CN1234696A - 使用直接转换方法的选择呼叫无线接收机 - Google Patents

Abstract

一种使用直接转换方法的选呼无线接收机,它包括:PLL频率合成器,用于产生初始本机信号;正交变换器,用于使用初始本机信号将数字调制接收信号正交变换为具90°相位差的第一和第二基带信号组合;该正交变换器包括:倍频器,用于将初始本机信号倍增可变倍增系数,以便产生倍增初始本机信号;第一移相器,用于由倍增初始本机信号产生具有90°相位差的第一和第二本机信号;第一混频器,用于将第一本机信号与接收信号混频,以便产生第一基带信号;和第二混频器,用于将第二本机信号与接收信号混频,以产生第二基带信号;和正交变换器控制器,用于按照接收信号的频带控制正交变换器特性。

Description

使用直接转换方法的 选择呼叫无线接收机

本发明涉及一种选择呼叫无线接收机，如寻呼机，特别是涉及一种选择呼叫无线接收机，其能够收到两个或多个不同频带的信号。

近年来，随着集成在集成电路(IC)上的电子元件和部件的小型化，使晶体管的寄生电容降低，由此使晶体管的跃迁频率f_T升高。在这种情况下，包含在IC中各种电路的工作频率不断增高。

一种典型的选择呼叫无线接收机是便携式接收机，称为“寻呼机或“寻呼接收机”。寻呼接收机通常配备有频率合成器，其使用锁相环(PLL)电路(即PLL频率合成器)作为本机振荡器或载波发生器。由于在常用寻呼接收机中所实现的接收机电路需要在由干电池所提供的1V大小的电压下工作，因此开发出许多PLL电路，其能够以低功耗在低压即1V下工作，并且其实际上可应用于PLL频率合成器。包含电压受控振荡器(VCO)和低通滤波器的PLL电路主要部分通常可形成在IC芯片上，其可称作“PLL IC”。

几年以前，在1V电压下PLL IC最高的工作频率大约为100MHz。然而，现在该工作频率已经升高达到约200-300MHz，并且同时就接收机的工作来看，功耗已变小。该趋势似乎会在将来得到进一步发展。

PLL IC工作频率的增加，意味着VCO的输出频率会增加。因此，所具有的优点在于PLL电路的结构得到简化。例如，包含在PLL IC中的倍频器或各倍频器在特定频率下是不必要的，或者包含在PLL IC中的许多倍频操作将会减少。在这种情况下，在寻呼接收机中载波-噪声比(C/N)的降低得到抑制，其改进了寻呼接收机的性能或特性。

通常，寻呼接收机典型地使用公知的“直接转换方法”。在该方法中，接收信号的频率可直接转换为其基带频率，而不必使用任何中频(IF)。还有，所具有的优点在于，外部滤波器是不必要的，从而简化了电路结构。

由于寻呼接收机使用了直接转换方法，所以按照在(ⅰ)VCO和本机或载波振荡器中和(ⅱ)由天线到射频(RF)放大器的电路中接收信号的频带，需要使电路参数改变。

因此，如果将与载波振荡器和由天线到RF放大器的电路中VCO和移相器有关的电子元件或部件通常用于接收信号的不同频带的话，在该种寻呼接收机制造中，元件/部件的管理和产量控制将会是十分有效的。

以使用常用元件或部件为目的的各种现有技术的接收机已经得到开发并予以了公开。

第一种现有技术接收机公开在日本未审查专利公告号56-135041中，其于1981年10月公告。该现有技术接收机包括在PLL频率合成器中所提供的单个VCO。该单个VCO通常可用于接收信号的不同频带，如调幅(AM)和短波(SW)无线广播频带。

采用公开在日本未审查专利公告号56-135041中的第一现有技术接收机，可以使单个VCO电路的输出频率得到倍增，然后，可将VCO电路的倍频输出通过PLL频率合成器中所提供的相位检测器或相位比较器与基准信号在相位上进行比较。另一方面，单个PLL电路的输出频率可通过使倍频器中之一对应于所需频带而进行倍增，由此形成基准频率的本机信号。然后，将本机信号通过用于所需频带的倍频器与AM和SW频带中所需之一的接收信号进行混频。

由可编程分频器所产生的单个VCO电路的分频输出可用于代替单个VCO电路的输出本身。

采用在日本未审查专利公告号56-135041中所公开的第一现有技术接收机，使单个VCO电路通常可用于AM和SW频带。然而，其问题在于，接收机的任何其他部件，如用以由正交变换器中的载波信号产生同相载波信号和正交相位载波信号的移相器，通常不能使用。

第二种现有技术接收机公开在日本未审查专利公告号8-317002中，其公告于1996年11月。该现有技术接收机包括本机振荡器，用以产生两倍于中频(IF)大小的频率波，其可安置在正交调制电路的相同器件上。该本机振荡器和相位检测器构成了PLL电路，用以产生与晶体振荡器的输出时钟同步的信号。然后，由PLL电路所产生的信号可通过90°移相器来分频为二，由此产生两个具有90°相位差的载波信号，用于正交调制。这两个载波信号可通过相应混频器分别与输入的I和Q信号相乘。

