CN1835403A - 通信用半导体集成电路和移动通信用终端器件 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种可工作于接收受到相位调制和振幅调制的接收信号的第1模式和接收只受到相位调制的接收信号的第2模式的通信用半导体集成电路。在上述通信用半导体集成电路中，转换上述PLL电路中的环路频带，将其设定成在接收模式中变得较宽，在发送模式中变得较窄。

Description

通信用半导体集成电路和移动通信用终端器件
相关申请的交叉引用
本申请要求2005年3月15日提交的日本专利申请第2005-072268号的优先权，并且引入该日本专利申请的内容作为参考。
技术领域
本发明涉及内置有用于产生向解调RF接收信号的解调器和调制发送信号的调制器供给的载波信号的PLL(锁相环)电路的通信用半导体集成电路和为上述PLL电路选择环路频带的技术。本发明例如涉及应用于安装在如移动电话的无线通信装置中的具有只调制相位分量的模式和调制相位分量与振幅分量的模式的通信用半导体集成电路有效的技术。
背景技术
在如移动电话那样的无线通信系统中，使用了通信用半导体集成电路(以后称为高频或RF IC)，在该通信用半导体集成电路中，利用混频器将接收信号或发送信号与高频局部振荡信号(载波信号)合成以进行降频或升频，进行对发送信号的调制和对接收信号的解调。在这样的RF IC中，使用下述的技术：利用共同的PLL电路产生与接收信号合成的载波信号和与发送信号合成的载波信号，将该载波信号供给接收一侧的混频器和发送一侧的混频器，由此谋求芯片尺寸的减少。
在近来的GSM(全球移动通信系统)等的无线通信系统中，下述的技术正在实现实用化：该系统除了具备用来调制载波的相位分量的GMSK(高斯滤波最小移位键控)调制模式外，还具备被称为EDGE(GSM增强数据速率改进)的具有用来调制载波的相位分量和振幅分量的3π/8旋转8-PSK(相移键控)调制模式的模式，其中通过转换调制模式来进行通信。由于在EDGE模式中除了相位调制外进行振幅调制，故可实现比只有相位调制的GMSK模式快的数据通信。
在GSM系统的无线通信系统中，采用了TDM(时分多址)系统作为多路传输系统。以由8个时隙(time slot)构成的帧为单位来管理发送和接收数据。通过例如对1个时隙分配1个用户的数据，最多可使8个用户共有1个信道(频率)。
在EDGE系统中，采用了被称为动态链接匹配的技术，该技术根据终端器件与基站之间的距离进行数据编码(编码/合成)处理与调制系统之间的转换。例如当离基站的距离增加时，给出下述的I和Q信号：该I和Q信号的数据编码处理的数据速率低，但抗噪声的性能强，然后对其进行GMSK调制。当离基站的距离短时，给出下述的I和Q信号：该I和Q信号的数据编码处理容易受到噪声的影响，但其数据速率高，然后对其进行8PSK调制。
再者，在GSM系统中，已建议采用被称为DTM(双传输模式)的功能：在该功能中，将在GMSK模式中调制了的数据和在EDGE模式中调制了的数据插入相同的帧中来进行如图11中示出的通信。预期今后具有这样的功能的移动电话会增加。顺便说说，图11中的“MNT”表示测量终端器件与基站之间的距离的监视器处理期间。在专利文献1(特开平11-168405号)中公开了上述GSM系统。
在GSM标准中，GMSK模式和EDGE模式在最大信号电平方面是不同的。考虑了在DTM模式中GMSK调制的数据和EDGE调制的数据的接收时隙在一帧中是连续的。因而，具有这样的DTM功能的移动电话可能需要转换在每个时隙中置于解调混频器的后级的PGAs(高增益放大器)的增益。
特别是在使用在用解调混频器将接近于1GHz的接收信号变换为各个处于几百KHz的基带的频带的信号时将该接收信号进行降频而不是暂时将其变换为中频的直接降频接收系统的高频或RF IC中，在上述混频器的输出一侧的解调信号的频率比预解调信号低得多，接近于直流电流。当在每个用于接收信号的信道中存在直流偏移时，该偏移被相应的高增益PGA放大，其输出被饱和，这样引起如预期那样放大接收信号成为困难。
同时，因构成每个混频器或PGA的元件中的变动而发生直流偏移。此外，该变动的量随被设定的增益的大小而不同。因而，当各个PGA的增益改变时，需要每次进行直流偏移的校准。当在DTM的情况下在调制模式中不同的接收时隙在1个帧中是连续的时，PGA的增益可能在时隙的转换时被改变。在这样的情况下，从1个给定时隙的接收完成到下一个时隙的接收开始，需要进行校准。在GSM标准中，在邻接的时隙之间容许30.46μs的保护期间。必须在这个短的期间内完成该校准。由本申请人实施了的用于每个PGA的直流偏移的校准电路能在这样的时间内进行校准。
但是，已揭示了电源电压随PGA的直流偏移的校准的执行而变动，产生局部振荡信号(局部信号)的RF-PLL电路(PLL频率合成器)的频率也相应地变动，这样就难以使该变动在30.46μs的期间内收敛。即，已发现了通常的未估计GMSK调制的数据的接收时隙和EDGE调制的数据的接收时隙是连续的接收电路存在下述的问题：当进行接收时隙之间的转换时每个PGA的增益被改变时，不能使RF-PLL电路的振荡频率按原样收敛至下一个时隙的开头。
顺便说说，环路频带的扩展对于使RF-PLL电路的振荡频率在短时间内收敛是有效的。例如，专利文献1公开了下述的发明：将上述PLL频率合成器设计成在发送时可实现良好的相位噪声特性，同时在接收时使环路频带变宽，由此可缩短接收开始之前的频率转换时间，可减少每个帧的平均电流消耗。但是，当使环路频带变宽时，局部信号的相位噪声的性能恶化。在发送时，相位噪声的性能恶化是不被容许的。这样，在接收时使环路频带变宽和在发送时使环路频带减少的这样的系统是有效的。
