPS 100处于工作状态，功率晶体管Tr向输出级101馈电。
如果偏转频率是2nH，即处于一个较窄的频率范围，ZVS SMPS 100提供功率。同样，如果偏转频率是1H，串联传送调节器电源102提供功率。如果需要调节ZVS SMPS 100的电压范围已经变宽，则零电压变换及其附带的优点将被折衷。因此如果偏转频率是1H，最好使用电源102为输出级101供能，ZVS SMPS100工作在较窄的频率范围上，这时不需要串联传送调节器电源102。于是零电压变换特性不会被折衷掉。
还有，在工作期间，由于仅选择功率晶体管Tr和晶体管Q8中之一向输出级101馈电，二者可以共享一个公共散热结构HS。而且，这种公共散热结构HS的消耗功率排除能力不会超过消耗较大功率的功率晶体管的技术特性要求。
图1B表示图1A的结构的控制电路200，在图1A、1B和2A-2C中使用的类似的符号和数字表示类似的项目和功能。图1B中，控制电路200包括一个常规的锁相环(PLL)203，它带有一个连接低通滤波器205的相检测器204，低通滤波器205连接压控振荡器(VC0)207的频率控制输入206，VC0207产生一个是横向微分同步信号HORZ-SYNC的高倍的信号LLC，这个信号LLC连接一个图中没有示出的分频器，它安装在偏转处理器202内，由一个集成电路TDA9151制成。
处理器202包括一个图中没有示出的分频器，它具有由信号PRESCALER控制的可选频率分离系数，如果要求工作在1H级，则信号PRESCALER是处于第一阶段。另一方面，如果要求工作在2H-2.4H级，则信号PRESCALER是处于第二阶段，并且频率分离系数是要求工作在1H级的情况的一半。
行频率的分频信号OFCS连接到相检测器204的一个输入端，行频率同步信号HORZSYNC则连接到相检测器204的第二输入端，相检测器204控制信号OFCS的相位和频率，它们分别相当于信号HORZSYNC的相位和频率。偏转处理器202包括一个常规的图中未示出的相位控制环，它产生一个信号107A，信号107A的相位在该处理器202中自动调节，这种调节与在图1A中的线圈TOW2产生的反馈脉冲信号FLY有关，应当与图1B中信号HORZSYNC的相位同步。
微处理器208在母线I2C上产生一个控制信号208A，它连接到偏转处理器202，实现对控制信号107A的选择性选通。如果选通该控制信号107A，控制信号107A在图1A的输出级101上产生周期性变换操作，如果不选通，控制信号107A阻止在图1A的输出级101上产生周期性变换操作。
微处理器208响应由频率-数据变换器209产生的一个字信号209A，这个信号209A具有一个代表同步信号HORZSYNC的频率的数字值，变换器209例如包括一个计数器，它记录在给定的信号HORZSYNC周期内时钟脉冲的个数，并且根据所记录的给定周期内的时钟脉冲数产生字信号209A。
微处理机208还在母线I2C上产生一个传送给数/模(D/A)变换器201的控制字信号208B，和产生一个传送给数据寄存器211的控制字信号208C。信号208B和208C由信号209A决定，信号208B和208C的值也可以由来自键盘(图中未示出)的信号109B决定。
D/A变换器201根据字信号208B产生一个模拟控制信号VCO-FREQ，这个信号传送到VC0207，控制VC0207的自由工作频率处于不同的扫描频率。D/A变换器201还根据数据信号208B产生一个宽度调整信号WIDTH-ALIGN，信号WIDTH-ALIGN在累加器210内与一个在偏转处理器202中根据垂直同步信号VERT-SYNC产生的垂直频率抛物信号EW-GEOMETRY-WIDTH相加，累加器210产生抛物信号WIDTH-REF，传送到每个电源102和100。信号WIDTH-REF带有可调节的直流分量，控制电源电压B+的直流分量，使宽度和垂直频率抛物分量得到控制，实现东-西失真校正。