采用在日本未审查专利公告号8-317002中所公开的第二种现有技术接收机，使两倍于IF频率大小的频率波可通过本机振荡器而产生，然后，可将该波通过移相器进行分频，以便形成具有90°相位差的两个载波。因此，不需要倍频电路如Gilbert倍增器，也不需要带通滤波器。由此，所获得的调制/解调精度得到改进，并且用于便携式电话的不同频带无须改变。

然而，在第二现有技术接收机中使用了IF信号。因此，在该接收机中的结构不适用于使用直接转换方法的接收机。

第三种现有技术接收机公开在日本未审查专利公告号9-200070中，其公告于1997年7月。该现有技术接收机设计用于将不同频带的接收信号转换为共用中频(IF)信号，由此，简化了电路结构。

接收机信号可按照其频带通过第一开关装置进行分类。然后，将接收信号通过相应的滤波器和相应的放大器以及第二开关装置发给第一混频器。第一和第二开关装置可通过频率开关信号加以控制。另一方面，由第一本机振荡器所产生的第一本机信号可提供给第一混频器。由此，第一IF的第一IF信号可通过在第一混频器中将接收信号与第一本机信号进行混频而产生。

第一本机信号具有第一本机频率，其对应于接收信号的频带。第一本机频率可根据接收信号的频带变化而改变，其以这样的方式改变，使得第一混频器的输出总是等于第一IF。

第一混频器的输出(即第一IF信号)可通过滤波器发给第二混频器。另一方面，第二本机频率的第二本机信号可提供给第二混频器。由此，第二IF的第二IF信号可通过将第一IF信号与第二本机信号进行混频而产生。

采用在日本未审查专利公告号9-200070中所公开的第三现有技术接收机，可使第一本机频率根据接收信号频带的变化而改变，其以这样的方式改变，使得第一混频器的输出总是等于第一IF。因此，接着接收机中第一混频器的各级通常可用于接收信号的不同频率。

然而，类似于上述第二现有技术接收机，第一和第二IF信号可用于第三现有技术接收机。因此，该接收机的结构不适用于使用直接转换方法的接收机。

因此，本发明的目的是提供一种使用直接转换方法的选择呼叫无线接收机，使其可共同地使用用于不同频带的VCO和其相邻元件。

本发明的另一目的是提供一种使用直接转换方法的选择呼叫无线接收机，其适用于在接收机制造过程中元件/部件的管理和产量的控制。

通过下列描述将会使本技术领域的普通专业人员对上述目的以及未特别指出的其他方面更加清楚。

按照本发明的选择呼叫无线接收机包括：(a)PLL频率合成器，用以产生初始本机信号，PLL频率合成器包括VCO，其可产生初始本机信号，和PLL电路，其可控制初始本机信号；(b)正交变换器，用以使用初始本机信号将数字调制接收信号正交变换成具有90°相位差的第一和第二基带信号的组合，正交变换器包括(b-1)第一倍频器，用以使初始本机信号倍增可变倍增系数，以便产生倍增的初始本机信号，(b-2)第一移相器，用于通过倍增的初始本机信号产生具有90°相位差的第一和第二本机信号，(b-3)第一混频器，用于将第一本机信号与接收信号加以混频，以便产生第一基带信号，和(b-4)第二混频器，用于将第二本机信号与接收信号进行混频，以便产生第二基带信号；(c)正交变换器控制器，用于按照接收信号的频带控制正交变换器的特性，正交变换器控制器可控制正交变换器，以便按所需要的数值设置第一倍频器的可变倍增系数，并且可按照接收信号的频带优化第一移相器的特性；(d)解调器，用以对第一和第二基带信号解调，以便产生解调信号；和(e)解码器，用以对解调信号解码，以便得到由接收信号所传输的信息。

采用按照本发明的选择呼叫无线接收机，正交变换器包括第一倍频器，用以将初始本机信号倍增可变倍增系数，以便产生倍增的初始本机信号，和第一移相器，用以通过倍增本机信号产生第一和第二本机信号。

另外，正交变换器控制器可附加提供，以便按照接收信号的频带控制正交变换器的特性。特别是，正交变换器控制器可控制正交变换器，以便将第一倍频器的倍增系数设置为所需数值，并且可按照接收信号的频带优化第一移相器的特性。

因此，频率合成器的VCO，以及正交变换器的第一倍频器和第一移相器(即VCO相邻部件)均可共同地用于接收信号的不同频带。这意味着这些元件或部件即使接收信号的频率改变的话仍可共同地使用。因此，在该接收机制造过程中元件/部件管理和产量的控制通过按照接收信号的频带调节正交变换器的特性而变得更加方便。