另一方面，本发明讨论了采用能以小数分频比来分频的分数型分频器的应用来代替能以整数分频比来分频的整数型分频器，迄今为止，上述整数型分频器普遍地用作产生局部振荡信号的PLL电路以省略产生用于发送信号的升高变换中的中频信号的振荡器(IF-VCO)。如在后面详细地描述的那样，因为相位噪声低，故上述分数型分频器与上述整数型分频器相比可扩展环路频带。这样，本发明考虑了将RF-PLL电路从整数型改变为分数型可使因伴随各个PGA的增益转换的电源电压变动产生的上述PLL电路的频率变动在预定的时间间隔内收敛，而且相位噪声满足设计条件。
但是，作为进一步研究的结果，本发明达到了下述的结论：即使使用上述分数型分频器，在上述PLL电路的环路频带被固定了的情况下，考虑到相位噪声和在各个PGA的增益转换时的上述PLL电路的频率收敛时间，也难以进行发送和接收这两者。
发明内容
本发明是在上述的背景下进行的。本发明的目的是提供下述的通信用半导体集成电路(RF IC)：即使在接收的中途进行各个PGA的增益的转换，也能使PLL电路的频率变动在预定的时间内收敛，而且使发送时的相位噪声特性和发送频谱特性满足预定的条件。
顺便说说，在专利文献1中描述的发明与本申请的发明在接收的开始之前进行上述PLL电路的频率转换所需的时间被缩短这一点上是类似的。但是，如在后面描述的那样，专利文献1的发明目的在于在最终的结果中减少每个帧的平均电流消耗，而在由本申请的发明进行的频域的环路频带转换中，减少每个帧的平均电流消耗的效果较低。因而，本申请的发明不对应于能从专利文献1的发明容易地得到的发明。
根据本说明书和附图的描述，本发明的上述的其它的目的和新颖的特征将变得明白。
本申请中公开的发明的代表性的内容简要地如下所述。
提供一种通信用半导体集成电路(高频或RF IC)，该通信用半导体集成电路具备：合成接收信号与载波信号的降频混频器；合成发送信号与载波信号的升频混频器；以及发送/接收共用的PLL电路，上述PLL电路包含压控振荡器，并对上述2个混频器供给与接收频率与发送频率对应的载波信号，上述通信用半导体集成电路具有处理受到相位调制和振幅调制的接收信号的模式和处理只受到相位调制的信号的模式，其特征在于：转换上述PLL电路的环路的频带，使其在接收模式中较宽，在发送模式中较窄。最好能使用采用以小数分频比来分频的分数型分频器作为PLL电路。
按照上述的方法，由于上述PLL电路的环路频带在接收模式中变宽，故即使在接收的中途进行各个PGA的增益的转换，也能使PLL电路的频率在预定的时间内收敛。由于上述PLL电路的环路频带在发送模式中变窄，故使发送时的相位噪声特性和发送频谱特性满足预定的条件。采用分数型分频器与采用整数型分频器相比可减少相位噪声和使环路频带变宽。相应地缩短了使因伴随在接收时的各个PGA的增益转换的电源电压变动产生的上述PLL电路的频率变动收敛所需的时间。
以下简要地说明由本申请中公开的发明的代表性的内容得到的良好的效果：
按照本发明，可实现下述的通信用半导体集成电路(RF IC)：即使在接收的中途进行各个PGA的增益的转换，也能使PLL电路的频率变动在预定的时间内收敛，而且使发送时的相位噪声特性和发送频谱特性满足预定的条件。
附图说明
图1是示出说明应用了本发明的多频带型通信用半导体集成电路(RF IC)和采用上述通信用半导体集成电路的通信系统的一个例子的框图；
图2是示出说明按照实施例的RF IC中的由分数型PLL构成的RF-PLL合成器和分频比设定逻辑的结构例的框图；
图3(A)是示出在环路频带窄的情况下的PLL输出相位噪声的特性图，图3(B)是示出在环路频带宽的情况下的PLL输出相位噪声的特性图；
图4(A)是说明整数型PLL的相位噪声的特性图，图4(B)是说明分数型PLL的相位噪声的特性图；
图5(A)是示出在上述分数型PLL的环路频带是50KHz的情况下的相位噪声特性的特性图，图5(B)是示出在其环路频带是100KHz的情况下的相位噪声的特性图；
图6是示出频率转换时间与PLL电路中的环路频带的关系的曲线图；
图7是示出能转换环路频带的环路滤波器的一个实施例的电路图；
图8是说明按照本实施例的RF-PLL的开环传输函数的频率响应特性的特性图；
图9是示出充电泵的电流和上述环路滤波器的电阻被转换的情况的开环传输函数的频率响应特性的特性图；
图10是示出本实施例的上述RF IC的模式控制、上述PLL电路的启动和PGA的校准的时序图；以及
图11是示出GSM系统的RF IC中的发送/接收帧的结构例的说明图。
具体实施方式
以下使用附图说明本发明的优选实施例。
图1示出说明应用了本发明的多频带型通信用半导体集成电路(RF IC)和采用上述通信用半导体集成电路的通信系统的一个例子。
如图1中所示，上述系统具备：用于发送和接收信号波的天线400；发送/接收选择开关410；RF滤波器420a至420d，各包括从接收信号消除不需要的波的SAW滤波器等；放大发送信号的高频或RF功率放大电路(功率模块)430；对接收信号进行解调和对发送信号进行调制的高频或RF IC 200；以及基带电路300等，该基带电路进行诸如将待发送的音频信号和数据信号变换为对应于与基波为同相的分量的I信号和对应于正交分量的Q信号、将解调了的接收I和Q信号变换为音频信号或数据信号等的基带处理，而且该基带电路发送控制RF IC 200的信号等。RF IC 200和基带电路300分别在分离的半导体芯片上作为半导体集成电路来构成。
如果大致地划分，则上述RF IC 200具备：接收系统电路RXC；发送系统电路TXC；以及控制系统电路CTC，该控制系统电路CTC包括对于发送-接收系统是共同的电路，诸如控制电路、时钟发生器等RXC和TXC之外的电路。成为本发明的对象的RF-PLL电路(RFVCO 262和RF合成器263)作为能设定小数点的分频比的分数型PLL来构成。作为发生用于每个接收系统电路RXC和发送系统电路TXC中的频率变换和调制解调的载波信号的共同的载波发生器来提供上述RF-PLL电路。