寄存器211根据字信号208C产生一个控制信号SCSEL，控制选取图1A的变换的S电容器106。寄存器211还根据信号208C产生一个控制信号1H-VCC，如果所需的扫描频率为1H，使ZVS SMPS 100处于抑制状态，如果所需的扫描频率等于或大于2H，激活ZVS SMPS 100。寄存器211在所需扫描频率为1H的第一阶段和在所需扫描频率为2H-2.4H的第二阶段也产生信号PRESCALER。偏转处理器202在选取的水平扫描频率上产生开关控制信号107A，用于控制图1A的行驱动器103。
在功率上升或启动序列的第一步骤期间，开关控制信号107A被微处理机208的信号208A控制处于抑制状态，因此图1A的水平输出晶体管104继续维持非导通状态。图1B的数据寄存器211在引起图1A的晶体管Q6导通的电平上产生控制信号1H-VCC，使ZVS SMPS 100处于抑制状态。因此，输出级101由电源102供能，产生一个较低的电压B+。在功率上升序列的第二步骤，控制信号SCSEL被要求用于选取图1A的S信号形成电容器106。同样地，要求信号PRESCALER、VCO-FREQ和WIDTH-ALIGN，其中信号PRESCALER、VCO-FREQ在控制信号107A工作时调节控制信号107A的频率。在接着的第三步骤，信号208A使处理器202的控制信号107A能够在所需的频率提供图1A的晶体管104执行周期性变换操作。如果选取了高于2nH的工作方式，则在下面的第四步骤中，图1B的微处理机208在足够长的启动延迟之后将使寄存器211产生在引起图1A的晶体管Q6截止的电平的控制信号1H-VCC，从而在ZVS SMPS 100中产生较高的电压B+，所述的延迟目的是使ZVS SMPS 100仅当水平扫描输出级101已经运行足够长的时间间隔并且达到以较低的电压B+工作的稳定状态之后才能进入工作。
在从1H方式到2nH方式改变扫描频率的过程的持续工作方式，如果用户开始启动，例如包括第一步骤中由微处理机208的信号208A控制使信号107A处于抑制状态，并且图1A的晶体管104维持在非导通状态。接着在第二步骤，控制信号SCSEL、PRESCALER、VCO-FREQ和WIDTH-ALIGN被要求，信号PRESCALER的产生是当信号107A工作时增加信号107A的频率到2nH频率。然后，在第三步骤，信号208A激活控制信号107A，使图1A的晶体管104在2nH频率下周期性进行变换操作。最后，在第四步骤，通过信号1H-VCC，电源使ZVS SMPS 100仅当水平扫描输出级101已经运行足够长的时间间隔并且达到以较低的电压B+工作的稳定状态之后才能进入工作。
从2nH方式到1H方式改变扫描频率的过程类似于从1H方式到2nH方式改变扫描频率的过程，区别在于，在第二步骤时，相应于1H频率方式工作的控制信号代替了2nH频率方式。还有，不进行第四步骤，在水平扫描频率能够降低之前通过使ZVS SMPS 100进入抑制状态实现电源的切断。
值得推荐的是，上述工作方式的每一个变化过程防止了在1H频率执行变换操作期间水平扫描输出级101供给的电压B+过高，还有，在信号107A被激活的每一个步骤，在若干周期内以渐近的方式达到信号107A工作周期的最终值，从而实现软启动特性，因此，降低了水平扫描输出级101中晶体管104的过压，改善了电路的可靠性。
Claims (13)
1、一种视频显示偏转设备，能够根据一个频率范围在选取的偏转频率上进行选择性工作，包括：
一个同步信号源，其频率是所述的选取的频率；
一个偏转电路输出级(101)，响应所述同步信号，产生一个在所述选取的频率的偏转电流(iy)；
第一电源(100)，包括一个第一功率晶体管(Tr)，当选取第一偏转频率时，通过所述第一功率晶体管的动作，产生第一电源电压；
第二电源(102)，包括一个第一功率晶体管(Q8，Q12)，当选取第二偏转频率时，通过所述第二功率晶体管的动作，产生第二电源电压；以及
一个信号源(HORZ-SYNC)代表所述同步信号的频率，用于产生传送至所述可选择的第一和第二电源之一的第一控制信号(1H-VCC)，据此选择，如果选取的是第一偏转频率，则由所述第一电源电压向所述偏转电路输出级供能，如果选取的是第二偏转频率，则由所述第二电源电压向所述偏转电路输出级供能，因此如果由所述第一电源电压向所述输出级供能，所述第二功率晶体管置于所述输出级的电源电流通路之外，而且，如果由所述第二电源电压向所述输出级供能，所述第一功率晶体管置于所述输出级(101)的电源电流通路之外。