在按照本发明接收机的优选实施例中，第一移相器包括容量可变电容器，其容量可通过控制信号加以改变。在这种情况下，具有的附加优点在于，第一移相器的性能明显地改变了。

在按照本发明接收机的另一优选实施例中，可附加提供第二移相器。第一和第二本机信号可分别通过第一和第二移相器而产生。第一和第二移相器的每个包括容量可变电容器，其容量可通过控制信号加以改变。在这种情况下，具有的附加优点在于，可便于优化第一和第二移相器的性能。

最好是，第一和第二移相器之一具有高通滤波器结构，其包括电容和和电阻，而另一个具有低通滤波器结构，其包括电容和电阻。在这种情况下，具有的附加优点在于，可便于构成第一和第二移相器。

在按照本发明接收机的再一个优选实施例中，可附加提供第二倍频器。第一和第二倍频器之一可按照接收信号的频带有选择地使用。在这种情况下，具有的附加优点在于，倍增初始本机信号的可变频率范围变宽。

最好是，第一和第二倍频器中之一可通过提供给/来自于第一和第二倍频器中所选之一的电流来选择地启动。在这种情况下，具有的附加优点在于，便于完成第一和第二倍频器的选择。

在按照本发明接收机的再一个优选实施例中，附加提供第二移相器和第二倍频器。第一和第二本机信号可分别通过第一和第二移相器产生。第一和第二移相器的每个包括容量可变电容器，其容量可通过到/由电压源所提供/吸收的控制电压而改变。第一和第二倍频器中之一可按照接收信号的频带通过提供/吸收给第一和第二倍频器中所需之一到/由电流吸收器所提供的电流而有选择地启动。在IC芯片上可形成电压源和电流吸收器，其上还可形成PLL频率合成器的主要部件。在这种情况下，可有效地显示出本发明的优点。

最好是，用于控制信号的一组数据可存储在可改写只读存储器(ROM)中，并且它们还可设计成可由主控制器读出。在这种情况下，具有的附加优点在于，接收机的频带可通过简单改写可改写ROM的内容而明显地改变。

附图的简要说明。

为了有效地实现本发明，现参照附图来加以描述。

图1是一方框图，其表示按照本发明第一实施例的选择呼叫无线接收机的电路结构；

图2是按照本发明第一实施例具有在选择呼叫无线接收机中所使用低通滤波器结构的移相器电路图；

图3是博德图，其表示按照本发明第一实施例在选择呼叫无线接收机中所使用移相器的电压增益和相位差之间的关系，其作为由截止频率f_c规格化的输入频率f的函数；

图4是按照本发明第一实施例在选择呼叫无线接收机中所使用的具有低通滤波器结构的移相器电路图，其中移相器是由电阻、电容、和可变电容组成；

图5是一电路图，其表示按照本发明第一实施例在选择呼叫无线接收机中所使用的可变电容测量方法；

图6是一曲线图，其表示按照本发明第一实施例在选择呼叫无线接收机中所使用的可变电容的容量与反向偏压之间的关系；和

图7是一方框图，其表示按照本发明第二实施例的选择呼叫无线接收机的电路结构。

优选实施例的详细描述。

下面将参照附图来描述本发明优选实施例。

第一实施例

按照本发明第一实施例的选择呼叫无线接收机具有图1所示结构。该接收机可用作寻呼接收机，其使用直接转换方法，并且适用于150MHz和300MHz两个频带。150MHz频带具有135MHz至175MHz的频带。300MHz频带具有270MHz至350MHz的频带。

在图1中，该接收机包括：天线1,RF放大器2，混频器/解调器IC50，解码器10，两个可变移相器11和12，四个恒定电压源17a,17b,18a,和18b，两个倍频器13和14，两个恒定电流吸收器15和16,PLL频率合成器70，和控制器60。

天线1可接收包含特定信息的所需数字调制RF信号S1。RF放大器2将接收的RF信号S1放大，并且将放大的RF信号S2输出给混频器/解调器IC50。

混频/解调器IC50包括两个混频器3和4，两个低通滤波器5和6，两个基带放大器7和8，和解调器9。

放大的RF信号S2输入给混频器3和4。另一方面，本机同相信号SI和本机正交相位信号SQ，其分别由移相器11和12所提供，可分别输入给混频器3和4。

混频器3可将放大的RF信号S2的频率与本机同相信号SI的频率加以混频，并且将基带I信号S3输出给低通滤波器5。低通滤波器5可除去基带I信号S3中的高频成分，并且将滤波的基带I信号S5输出给基带放大器7。基带放大器7将滤波的基带I信号S5进行放大，并且将放大的滤波基带I信号S7输出给解调器9。

混频器4可将放大的RF信号S2的频率与本机正交相位信号SQ的频率加以混频，并且将基带Q信号S4输出给低通滤波器6。低通滤波器6可除去基带Q信号S4中的高频成分，并且将滤波的基带Q信号S6输出给基带放大器8。基带放大器8将滤波的基带Q信号S6进行放大，并且将放大的滤波基带Q信号S8输出给解调器9。

解调器9将经放大滤波的基带I信号S7和放大的滤波基带Q信号S8进行解调，并且将解调的信号S9输出给解码器10。解调信号S9是数字信号，其在由天线1所接收的数字调制RF信号S1中包含有特定信息。