将上述PLL电路的上述RFVCO 262的振荡频率设定成在接收模式和发送模式中不同的值。在接收模式中，将上述RFVCO 262的振荡频率fRF设定成例如在GSM850的情况下为3476至3576MHz，在GSM900的情况下为3700至3840MHz，在DCS的情况下为3610至3730MHz，以及在PCS的情况下为3860至3980MHz。在GSM的情况下，用相应的分频器265将该频率分频为1/2。在DCS和PCS的情况下，将其按原样供给分频和移相电路211，在该电路211中进行分频和移相，接着，将其作为正交信号供给混频器212a和212b。
上述RFVCO 262由LC共振型振荡器等来构成。以下述的方式构成上述RFVCO 262：分别经开关元件并列地排列构成LC共振电路的多个电容元件，用频带转换信号有选择地接通上述开关元件以选择每个被连接的电容元件的值、即每个LC共振电路的C，由此可逐步地选择上述振荡频率。在上述RFVCO 262中，可变电容元件的电容值根据从上述RF合成器263中的环路滤波器输出的控制电压Vt来改变，使上述振荡频率连续地改变。
以下，详细地描述上述RF IC 200。首先使用图2说明构成上述RF-PLL电路的分数型PLL。
按照本发明的PLL电路具备：可变分频器631，将上述RFVCO262的振荡信号φRF分频为1/N；相位检测器或比较器632，检测由产生如26MHz的基准振荡信号φref的基准振荡器(DCXO)261产生的基准振荡信号φref与被可变分频器631分频了的信号φdiv之间的相位差；充电泵633，产生和输出与上述被检测的相位差对应的电流Icp；以及环路滤波器634，产生与从上述充电泵633输出的上述被检测的相位差对应的电压。在上述PLL电路中，将由上述环路滤波器634进行了平滑处理的电压反馈给上述RFVCO 262作为振荡控制电压Vt，在上述RFVCO 262中以与Vt对应的频率来振荡。上述可变分频器631可用计数器来构成。
按照本实施例的PLL电路还设置了下述部分：选择开关635，在振荡开始之前环路被打开的状态下对上述RFVCO 262加上预定的电压VDC；固定分频器636，以预定的分频比对基准振荡信号φref进行分频；以及自动频带选择器637，具有判定被可变分频器631分频了的信号φr’和被可变分频器631分频了的信号φdiv的相位中的超前或滞后的判别电路而且从相位中的超前或滞后来判定所使用的频带。自动频带选择器637是具有在发送和接收之前按照待使用的信道来设定上述载波频率的功能的电路。由于该功能不直接与本发明有关，故省略其详细的描述。
为了设定可变分频器631的分频比，按照本实施例的上述PLL电路设置了分频比发生器(分频比设定逻辑)267，该分频比发生器267从表示从外部供给的设定频率的信道信息CH、表示待使用的频带是GSM850、GSM900、DCS或PCS的频带信息BND、表示发送或接收的模式信息T/R和对IF分频器264设定的分频比设定信息NIF来计算和设定该可变分频器631的分频比。上述分频比发生器267具备：分频比计算器671；将分数数据输入到其中的∑-Δ调制器672；以及加法器673。从基带电路300输入信道信息CH作为用100KHz去除发送频率或接收频率得到的值。可根据表示发送或接收的模式信息T/R、频带信息BND和信道信息CH在芯片内(例如用控制器260)自动地决定上述分频比NIF并对IF分频器264进行设定，来代替从上述基带电路300供给上述IF分频器264的分频比NIF。
以下说明上述分数型PLL的工作原理。相位比较器632检测对应于其输入信号的上述基准时钟φref与从可变分频器631输出的反馈信号φdiv之间的相位差并输出与上述相位差对应的信号。上述充电泵633按照上述被检测的相位差对环路滤波器634供给电流。上述对应的环路滤波器634将从上述充电泵633输出的电流变换为直流电压并控制上述RFVCO 262的振荡频率。上述电路以相位彼此一致的方式来工作。
这样，假定基准振荡器(DCXO)261的频率是fREF、上述可变分频器631的分频比是N和上述可变分频器631的输出频率是fDIV，则输出频率fvco变成fvco＝fDIV*N＝fREF*N。另一方面，上述分频比发生器267从由上述基带IC发送的信道信息CH计算分频比的整数部分和其分数部分F/G。在此作为例子分别将I、F和G定义为140、28和1300。利用Σ-Δ调制器672并按已决定的分母G(这里G＝1300)在时间轴方向上调制上述分数部分。在本实施例中，上述∑-Δ调制器672以基准时钟φref的1300次中的28次输出“1”并对于剩下的1272次输出“0”。
若计算对于上述基准时钟的1300次的平均，则得出分频比N＝140+28/1300＝140.0215......。这导致包含小数的分频比。这样，由于分频比不仅包含整数而且包含小数，故上述分数型PLL的输出频率能以小于上述基准时钟φref的频率fREF的频率被转换。另一方面，整数型PLL的分频比N总是一个固定值(整数)。这样，上述输出频率fvco只能以与基准时钟φref的频率fREF相同的频率来变更。在表1中示出说明上述分数型PLL与上述整数型PLL的分频比的比较的例子。当上述2个PLL在输出频率和信道间隔方面是相同的时，该2个PLL在基准时钟φref的频率fREF和分频比N方面各不相同。可知与上述整数型PLL的分频比相比，上述分数型PLL的分频比可减少约2个数量级。
表1
  PLL类型   输出频率   信道间隔   基准频率   分频比N
  分数   4.0GHz   400KHz   26MHz   153.8
  整数   4.0GHz   400KHz   400KHz   10000
以下说明上述可变分频器631的分频比、环路频带与相位误差的关系。图3(A)示出在环路频带窄的情况下的PLL输出相位噪声，图3(B)是示出在环路频带宽的情况下的PLL输出相位噪声。在各个图中示出单个VCO的相位噪声特性A、VCO之外的PLL的构成要素(合成器)的相位噪声特性B和通过将上述2种噪声合成在一起得到的PLL输出的相位噪声特性C。