2、根据权利要求1的视频显示偏转设备，其中第一和第二电源电压中任一个可选择与所述偏转电路输出级(101)的一个公共端子(B+)相连接。
3、根据权利要求2的视频显示偏转设备，其中所述第二电源电压通过一个正向偏置的二极管(D33)连接到所述公共端子上，当选取第二电源电压时，该二极管将所述第二功率晶体管(Q8，Q12)与所述输出级(101)连接，而当选取所述第一电源电压时，二极管反向偏置，将所述第二功率晶体管与所述输出级(101)去耦。
4、根据权利要求1的视频显示偏转设备，还包括一个与所述电源连接的第二控制信号源(WIDTH-REF)，用于根据所述偏转电流(iy)的频率，改变所述第一电源电压的幅值。
5、根据权利要求1的视频显示偏转设备，其中所述第一电源包括一个零电压变换开关方式电源(100)。
6、根据权利要求5的视频显示偏转设备，其中所述第二电源包括一个串联通过调节器式电源(102)。
7、根据权利要求1的视频显示偏转设备，其中在一个启动间隔内，选择所述第一和第二电源电压中具有较低的电压的一个向所述偏转电路输出级供能，无需考虑所选取的频率。
8、根据权利要求1的视频显示偏转设备，还包括一个振荡器(207)，用于产生一个连接到所述偏转电路输出级(101)的开关晶体管(104)的第二控制信号(LLC)，控制在选取的频率实现变换操作，其中，在功率下降间隔内，所述第一控制信号选择产生较低电压的电源(102)向所述偏转电路输出级供能，并且其中，在所述功率下降间隔内，防止了所述频率的下降。
9、根据权利要求1的视频显示偏转设备，还包括一个振荡器(207)，用于产生一个连接到所述偏转电路输出级(101)的开关晶体管(104)的第二控制信号(LLC)，控制在选取的频率实现变换操作，其中，所述第一偏转频率高于所述第二偏转频率，并且其中当要求所述偏转频率从第一下降到第二频率时，在一个所述振荡器的频率下降之前的过渡间隔内，所述第一控制信号选择所述第二电源电压向所述输出级供能。
10、根据权利要求1的视频显示偏转设备，还包括一个振荡器(207)，用于产生一个连接到所述偏转电路输出级(101)的开关晶体管(104)的第二控制信号(LLC)，控制在选取的频率实现变换操作，其中，所述第一偏转频率高于所述第二偏转频率，当要求所述偏转频率从第二增加到第一频率时，在一个过渡间隔内并且在选取所述向输出级供能的第一电压之前，所述偏转频率开始增加。
11、根据权利要求1的视频显示偏转设备，其中所述第一功率晶体管(Tr)和第二功率晶体管(Q8，Q12)共享一种共同的热散失装置，它排除所述的单个工作的晶体管在任何时间产生的热。
12、根据权利要求1的视频显示偏转设备，其中所述第一控制信号源包括一个响应所述同步信号的频率检测器(209)。
13、一种视频显示偏转设备，能够根据一个频率范围在选取的偏转频率上进行选择性工作，包括：
一个同步信号源(HORZ-SYNC)，其频率是所述的选取的频率；
一个偏转电路输出级(101)，响应所述同步信号，产生一个在所述选取的频率的偏转电流(iy)；
第一电源(100)，包括一个第一功率晶体管(Tr)，当选取第一偏转频率时，通过所述第一功率晶体管的动作，产生第一电源电压；
第二电源(102)，包括一个第一功率晶体管(Q8，Q12)，当选取第二偏转频率时，通过所述第二功率晶体管的动作，产生第二电源电压；以及
一个信号源(209)代表所述同步信号的频率，用于产生传送至所述可选择的第一和第二电源之一的第一控制信号(1H-VCC)，据此选择，如果选取的是第一偏转频率，则由所述第一电源电压向所述偏转电路输出级供能，如果选取的是第二偏转频率，则由所述第二电源电压向所述偏转电路输出级供能，因此在一个启动间隔内，选择所述第一和第二电源电压中具有较低的电压的一个向所述偏转电路输出级供能，无需考虑所选取的频率。
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