解码器10可对解调信号S9进行解码以便抽出包含在解调信号S9中的信息，并且输出包含所抽信息的输出信号S10。在该接收机的显示屏(未示出)上典型地显示出如此抽出的传输信息。

本机同相信号SI和本机正交相位信号SQ可通过PLL频率合成器70、倍频器13和14中所选的一个、和移相器11和12而产生。

PLL频率合成器70包括：电压受控振荡器(VCO)20，低通滤波器21，供给泵22，相位检测器或相位比较器23，计数器24，预定标器25，计数器26，和使用晶体28的基准振荡器27。

在PLL频率合成器70中的基准振荡器27可按照晶体28的振荡频率在一定频率下振荡，并且将脉动信号S27输出给计数器26。计数器26将信号S27的脉冲进行计数，并且按照计数器数据信号S31将脉冲按一定的分割系数进行分割，由此将基准频率fr的基准信号S26输出给相位检测器23。

计数器数据信号S31可通过控制器60输入给计数器26。包含在计数器数据信号S31中的计数器数据可事先存储在电可擦可编程只读存储器(EEPROM)61中。控制器60可通过信号S61读出存储在EEPROM61中所存计数器数据，然后可将如此读出的数据提供给计数器26。

在PLL频率合成器70中的VCO20可将正比于基准频率fr的本机频率fvco的本机信号820输出给两个倍频器13和14中起动或选择的一个。与此同时，由VCO20所输出的本机信号S20可作为信号S20a反馈给预定标器25。预定标器25对如此反馈的本机信号S20a的频率fvco进行分割，并且将分频本机信号S25输出给计数器24。计数器24进一步将分频本机信号S25的频率进行分割，并且将频率fv的分频本机信号S24输出给相位检测器23。

相位检测器23将基准频率fr的基准信号S26的相位与频率fv的分频本机信号S24进行比较，然后按照相位比较的结果将信号S23输出给供给泵22。供给泵22按照相位检测器23的信号S23(即正比于信号S26和S24之间的相位差)通过低通滤波器21将电压信号S22输出给VCO20，由此将分频本机信号S24的频率fv均化为基准信号S26的基准频率fr。由此，可将分频本机信号S24的频率fv保持等于基准信号S26的基准频率fr。因此，可将VCO20的本机频率固定在预置数值的选择频率下。

预定标器25和计数器24构成了公知脉冲燕式结构的可编程分频器，其可用于将VCO20的本机信号S20的频率fvco降低到低于计数器24最高可操作频率的频率。计数器24可将开关信号S24a在必要时发送给预定标器25，其以这样的方式发送使得预定标器25的分频系数可以改变。

计数器24可对信号S25的脉冲进行计数，并且按照计数器数据信号S30将信号S25的频率以一定的分割系数进行分频，由此将频率fv的信号S24输出给相位检测器23。计数器数据信号S30可通过控制器60输入给计数器24。包含在计数器数据信号S30中的计数器数据可事先存储在EEPROM61中。控制器60可通过信号S61读出在EEPROM61中所存计数器数据，然后可将数据提供给计数器24。

如上所述，VCO20，低通滤波器21，供给泵22，相位检测器23，计数器24，和预定标器25构成了PLL。

可变移相器11和12，倍频器13和14，以及混频器3和4构成了正交变换器40。两个倍频器13和14中之一可选择地起动，并用于本接收机。

正交变换器40可接收由VCO20输出的频率fvco的输出或本机信号S20，通过倍频器13或14以两个或单一的倍增系数将信号S20的频率fvco进行倍增，并且通过可变移相器11和12分别产生同相本机信号SI和正交相位本机信号SQ。

在第一实施例中，倍频器13具有将本机信号S20的频率fvco倍增两倍的功能。因此，倍频器13可产生两倍于VCO信号S20频率fvco大小的频率2fvco的输出信号SIQ。另一方面，倍频器14具有将本机信号S20的频率fvco倍增一倍的功能，换句话说，倍频器14可用作缓冲器。因此，倍频器14的输出信号SIQ具有等于信号S20频率的频率fvco。

倍频器13和14的选择可通过选择信号S29起动两个恒定电流吸收器15和16中所需之一来完成。选择信号S29可通过控制器60发出。包含在选择信号S29中的选择数据可事先存储在EEPROM61中。控制器60可通过信号S61读出在EEPROM61中所存选择数据，然后选择或起动两个电流吸收器15和16中的一个。

如果打算使用倍频器13的话，可通过选择信号S29只起动相对应的电流吸收器15，由此通过倍频器13得到恒定电流Ia。如果打算使用倍频器或缓冲器14，可通过选择信号S29只起动相对应的电流吸收器16，由此通过倍频器14得到恒定电流Ib。