在偏移频率小于或等于环路频带的区域中，上述PLL输出的相位噪声特性依据VCO之外的上述PLL的构成要素的相位噪声特性，而在偏移频率大于或等于环路频带的区域中其相位噪声特性依据单个VCO的输出相位特性。为了减少上述PLL输出的相位噪声，最好使图3中用阴影线示出的各个区域的面积最小化。为了达到该目的，希望将单个VCO的输出相位特性A与PLL的构成要素的相位噪声特性B相交位置的频率设定为环路频带。
另一方面，当分频比N降低时，除VCO之外的上述PLL的构成要素的相位噪声减少了。图4(A)示出整数型PLL的相位噪声，图4(B)是说明分数型PLL的相位噪声。当互相比较图4(A)与图4(B)时，在上述分数型PLL中，除VCO之外的上述PLL的构成要素的相位噪声小。这是因为上述分数型PLL的分频比N比上述整数型PLL的分频比N小。这样可知能使上述分数型PLL的环路频带较宽。因而，以下讨论可将上述分数型PLL的环路频带扩展到何种程度。
图5(A)和5(B)分别示出在上述分数型PLL的环路频带是50KHz和100KHz的情况下的相位噪声特性。当上述分数型PLL中的充电泵的吸入电流与源电流之间为非平衡时，由相位检测器检测的上述可变分频器的输出频率中的变更没有被准确传输给上述环路滤波器，从而导致相位噪声。这是因为上述分数型PLL中的可变分频器的分频比频繁地变更。这就提出了上述分数型PLL中所特有的问题或课题。从图5(A)和5(B)可知，相位噪声依赖于上述环路频带，而且50KHz的环路频带与100KHz的环路频带相比在相位噪声方面良好。
另一方面，通过改善上述充电泵的特性或减少上述环路频带，可使上述相位噪声处于良好的状态。但是，上述充电泵一般使用下述的电路：在该电路中，在上述环路滤波器的各个电容元件被充电的源一侧使用PMOS或PNP晶体管，在上述环路滤波器的各个电容元件被放电的吸入一侧使用NMOS或NPN晶体管。由于电路不对称，从而在上述源侧和吸入一侧的电流容易处于非平衡状态，故难以改善上述充电泵的特性。
可知当互相比较图5(A)和5(B)时，因上述充电泵的非平衡产生的上述相位噪声在上述环路频带变大时变大。这样，在上述分数型PLL的情况下，因上述充电泵的非平衡的缘故，对于上述环路频带来说存在限制。PLL输出的偏移频率400KHz前后的噪声直接影响发送时的400KHz的调制频谱。即，不能充分地衰减离载波的频率为0.4MHz的频率的信号电平。因而，不能在发送时使上述环路频带大于等于某种程度。另一方面，在接收时成为问题的噪声发生在大于或等于1.6MHz的偏移频率时，400KHz前后的频率的噪声是不重要的。再者，在接收时，在后级的低通滤波器中可充分地衰减大于或等于1.6MHz的噪声。
根据上述讨论的结果，以下述方式来构成本实施例：采用上述分数型PLL作为RF-PLL电路，上述分数型PLL产生用作载波信号的局部振荡信号φRF，而且上述环路滤波器的频带是可转换的。将上述分数型PLL的环路频带设定成如40KHz的频率，以便满足在发送时按照GSM标准所需的相位噪声特性，而在接收时使上述环路频带变宽，将其设定成在50KHz至60KHz范围内的频率，由此来缩短使因伴随各个PGA的校准的电源电压变动产生的上述PLL的频率变动收敛所需的时间。
这样，由于在发送时使上述环路频带变宽，故即使相位噪声变小，调制频谱也变得良好。由于在接收时使上述环路频带变窄，故即使在按照接收电平中的变动转换或选择各个PGA的增益为必要的这样的接收时隙是连续的情况下发生频率变动，也可使上述PLL的频率变动在容许的时间内收敛。
现在要谈及上述整数型PLL电路与上述分数型PLL电路的环路频带之间的关系和频率转换所需的时间。
如上所述，在上述环路频带变宽时，在上述PLL电路中的频率转换所需的时间变短了。图6示出频率转换时间与环路频带的关系。从图6可知，在环路频带变宽到一定的程度时，缩短转换时间的效果降低了。例如，当上述环路频带从20KHz变为30KHz时，上述转换时间缩短约40μs。但当上述环路频带从50KHz变为60KHz时，可预期上述转换时间只缩短约10μs。
上述的用于GSM的RF IC的一般的整数型PLL的环路频带在20KHz附近。相应地，在上述的提到的专利文献1中描述的发明对环路频带窄的整数型PLL是有效的。另一方面，由于在分数型PLL中相位噪声在频率低的区域中是小的，在上述区域中，如上所述那样VCO之外的构成要素的相位噪声占支配地位，故可将环路频带设定成在50至60KHz附近。从图6可知，由于在这样的区域中缩短转换时间的效果比在20KHz附近缩短转换时间的效果差，故几乎不能预期上述的专利文献1中描述的发明可预期的减少每个帧的平均电流消耗的效果。因此，本申请的发明并不对应于可容易地从上述的专利文献1中描述的发明得出的发明。
以下使用图7说明能进行环路频带转换的充电泵和环路滤波器的实施例。在图7中，参照数字633a表示响应由其对应的前级相位比较器632供给的上升信号UP来输出电流Iup且将电荷充到与它们对应的后级环路滤波器634的电容器C1和C2中的电路，参照数字633b表示响应由其对应的前级相位比较器632供给的下降信号DOWN拉出或抽出电流Ids而且使电荷从后级环路滤波器634的电容器C1和C2放出的电路。