两个恒定电压源17a和18a可分别将恒定控制电压Va和Vc提供给可变移相器12。电压源17a和18a中之一可通过开关SW1进行选择。同样地，两个恒定电压源17b和18b可分别将恒定控制电压Vb和Vd提供给可变移相器11。控制电压Vc低于控制电压Va。控制电压Vd低于控制电压Vb。电压源17b和18b中之一可通过开关SW2进行选择。开关SW1和SW2的开关操作可通过选择信号S29的使用而同时完成。

在PLL IC30上可提供两个恒定电流吸收器15和16以及四个恒定电压源17a,17b,18a,和18b。因此，具有的附加优点在于，不需要附加的专用部件或芯片就可提供恒定电流吸收器15和16以及恒定电压源17a,17b,18a,和18b。换句话说，因为恒定电流吸收器15和16以及恒定电压源17a,17b,18a,和18b的存在，不需要附加的组装操作。

由于开关SW1和SW2的开关操作和恒定电流吸收器15和16的起动操作均是通过使用相同的选择信号S29来进行的，因此，这两种操作几乎同时进行。特别是，如果电压源17a和17b通过开关SW1和SW2来选择的话，恒定电流吸收器15可起动以便选择倍频器13。如果电压源18a和18b通过开关SW1和SW2来选择的话，恒定电流吸收器16可起动以便选择倍频器或缓冲器14。

可变移相器11由电容C1、可变电容CV1和电阻R1组成，其相互串联连接。可变电容CV1的两端连接于电阻R1的相应端和电容C1的相应端。电阻R1的另一端接地。电阻R1于可变电容CV1的接点连接于混频器3的输入端。电容C1的另一端共同地连接于倍频器13和14的输出端。由于可变移相器11具有通过将可变电容CV1加到由电容C1和电阻R1组成的高通滤波器(HPF)上所形成的结构，所以移相器11可用作具有可变滤波频率范围的高通滤波器。

同样地。可变移相器12由电容C2、可变电容CV2和电阻R2组成，其相互串联连接。电容C2两端连接于电阻R2的相应端和可变电容CV2的相应端。可变电容CV2的另一端接地。电阻R2和电容C2的接点连接于混频器4的输入端。电阻R2的另一端共同地连接于倍频器13和14的输出端。由于可变移相器12具有通过将可变电容CV2加到由电容C2和电阻R2组成的低通滤波器(LPF)上所形成的结构，所以移相器12可用作具有可变滤波频率范围的低通滤波器。

电压Va或Vc可提供给移相器12中电容C2与可变电容CV2的接点。电压Vb或Vd可提供给移相器11中电容C1与可变电容CV1的接点。

在PLL IC20的外部可提供VCO20、低通滤波器21、控制器60、和EEPROM61。

下面将说明按照本发明第一实施例的选择呼叫无线接收机的操作。

PLL频率合成器70将本机频率fvco的本机信号S20输出给倍频器13和14。由于频率合成器70的操作是公知的，所以这里不作过多的说明。

如上所述，按照本发明第一实施例的接收机可应用于150Mhz和300Mhz的频带。采用这种常用选择呼叫无线接收机，PLL频率合成器的VCO和正交变换器的移相器的电路参数可按照预定频带分别加以优化。换句话说，如果预定频带在150Mhz和300Mhz之间变化的话，需要使用具有专用电路参数的VCO和移相器。

与此不同，采用按照本发明第一实施例的接收机，本机信号S20的本机频率fvco，其为在PLL频率合成器70中VCO20的输出，可对150MHz频带进行初始优化。还有，在正交变换器40中，具有单倍倍增系数的倍频器14(即缓冲器)可通过选择信号S29起动相应的恒定电流吸收器16而加以使用。

如果该接收机用于300MHz频带的话，具有两倍倍增系数的倍频器13可通过选择信号S29起动相应的恒定电流吸收器15而加以使用，以代替缓冲器14，同时本机信号S20的本机频率fvco保持不变。

另外，在正交变换器40中的可变移相器11和12的电路参数可针对150MHz的频带进行初始优化。移相器11和12可分别通过选择信号S29操作开关SW1和SW2而提供以电压源18b和18a的较低控制电压Vd和Vc，由此降低可变电容CV1和CV2的端间电压。结果，使电容CV1和CV2的容量增加。

如果将该接收机用于300MHz频带的话，移相器11和12可分别通过选择信号S29操作开关SW1和SW2而提供以电压源17b和17a的较高控制电压Vb和Va，由此增加可变电容CV1和CV2的端间电压。结果，使电容CV1和CV2的容量降低。

由倍频器13和14起动的一个所产生的倍增本机信号SIQ可共同地输入到移相器11和12中。倍增信号SIQ具有fvco或2fvco的频率，其等于接收信号S1的载波频率。

可变移相器11可将输入信号SIQ的相位滞后或提前45°，由此将频率fvco或2fvco的同相本机信号SI输出给混频器3。可变移相器12可将输入信号SIQ的相位提前或滞后45°，由此可将同样频率fvco或2fvco的正交相位信号SQ作为本机信号SI输出给混频器4。如此，同相和正交相位本机信号SI和SQ具有相同频率和90°相位差。

混频器3将接收放大信号S2的频率与同相本机信号SI的频率fvco或2fvco加以混频，由此输出同相基带信号S3。混频器4将接收放大信号S2的频率与正交相位的本机信号SQ的频率fvco或2fvco加以混频，由此输出正交相位基带信号S4。同相和正交相位基带信号S3和S4具有相互相同的频率和90°相位差。

同相基带信号S3可通过低通滤波器5和基带放大器7输入到解调器9中。正交相位基带信号S4可通过低通滤波器6和基带放大器8输入到解调器9中。解调器9可将解调的数字信号S9输出给解码器10，由此从信号S9中抽出传输信息作为信号S10。

如上所述，由于按照本发明第一实施例的接收机使用直接转换方法，因此由正交变换器40的混频器3和4所输出的两个基带信号S3和S4需要具有90°的相位差。为了产生90°的相位差，可通过可变移相器11和12来产生具有90°的相位差的同相和正交相位的本机信号SI和SQ。

可变移相器11可通过将可变电容CV1加到由电阻R1和电容C1组成的高通滤波器典型结构中而实现。可变移相器12可通过将可变电容CV2加到由电阻R2和电容C2组成的低通滤波器典型结构中而实现。

在移相器11中所提供信号SIQ的相位变化可通过选择信号S29提供不同控制电压Vb和Vd(Vd＜Vb)中所需的一个来进行控制。对于150MHz的频带，可选择相对较低的电压Vd来优化移相器11的频率特性。对于300MHz的频带，可选择相对较高的电压Vb来优化移相器11的频率特性。

在移相器12中所提供信号SIQ的相位变化可通过选择信号S29提供不同控制电压Va和Vc(Vc＜Va)中所需的一个来进行控制。对于150MHz的频带，可选择相对较低的电压Vc来优化移相器12的频率特性。对于300MHz的频带，可选择相对较高的电压Va来优化移相器12的频率特性。

如上所述，采用按照本发明第一实施例的选择呼叫无线接收机，整个PLL频率合成器70和整个正交变换器40通过按照预定频带选择出控制电压对Va和Vb和控制电压对Vc和Vd中之一均能够共同地用于150MHz和300MHz的频带。

图2表示具有低通滤波器结构的典型移相器的电路结构。在图2中，电阻R10和电容C10其对应端相互串联连接。电容C10的另一端接地。电阻R10的另一端可用作移相器的输入端T_i10。电容C10和电阻R10的接点可用作该移相器的输出端T₀₁₀。

频率f的交流电压V_i通过输入端T_i10和地而输入。输出电压V_o则由相对于地的输出端T₀₁₀而得到。

发明人使用图2所示电路测量了移相器的电压增益A_o(dB)和相移θ_o(°)。该测量结果示于图3的博德图，其中曲线A表示电压增益A_o，曲线B表示相移θ_o，以及输入濒率f的横坐标可通过截止频率f_c而规格化。

图2中移相器的截止频率f_c可通过下式(1)给出： $\mathrm{fc}=\left(\frac{1}{2\mathrm{\πCR}}\right)$

其中C为电容C10的容量，而R为电阻R10的阻值。

如图3中曲线A和B所示，当标称输入频率(f/f_c)等于1时，相移θ_o为45°(在点Ba处)，而电压增益A_o相对于输入电压V_i降低3dB。这意味着，如果将截止频率f_c的输入电压V_i提供给图2的移相器的话，输出电压V_o具有的振幅相对于输入电压V_i下降3dB，而相位相对于输入电压V_i滞后45°(即-45°)。

在图3中的点Ab,Bb,Ac,Bc,Ad，和Bd处的其它数值实例列在表1中。

表1

f/fc	Ao	θo	点
				2.0	-7dB	64°	Ab,Bb
10.0	-20dB	84°	Ac,Bc
				20.0	-26dB	89°	Ad,Bd

如果电阻R10用图2中的电容C10来代替的话，可获得具有高通滤波器结构的典型移相器。在具有高通滤波器的移相器中，如果将截止频率f_c的输入电压V_i提供给该移相器的话，输出电压V_o具有的振幅相对于输入电压V_i下降3dB，而相位相对于输入电压V_i将超前45°(即+45°)。

因此，低通滤波器和高通滤波器结构的两个移相器的输出电压V_o具有90°的合成相移。

通常，输出电压V_o的电压增益A_o和相移θ_o可分别通过下式(2)和(3)来给出： $\mathrm{Ao}=20\log \sqrt{1+{\left(\frac{f}{\mathrm{fc}}\right)}^2}$ $\mathrm{\θo}=\mathrm{ta}{n}^{-1}\left(\frac{f}{\mathrm{fc}}\right)$

使用上式(1)，具有高通滤波器结构的可变移相器11和具有低通滤波器结构的可变移相器12的截止频率f_c可通过下式(4)给出： $\mathrm{fc}=\left(\frac{1}{2\mathrm{\πR}0C0}\right)$