如图7中所示，在上述充电泵633的充电一侧的电路633a中设置了在相位中的滞后发生时被从前级相位比较器632供给的信号UP进行导通/关断控制的开关S0以及分别被设置在与构成电流镜电路的MOS晶体管MP1串联的晶体管Q3的发射极与接地点之间的2个电阻器Rcp1和Rcp2以及开关S1和S2。类似地，在放电一侧的电路633b中设置了在相位中的超前发生时被信号DOWN进行导通/关断控制的开关S5以及分别被设置在与构成电流镜电路的MOS晶体管MP3串联的晶体管Q6的发射极与接地点之间的2个电阻器Rcp3和Rcp4以及开关S3和S4。当上述开关S0被接通时，在充电一侧，电流流过上述电路633a的电流镜电路(MP1、MP2)。当上述开关S5被接通时，在放电一侧，电流流过上述电路633b的电流镜电路(MP3、MP4；MN1、MN2)。此时，随着利用从控制逻辑260供给的控制信号使上述开关S1或S2和S3或S4置于导通状态，流过上述电流镜电路的电流增加或减少，充电电流Iup和放电电流Ids相应地增加或减少。
上述环路滤波器634使用2个电容器C1和C2以及1个1次滞后-超前滤波器，在该滤波器中电阻器与上述2个电容器的C2串联连接，并设置了与C2串联连接的2个电阻器R21和R22以及开关S6和S7。当利用从上述控制逻辑260供给的相应的控制信号使开关S6和S7的一个成为导通状态时，上述环路滤波器634的截止频率与上述充电泵633中的电流的转换同步地增加或减少。具体地说，以下述方式来设定上述环路滤波器634的各个电阻器的值：当上述环路滤波器634的电流Icp(Iup、Ids)增加时，上述环路滤波器634的电阻值减少，而当上述电流减少时，上述环路滤波器634的电阻值上升。
这样，以下述方式来构成本实施例：环路频带可随上述充电泵633的电流之间的转换而被转换，而且构成上述环路滤波器634的电阻器也可根据上述电流之间的转换而被转换。这是因为，当上述充电泵的电流被转换或选择、上述环路滤波器的电阻值被变更时，反馈信号的相位被转动或移动，当其相位被转动或移动离基准信号的相位大于等于180°，上述环路变得不稳定。以下说明上述环路频带与上述环路的相位转动的关系。
让我们考虑在图2中示出的RF-PLL中上述可变分频器631的输出被截止而且使上述环路打开的情况。将相对于基准信号φref的相位ΦREF的可变分频器631的输出φdiv的相位ΦDIV定义为开环传输函数G(＝ΦDIV/ΦREF)。当如以上描述那样使用上述滞后-超前滤波器作为上述环路滤波器634时，该RF-PLL的开环传输函数G(f)由下述的方程式给出：
G ( f ) = I CP * K VCO ( C 1 + C 2 ) * N * 1 + if f 1 ( j 2 πf ) 2 * ( 1 + if f 2 ) - - - ( 1 )
f1和f2如下述那样来表示：
f1＝(1/2π)×1/(C2·R2)
f2＝(1/2π)×(C1+C2)/(C1·C2·R2)
  (1/2π)×1/(C1·R2)                ......(2)
在该方程式(1)中，Icp表示上述充电泵的电流〔A〕，KVCO表示上述VCO的变换系数〔Hz/V〕，N表示上述可变分频器631的分频比。图8示出该开环传输函数的频率响应特性。增益达到0dB的频率f0是环路频带。在低的区域中增益以-40dB/dec的斜率减少。从频率f1起增益以-20dB/dec的斜率减少，从频率f2起增益再次以-40dB/dec的斜率减少。频率f1和f2由环路滤波器的常数来决定。另一方面，在相位低的区域中，相位恒定于-180度。从频率f1的附近起相位返回并在频率f0处达到峰值。其后，在频率f2的附近相位返回到-180度。将该环路频带f0的相位与-180度之间的差称为相位余量。在上述相位余量变小时，上述反馈环路变得不稳定。
从方程式(1)可知，可通过增加上述充电泵的电流Icp来使该环路频带变宽。在图8中用点划线表示在增加上述充电泵的电流Icp时的上述开环传输函数的频率响应特性。从图可知，虽然环路频带f0变高了，但上述相位余量变小了。为了保证相位余量，可使f1和f2变高。如从方程式(2)可知，这一点与减少R2是等效的。在图9中用实线表示在增加上述充电泵的电流Icp和减少上述环路滤波器的电阻R2时的上述开环传输函数的频率响应特性。从图9可知，可使环路频带f0变高，同时保证相位余量。当希望降低环路频带f0而同时保证相位余量时，可反过来增加上述环路滤波器的电阻R2。
通过如上述那样同时调节上述充电泵的电流Icp和上述环路滤波器的电阻R2，可改变该环路频带，同时保证相位余量。如果使用图7中示出的电路，则可改变该环路频带，同时保证相位余量。
最后更详细地描述图1中示出的RF IC 200。虽然不作特别限定，但将本实施例的RF IC 200构成为能对按照GSM850和GSM900、DCS1800以及PCS1900的3个通信系统的4个频带的信号进行调制和解调。相应地在接收一侧提供使GSM系统的频带中的接收信号通过的滤波器420a和420b、使DCS1800的频带中的接收信号通过的滤波器420c以及使PCS1900系统的频带中的接收信号通过的滤波器420d。
在本实施例中使用的接收系统电路RXC具备：低噪声放大器210a至210d，分别放大在PCS、DCS和GSM的各个频带中的接收信号；分频和相移电路211，对由后面要描述的高频或RF振荡器(RFVCO)261产生的局部振荡信号φRF进行分频，由此产生彼此的相位差为90°的正交信号；混频器212a、212b，对由低噪声放大器210a、210b、210c和210d放大了的接收信号与由分频和相移电路211产生的正交信号进行混频，由此进行其解调和降频；高增益放大部220A和220B，分别放大被解调了的I和Q信号，将其输出给基带电路300；以及增益控制和校准电路213等，上述增益控制和校准电路213用来控制在该高增益放大部220A和220B中的放大器的增益并消除其输入直流偏移等。在本实施例中使用的接收系统电路RXC采用将接收信号直接降频为上述基带的频带中的信号的直接降频系统。