其中C0为电容C1或C2和可变电容CV1或CV2的总容量，而电阻R0为电阻R1或R2的阻值。

移相器12的截止频率f_c可通过使用图4所示电路同时改变反向电压VR来测量，其结构与具有低通滤波器结构的可变移相器12相同。图4中的电阻R20、电容C20、和可变电容CV20对应于图2中可变移相器12中的电阻R2、电容C2、和可变电容CV2。反向电压VR，其可通过图4中电容C20和可变电容CV20的接点来施加，对应于图1中的控制电压17a或18a。电阻R20的端子可用作输入端T_i20而电阻R20和电容C20的接点可用作输出端T_o20。

很明显，图4中所示移相器的截止频率f_c通常可通过下式(5)来给出： $\mathrm{fc}=\frac{1}{2\mathrm{\πR}\left(\frac{C20\·\mathrm{CV}20}{C20+\mathrm{CV}20}\right)}-----\left(5\right)$

其中R为电阻R20的阻值，C20和CV20分别为电容C20和CV20的容量。

使用式(5)，按照图1第一实施例的接收机可变移相器11和12的截止频率f_c通常可分别通过下式(6)和(7)来给出： $\mathrm{fc}=\frac{1}{2\mathrm{\πR}1\left(\frac{C1\·\mathrm{CV}1}{C1+\mathrm{CV}1}\right)}$ $\mathrm{fc}=\frac{1}{2\mathrm{\πR}2\left(\frac{C2\·\mathrm{CV}2}{C2+\mathrm{CV}2}\right)}------\left(7\right)$

其中R1和R2分别为电阻R1和R2的阻值，C1和C2分别为电容C1和C2的容量，和CV1和CV2分别为可变电容CV1和CV2的容量。

由于可变电容CV1和CV2的容量CV1和CV2能够通过改变控制电压Va,Vb,Vc,和Vd来加以调节，所以容量CV1和CV2的数值可按照可变电容CV1和CV2的容量-电压(C-V)特性来确定。

图5表示用于测量可变电容CV1和CV2的C-V特性的电路图，其中CV30表示可变电容，T_i30为输入端，T_o30为输出端。频率f的交流电压V_i可通过输入端T_i30和地来施加。可变直流反向电压VR可通过输入端T_i30和地来施加。

图6表示图5中可变电容CV30的C-V特性，其中CV(pF)表示电容CV30的容量。该曲线是在25℃温度下通过发明人的测量而获得的。

如图6所示，电容CV30的容量可按照反向电压VR的上升而逐渐地下降。这意味着，截止频率f_c会随着反向电压VR的上升而升高。

下面将对信道间距加以说明。

通常，对于这种无线接收机法定有信道间距(即相邻信道之间的频率间距)。因此，该接收机需要设计和制造以满足法律规定。

对于图1所示第一实施例的接收机，如果频率间距为12.5kHz的话，VCO20的本机信号S20的本机频率fvco可通过适当设置计数器24和26的数值使其能够在12.5kHz频率间距下改变。然而，为了适应300MHz的频带，可将PLL频率合成器70的VCO20的本机频率fvco在倍频器14中倍增两倍。因此，在这种情况下，VCO20的本机频率fvco可在25(=12.5×2)kHz频率间距下改变。该频率间距不符合上述法规。

因此，有必要设计VCO20的本机信号S20的本机频率fvco，使其可通过适当地设置计数器24和26的数值而在6.25(=12.5÷2)kHz的频率间距下改变。

法律规定已经限定了，150MHz,300MHz,450MHz，和900MHz四个频带可应用于这种寻呼接收机。因此，按照本发明第一实施例的接收机可应用于450MHz和900z的频带，以代替150MHz和300MHz。

第二实施例

图7表示按照本发明第二实施例的选择呼叫无线接收机。

该无线接收机具有与按照图1所示第一实施例的无线接收机相同的结构，只是其使用了具有倍增系数为3的倍频器33来代替具有倍增系数为2的倍频器13。因此，在这里省略了与第一实施例相同结构部分的描述，为了简单起见，将相同的参考标号表示图7中相同的元件。

很明显，按照第二实施例的接收机具有与第一实施例中相同的优点。还有，由于使用了倍增系数为3的倍频器33，使该接收机能够适用于150MHz和450MHz两个频带或300MHz和900MHz两个频带。

在对本发明优选实施例描述的同时，可以理解，各种改型对于本技术领域的普通专业人员来说将是明显，其均不会脱离本发明的精神。因此本发明的范围将只通过下列权利要求加以确定。

Claims (13)

1、一种选择呼叫无线接收机，其包括：

(a)PLL频率合成器，用于产生初始本机信号，所述PLL频率合成器包括VCO，其可产生所述初始本机信号，和PLL电路，其可控制所述初始本机信号；

(b)正交变换器，用于使用所述初始本机信号将数字调制接收信号正交变换为具有90°相位差的第一和第二基带信号的组合；

所述正交变换器包括：

(b-1)第一倍频器，用于将所述初始本机信号倍增可变倍增系数，以便产生倍增初始本机信号；

(b-2)第一移相器，用于由所述倍增初始本机信号产生具有90°相位差的第一和第二本机信号；

(b-3)第一混频器，用于将所述第一本机信号与所述接收信号混频，以便产生所述第一基带信号；和

(b-4)第二混频器，用于将所述第二本机信号与所述接收信号进行混频，以便产生所述第二基带信号；

(c)正交变换器控制器，用于按照所述接收信号的频带控制所述正交变换器的特性；

所述正交变换器控制器可控制所述正交变换器，以便将所述第一倍频器的可变倍增系数设置为所需值，并且可按照所述接收信号的所述频带优化所述第一移相器的特性；

(d)解调器，用于将所述第一和第二基带信号进行解调，以便产生解调信号；和

(e)解码器，用于对所述解调信号进行解码，以便得到由所述接收信号传输的信息。

2、按照权利要求1所述的接收机，其中所述第一移相器包括容量可变电容，它的容量可通过控制信号而加以改变。

3、按照权利要求1所述的接收机，其进一步包括第二移相器；

其中所述第一和第二本机信号可分别通过所述第一和第二移相器而产生；

每个所述第一和第二移相器均包括容量可变电容，它的容量可通过控制信号而加以改变。

4、按照权利要求1所述的接收机，其中所述第一和第二移相器的所述之一具有包括电容和电阻的高通滤波器结构，其另一个具有包括电容和电阻的低通滤波器结构。

5、按照权利要求1所述的接收机，其进一步包括第二倍频器；

其中可按照所述接收信号的所述频率有选择地使用所述第一和第二倍频器中之一。

6、按照权利要求5所述的接收机，其中所述第一和第二倍频器中之一可通过到/由所述第一和第二倍频器中所述选择之一提供/吸收的电流而有选择地起动。

7、按照权利要求1所述的接收机，其进一步包括第二移相器和第二倍频器；

其中所述第一和第二本机信号可分别通过所述第一和第二移相器而产生；

所述第一和第二移相器的每个均包括容量可变电容，其容量可通过由电压源所提供的控制电压而改变；

和其中所述第一和第二倍频器中之一可按照所述接收信号的所述频带由到/由所述第一和第二倍频器中所需之一提供/吸收的电流吸收器所提供的电流而有选择地起动；

和其中所述电压源和所述电流吸收器可形成在IC芯片上，其上可形成所述PLL频率合成器的主要部分。

8、按照权利要求1所述的接收机，其中用于所述控制信号的一组数据可存储在可改写只读存储器中；

和其中所述数据组可设计成可由主控制器读出。

9、一种选择呼叫无线接收机，其包括：

(a)PLL频率合成器，用于产生初始本机信号，所述PLL频率合成器包括VCO，其可产生所述初始本机信号，和PLL电路，其可控制所述初始本机信号；

(b)正交变换器，用于使用所述初始本机信号将数字调制接收信号正交变换为具有90°相位差的第一和第二基带信号的组合；

所述正交变换器包括：

(b-1)第一倍频器，用于将所述初始本机信号倍增第一倍增系数，以便产生第一倍增初始本机信号；

(b-2)第二倍频器，用于将所述初始本机信号倍增第二倍增系数，以便产生第二倍增初始本机信号；

(b-3)第一移相器，用于由所述第一和第二倍增初始本机信号中所选之一产生第一本机信号；

(b-4)第二移相器，用于相对于由所述第一和第二倍增初始本机信号中所述所选之一的第一本机信号产生具有90°相位差的第二本机信号；

(b-5)第一混频器，用于将所述第一本机信号与所述接收信号混频，以便产生所述第一基带信号；和

(b-6)第二混频器，用于将所述第二本机信号与所述接收信号进行混频，以便产生所述第二基带信号；

(c)正交变换器控制器，用于按照所述接收信号的频带控制所述正交变换器的特性；

所述正交变换器控制器可控制所述正交变换器，以便有选择地将所述第一和第二倍增初始本机信号发给所述第一和第二移相器，并且可按照所述接收信号的所述频带优化所述第一和第二移相器的特性；

(d)解调器，用于对所述第一和第二基带信号进行解调，以便产生解调信号；和

(e)解码器，用于对所述解调信号进行解码，以便得到由所述接收信号传输的信息。

10、按照权利要求9所述的接收机，其中所述第一和第二移相器的每个包括容量可变电容，它的容量可通过控制信号来改变。

11、按照权利要求9所述的接收机，其中所述第一和第二移相器的所述之一具有包括电容和电阻的高通滤波器结构，而另一个具有包括电容和电阻的低通滤波器结构。

12、按照权利要求9所述的接收机，其中所述第一和第二倍频器中之一可通过到/由所述第一和第二倍频器中所述之一提供/吸收的电流而有选择地起动。

13、按照权利要求9所述的接收机，其中用于所述控制信号的一组数据可存储在可改写只读存储器中；

和其中所述数据组可设计成可由主控制器读出。

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