高增益放大部220A具有下述的结构：以串联的形态交替地连接多个低通滤波器LPF11、LPF12、LPF13和LPF14以及增益控制放大器PGA11、PGA12、PGA13，将放大器AMP1连接到最后一级。高增益放大部220A放大上述被解调的I信号和将其输出给基带电路300。类似地，高增益放大部220B具有下述的结构：以串联的形态交替地连接多个低通滤波器LPF21、LPF22、LPF23和LPF24以及增益控制放大器PGA21、PGA22、PGA23，将放大器AMP2连接到最后一级。高增益放大部220B放大上述被解调的Q信号和将其输出给基带电路300。
增益控制和校准电路213具备：AD变换器(ADC)，该变换器对应于上述增益控制放大器PGA11至PGA13和PGA21至PGA23被设置，将在输入端被短路的状态下的上述增益控制放大器PGA11至PGA23的输出中的电位差变换为数字信号；DA变换器(DAC)，产生下述一种输入偏移电压，该输入偏移电压根据由上述AD变换器的变换结果使相应的增益控制放大器PGA11至PGA13和PGA21至PGA23的输出的直流偏移为“0”，而且将其供给差分输入；以及控制电路等，该控制电路控制这些AD变换器(ADC)和DA变换器(DAC)，使它们进行校准工作。
上述控制系统电路CTC具备：控制整个芯片的控制电路(控制逻辑)260；产生用作基准的振荡信号φref的基准振荡器(DCXO)261；用作局部振荡器的高频或RF振荡器(RFVCO)262，产生用于频率变换的高频振荡信号φRF；RF合成器263，与该RF振荡器(RFVCO)262一起构成PLL电路；分频器264，产生对于发送信号的调制和第1级的升频所必要的中频信号φIF；分频器265和266，分别对上述振荡信号φRF进行分频以产生用于发送的PLL电路的反馈信号的频率变换所必要的信号；以及模式选择开关SW1和SW2等。
各个开关SW1和SW2在GSM模式中转换连接状态以便按照该GSM系统进行发送/接收和在DCS/PCS模式中转换连接状态以便按照该DCS或PCS系统进行发送/接收并选择待传输的信号的分频比。分别由从控制电路260供给的信号控制这些开关SW1和SW2。用于上述基准振荡信号φref需要有高的频率精度，故将1个外部晶体振荡器连接到该基准振荡器261上。选择如26MHz或13MHz的频率作为基准振荡信号φref。用于这样的频率的晶体振荡器是通用部件，可容易地得到。
从上述基带电路300对该控制电路260供给同步时钟信号CLK、数据信号SDATA和用作控制信号的负载启动信号LEN。当上述负载启动信号LEN成为有效的电平时，控制电路260与时钟信号CLK同步地依次取入从基带电路300传输来的数据信号SDATA并根据在该数据信号SDATA中包含的指令产生芯片内部的控制信号。虽然不作特别限定，但以串行方式传输该数据信号SDATA。
发送系统电路TXC具备：分频和相移电路232，进一步将通过用IF分频器264对从RFVCO供给的振荡频率φRF进行分频而产生的例如160MHz的中频分频为2个频率并产生彼此的相位差为90°的正交信号；调制器233a和233b，用从基带电路300供给的I和Q信号调制已产生的正交信号；加法器234，合成该调制了的信号；发送振荡器(TXVCO)240，产生具有一定的频率的发送信号φTX；偏移混频器235，对通过用耦合器280a和280b等抽出从发送振荡器(TXVCO)240输出的发送信号φTX并用衰减器ATT对其进行了衰减得到的反馈信号与通过对用RF振荡器(RFVCO)262产生的高频振荡信号φRF进行分频得到的信号φRF’进行混频并由此产生具有对应于其频率差的频率的信号；相位比较器236，比较上述偏移混频器235的输出与由加法器234合成的信号TXIF并由此检测其相位差；环路滤波器237，产生对应于该相位比较器236的输出的电压；分频器238，对上述发送振荡器(TXVCO)240的输出进行分频并将其用作GSM的发送信号；以及发送输出缓冲器239a和239b等。
按照本实施例的发送系统电路采用偏移PLL系统，该系统用中频的载波对发送I和Q信号进行正交调制而且对从该TXVCO240的输出一侧供给的反馈信号与通过对RFVCO262的高频振荡信号φRF进行分频得到的信号φRF’进行混频并由此进行达到与频率差(偏移)等效的中频信号的降频，其后对该信号与该正交调制信号进行相位比较并按照其间的相位差控制TXVCO 240。进行频率变换(升频)的用于发送的PLL电路(TX-PLL)由相位检测器236、环路滤波器239、TXVCO 240和偏移混频器235构成。以下述的方式设置开关SW0：将从分频器238之后的1级分支出来的信号反馈给混频器235也可使该PLL电路工作，来代替用耦合器280a和280b抽出的信号。
在按照本实施例的多频带无线通信系统中，控制电路260例如根据在发送/接收时从基带电路300发出的指令并按照所使用的频带和信道改变RF振荡器261的振荡信号的频率φRF。再者，控制电路260按照GSM模式或DCS/PCS模式来选择开关SW1和SW2。伴随这些转换，改变供给各个接收系统电路RXC和发送系统电路TXC的振荡信号的频率以进行发送/接收的频率之间的转换。再者，从控制电路260对开关SW1和SW2供给用来按照发送/接收的频带改变选择开关SW1和SW2的控制信号。在本实施例中，利用从控制电路260供给的对应的控制信号来设定该IF分频器264的分频比NIF。
在发送模式中，在GSM850的情况下将RFVCO 262的振荡频率fRF设定为例如3571.33至3678.13MHz，在GSM900的情况下设定为例如3814.2至3964.13MHz，在DCS的情况下设定为例如3557.21至3712.38MHz，在PCS的情况下设定为例如3848.41至3972.38MHz。在GSM的情况下，利用对应的分频器265和266将其分频为1/4，在DCS和PCS的情况下，将其分频为1/2，将其本身又通过开关SW1和SW2供给偏移混频器235作为φRF’。
偏移混频器235产生等效于在φRF’与从功率放大电路430或TXVCO 240输出的反馈信号φTX之间的频率差(fRF’-FTX)的差分信号并将其通过低通滤波器MLPF1等供给相位比较器236，由此，发送PLL(TX-PLL)以差分信号的频率与调制信号(调制器的输出)的频率一致的方式工作。换言之，将TXVCO 240控制成以等效于从RFVCO 262输出的振荡信号φRF’的频率(fRF/4或fRF/2)与调制信号的频率(fTX)之间的差的频率振荡。将偏移混频器235的输出通过在用于GMSK调制的GSM模式和用于8PSK调制的EDGE模式中不同的路径供给相位比较器236。
通过开关SW3和SW4来进行路径之间的转换。对GSM模式中的信号路径提供缓冲器BFF1、低通滤波器SLPF1和缓冲器BFF2。对EDGE模式中的信号路径提供可变增益放大器MVGA、低通滤波器MLPF2、限制器LIM2和低通滤波器LPF3。设置开关SW5，该开关SW5转换用于供给中频的发送信号的路径，按照偏移混频器235的通过在用于GMSK调制的GSM模式和用于8PSK调制的EDGE模式中不同的路径对相位比较器236的输出的供给，利用混频器233a和233b对上述发送信号进行正交调制，利用加法器234对相位比较器236合成上述发送信号。在EDGE模式中，将上述发送信号通过限制器LIM1和低通滤波器LPF4供给相位比较器236。
再者，在按照本实施例的发送系统电路TXC中，为了在EDGE模式中进行振幅控制而提供振幅控制环路，该振幅控制环路具备：振幅比较器244，用来比较偏移混频器235的输出与被混频器233a和233b进行了正交调制并由加法器合成的发送信号，由此检测振幅差；环路滤波器245，用来对振幅比较器244的输出进行频带限制；可变增益放大器(IVGA)246，用来放大被进行了频带限制的信号；电压-电流变换器247，用来将该振幅控制环路的放大了的电压变换为电流；电平变换器248；以及用来将电流变换器电压的滤波器249等。将发送系统电路TXC构成为可与相位调制并行地进行振幅调制。
当选择GSM模式时，分别使振幅控制环路的正向路径上的振幅比较器244、可变增益放大器246、电压-电流变换器247和电平变换器248处于非工作状态。当选择EDGE模式时，将可变增益放大器MVGA和IVGA设定成下述的方式：使可变增益放大器IVGA的增益按照从基带电路300输出的输出电平指示信号Vramp互补地减少，即，当可变增益放大器MVGA的增益增加时，可变增益放大器IVGA的增益减少，而当可变增益放大器MVGA的增益减少时，可变增益放大器IVGA的增益增加。将上述振幅环路的输出供给功率模块430中的电源电Vdd的控制电路或控制器432，该控制电路或控制器432控制功率放大器431a和431b的电源电压，由此可将功率放大器431a和431b的输出功率控制成所希望的水平。功率放大器431a是用于GSM系统的信号放大器，功率放大器431b是用于DCS和PCS系统的各自的信号放大器。
以下使用图10说明RF-PLL的启动和频带选择、TX-PLL的启动和频带选择、各个PGA的直流偏移的校准和图1的RF IC中的RF-PLL中的环路频带的转换定时，其中将图2的分数型PLL用作在每个发送和接收时产生载波信号的RF-PLL电路。利用通过从基带IC300对控制电路260供给预定的指令并使控制电路260对指令进行译码而产生的控制信号来进行按照图10中示出的定时的该RF IC的内部的控制。
当接通系统的电源时，开始对RF IC(200)供给电源。在电源上升后，从基带IC300对RF IC供给例如对应于使其内部复位的指示的“Word4”指令。通过这样做，利用控制电路260使诸如在该RF IC内部的寄存器等的电路分别成为复位状态，以便该RF IC进入空闲模式(表示等待指令的睡眠状态)(图10中的定时t1)。
其后，在经过适当的时间间隔后，基带IC发出用来指示初始设定的“Word5和6”(图10中的定时t2)。通过这样做，控制电路260为了进行发送和接收而对RF IC的内部进行初始设定。
当目前的初始设定完成时，从基带IC对RF IC供给包含待使用的信道方面的频率信息的指令“Word1”。控制电路260进入用来启动RF-VCO的热机模式“Warm up”(图10中的定时t3)。在该指令中也包含用于指示发送或接收的比特位。控制电路260在接收时按照上述比特位进行扩展RF IC的环路频带的转换(例如40KHz至80KHz)并根据来自基带的频率信息进行选择用于RFVCO(261)的频带的操作。然后，使RFVCO进行振荡操作以使该RF-PLL环路成为锁定状态。
其后，当从基带IC发出用来指示接收操作的指令“Word2”时，控制电路260进入接收模式“Rx”并在接收系统电路中进行各个PGA的增益的转换和在其开头的直流偏移的校准。其后，控制电路260在接收一侧启动低噪声放大器210和混频器212以便启动接收信号的放大和解调(图10中的定时t4)。当完成1个时隙的接收和也接收了下一个时隙时，从基带IC再次发出用来指示接收操作的指令“Word2”。此时，当将接收数据从GSM模式中的GSMK调制变更为EDGE模式中的8PSK调制或作相反变更时，进行各个PGA的增益的转换和直流偏移校准(图10中的定时t5)。当接收时隙是连续的，对所接收的数据不进行模式变更，在指令“Word2”中不包含用于指示各个PGA的增益的转换和直流偏移校准的代码。因而，不进行增益转换和校准。即使在这样的情况下，也不进行环路频带的转换。
以下，当完成接收模式“Rx”并进行至发送模式“Tx”的过渡时，从基带IC 300供给包含频率信息的指令“Word1”，控制电路260进入用来再次启动VCO的热机模式“Warm up”(图10中的定时t6)。此时，在根据“Word1”中包含的频率信息(CH、T/R、NIF和BND)产生该RFVCO的分频比后，使RF缓冲器和该TX-PLL环路成为锁定状态，已利用指令“Word1”并按照热机模式“Warm up”的启动，进行选择用于该RFVCO的频带的工作。
其后，从基带IC300对RF IC 200发送用于指示发送工作的“Word3”。当控制电路260接受该“Word3”，在完成使RF-PLL的环路频带的变窄的转换(例如80KHz至40KHz)后进入发送模式，并产生待调制和放大的发送信号(图10中的定时t7)。控制电路260在该发送模式的开头按照GSM或DCS/PCS也对开关SW1和SW2等进行转换控制。顺便说说，在被称为时隙的时间单位(例如577微秒)内分别执行接收模式“Rx”和发送模式“Tx”。
尽管根据优选实施例具体地描述了由本发明者在以上进行的发明，但本发明不限于以上所述。虽然在图2中作为例子示出的实施例示出分离地提供构成该RF-PPL的相位比较器632和充电泵633，但可将充电泵构成为相位比较器632的输出级。
虽然上述的实施例已说明了通过利用IF分频器264对由RFVCO262产生的振荡信号φRF进行分频来产生利用正交调制的混频器233与发送I和Q信号合成的中频信号φIF的情况，但也可另外提供具备用于产生中频信号φIF的VCO和缓冲器的PLL电路来产生该信号。
虽然本实施例已说明了在相同的半导体芯片上形成用于产生用作基准的信号φref的振荡器(DCXO)261作为发送系统电路和接收系统电路的例子，但也可从芯片的外部供给该基准信号φref。虽然按照本实施例的发送系统电路已示出作为下述的步进系统的电路来构成，即，利用正交调制的混频器233并根据中频信号φIF进行达到80MHz左右的升频，其后利用发送的TXVCO进行达到1GHz左右的升频，但本发明可应用于将发送系统构成为直接升频系统的电路的情况。
虽然上述的描述主要是对下述的情况来作出的，即，由本发明者进行的发明应用于在属于达到本发明的背景的应用领域的如移动电话的无线通信系统中使用的高频或RF IC，但本发明不限于此。本发明可应用于无线LAN的高频或RF IC和具有产生与接收信号或发送信号合成的高频信号以进行升频和调制/解调的PLL电路的其它的RFIC。

Claims (11)

1.一种通信用半导体集成电路，具备：接收系统信号处理电路；发送系统信号处理电路；降频混频器，合成接收信号与载波信号；升频混频器，合成发送信号与载波信号；以及发送/接收共用的PLL电路，上述PLL电路包含压控振荡器且产生与接收频率和发送频率对应的载波信号并对上述2个混频器供给上述载波信号，上述半导体集成电路可工作于发送和接收受到相位调制和振幅调制的信号的第1通信模式以及发送和接收只受到相位调制的信号的第2通信模式，其特征在于：
上述PLL电路的环路频带被转换并设定成在接收模式中比在发送模式中的频带宽、在发送模式中比在该接收模式中的频带窄。
2.如权利要求1中所述的通信用半导体集成电路，其特征在于：
当在包括时隙的帧中在时间上连续的多个时隙的任一个马上开始之前供给表示接收或发送的第1指令时，将上述PLL电路的上述压控振荡器的振荡频率设定成所希望的值，当供给用来指示接收系统信号处理电路的接收准备工作和接收信号处理的第2指令时，在接收准备工作预定的期间内进行消除接收系统信号处理电路的直流偏移的处理，在完成消除处理之后开始上述接收信号处理，与该第1指令的供给大致同时地或在该第1指令的供给之前接受使该接收模式中的PLL电路的环路频带比该发送模式中的PLL电路的环路频带宽的指令。
3.如权利要求2中所述的通信用半导体集成电路，其特征在于：
PLL电路包含比较基准频率信号与基于由压控振荡器产生的振荡信号的反馈信号之间的相位差的相位比较器和至少1个限制环路频带的环路滤波器，上述压控振荡器以与从上述环路滤波器输出的信号对应的频率振荡。
4.如权利要求3中所述的通信用半导体集成电路，其特征在于：
上述PLL电路具备能以小数分频比对由压控振荡器产生的振荡信号进行分频的可变分频器，并且由上述可变分频器进行了分频的信号被反馈给上述相位比较器。
5.如权利要求4中所述的通信用半导体集成电路，其特征在于：
还包含输出根据由上述相位比较器检测的相位差对上述环路滤波器的各个电容元件进行充电的电流和根据该相位差对各个元件进行放电的电流的充电泵，其中，通过变更上述充电泵的各电流值来变更上述环路频带。
6.如权利要求5中所述的通信用半导体集成电路，其特征在于：
上述环路滤波器具有电容元件、多个电阻元件和能转换这些电阻元件的连接状态的开关元件，在因上述充电泵的电流值变更引起上述环路频带的变更时，转换在上述环路滤波器中连接的电阻元件。
7.如权利要求1中所述的通信用半导体集成电路，其特征在于：
将上述发送模式中的上述PLL电路的环路频带设定成满足预定的发送频谱特性，上述接收模式中的上述PLL电路的环路频带大致是上述发送模式中的上述PLL电路的环路频带的2倍。
8.如权利要求7中所述的通信用半导体集成电路，其特征在于：
上述发送模式中的上述PLL电路的环路频带大致是40KHz，上述接收模式中的上述PLL电路的环路频带大致是80KHz。
9.如权利要求1中所述的通信用半导体集成电路，其特征在于：
还包含将由PLL电路产生的振荡信号分频为中频信号的分频器，其中，发送系统信号处理电路合成待发送的信号与由分频器进行了分频的信号以进行达到中频信号的升频变换，其后使发送振荡器进行达到发送频率的升频变换。
10.如权利要求9中所述的通信用半导体集成电路，其特征在于：
发送系统信号处理电路包含产生相位调制信号的相位控制环路和产生振幅调制信号的振幅控制环路。
11.一种移动通信用终端器件，其特征在于：具备权利要求2所限定的通信用半导体集成电路和用基带电路形成的第2半导体集成电路，
当在上述帧的同一时隙期间进行包含第1通信模式和第2通信模式的发送或接收时，从上述第2半导体集成电路对上述通信用半导体集成电路供给使接收时的上述PLL电路的环路频带比发送时的上述PLL电路的环路频带宽的控制信号。
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