CN1783700A - 半导体集成电路、通信系统和制造半导体集成电路的方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种用于通信的半导体集成电路(高频IC)，其包括具有较高频率控制准确性的基准振荡器，并且可以包括少数的外部组件，由此可以减小尺寸，并允许降低成本。该半导体集成电路(高频IC)具有电容负载电路，包括多个固定电容元件、多个可变电容元件以及连接至所述电容元件的开关元件，并且被如此配置以便使其能够以对应于固定电容元件、可变电容元件和外部振荡元件的合成电容值的频率来振荡；其中提供了可以生成用于控制开关元件的信号以便可以选择可变电容元件和固定电容元件的组合的控制电路，其中通过电容负载电路和振荡元件的合成电容值，频率与控制电压的特征斜率得以均衡，并且相应特征线之间的间隔得以均衡。

Description

半导体集成电路、通信系统 和制造半导体集成电路的方法

相关申请的交叉引用

本申请要求了于2004年12月1日提出的第2004-348046号日本专利申请的优先权，将该篇申请的内容引入于此，以供参考。

技术领域

本发明涉及一种有效适用于结合压控振荡器(VCO：VoltageControlled Oscillator)的半导体集成电路的技术，并且涉及用于制造所述电路的方法；例如，本发明涉及一种有效适用于通信的半导体集成电路的技术，所述电路构成诸如移动电话的无线通信系统，并且结合一振荡器来生成PLL电路用来生成高频振荡信号所需的基准信号，其中所述高频振荡信号用于发送/接收信号的调制/解调。

背景技术

在诸如移动电话之类的无线通信系统中，使用了高频半导体集成电路(以下称为高频IC)，其具有PLL电路，所述PLL电路包括振荡器，所述振荡器用于生成具有预定频率的本机振荡信号，所述本机振荡信号与用于调制/解调的发送信号或者接收信号合成以便执行发送信号的调制或者接收信号的解调。

具有压控振荡器的PLL电路把作为基准的信号(基准信号)的相位与压控振荡器的反馈信号的相位进行比较，并且控制所述压控振荡器以便使它们之间的相位差为零，并且依照压控振荡器的振荡频率来确定接收频率或者发送频率。因此，在诸如GSM(Global System forMobile Communication，移动通信全局系统)类型的通信系统中，要求压控振荡器生成的频率在频率方面具有非常卓越的准确性，例如具有相对于基准信号的±23ppm的变化比例。

在结合振荡器来生成基准信号的高频IC(以下称为基准振荡器)中，执行被称为AFC(自动频率控制，Automatic Frequency Control)的控制，以便使所生成的基准信号的频率与来自基站的基准时钟匹配。

另一方面，由于很大程度上要求移动电话在尺寸和重量方面减小，故而，除了减小IC的芯片尺寸外，减少外部组件的数目和尺寸也是十分重要的。在用于移动电话的常规高频IC中，已经普遍使用让可变电容元件进行频率调整的压控振荡器，其包括外部石英谐振器、变容二极管等等，以此作为基准振荡器。

专利文献1：JP-A-2004-48589。

发明内容

在这种基准振荡器中，由于所述可变电容元件对于AFC控制而言是不可缺少的，而不是可省略的，所以为了降低成本使用了一种不是非常准确但是廉价的振荡元件，并且通过所述可变电容元件来调整频率方面的伴随变化。由此，考虑使用所述可变电容元件来执行对AFC控制的频率控制，并且调节由于制造振荡元件工艺中的变化产生的频率误差，由此允许减少总成本。然而，为了实现这种控制和调整，存在这样的问题，即：可变电容元件的较宽频率控制范围或者可变电容元件的较宽电容变化范围是必需的，这在不使用类似单块元件的外部可变电容元件的情况下几乎不可能实现。

另一方面，为了实现移动电话尺寸和重量方面的减小，有效的是，把基准振荡器的可变电容元件作为芯片内元件来形成，以便减少类似于单块元件的外部元件的数目。由此，考虑了这样一种方法，其中除了所述可变电容元件以外，还提供了固定电容元件，并且待连接的固定电容元件的数目通过开关来改变，并且施加到所述可变电容元件的电压连续地改变以便改变总电容值，由此获得所期望的振荡频率。发明人最初认为：依照这种方法，把包括频率调整电路的基准振荡器并入半导体芯片，其中所述频率调整电路具有可变电容元件和固定电容元件，并且只把所述振荡元件作为外部元件来形成，由此允许减小尺寸；并且基于所述方法进行了研究。

然而，虽然这种基准振荡器可以在频率变化范围上提供所期望的范围，但是当待连接的固定电容元件数目改变时，如图5所示，每个频率与控制电压的特征斜率或者相对于控制电压的振荡频率灵敏性(以下称为控制灵敏性)被变换，并且所述变换是微小的。发明人发现：这样做产生了频率控制范围变化并且频率控制准确性降低的缺陷。

作为类似于本发明的领域，给出了在专利文献1中描述的发明，然而，在该相关的发明中，所述固定电容元件和可变电容元件是成对制造的，并且待连接的对数当频率改变时、通过开关来改变，即：根据该发明，所述固定电容元件和可变电容元件以不同方式来改变，并且根据该发明，固定电容元件和可变电容元件的电容值以不同方式来设置。

本发明的一个目的在于提供一种结合了在频率控制准确性方面非常卓越的基准振荡器的用于通信的半导体集成电路(高频IC)，并且可以减少外部组件的数目并且由此可以减小尺寸。

本发明的另一目的在于提供一种结合了基准振荡器的用于通信的半导体集成电路(高频IC)，即使使用廉价的振荡元件，其在频率控制准确性方面也非常卓越，由此允许降低成本。

将依照说明书和附图的描述来阐明本发明已描述的以及其它的目的和新颖的特征。

以下简要地描述了在本申请中公开的本发明的典型实现方式的概要。

简而言之，给出了一种结合了振荡器的用于通信的半导体集成电路(高频IC)，其具有电容负载电路，所述电容负载电路包括多个固定电容元件、多个可变电容元件以及连接至所述电容元件的开关元件，并且被如此配置以便使其能够以对应于固定电容元件、可变电容元件和外部振荡元件的合成电容值的频率来振荡；其中控制电路可以生成用于控制开关元件的信号，以便可以选择可变电容元件和固定电容元件的组合，其中通过电容负载电路和振荡元件的合成电容值，频率与控制电压的特征斜率得以均衡，并且相应特征线之间的间隔得以均衡。

依照所述结构，由于固定电容元件被适当地结合了可变电容元件，并且通过开关与其连接，所以频率与振荡器控制电压的特征斜率能够可以均衡，并且频率控制的准确性能够得以改善。此外，由于固定电容元件以及可变电容元件可以依照芯片内(on-chip)方式来形成，所以外部组件的数目得以减少，并且由此可以减小尺寸，另外，由于即使使用廉价的振荡元件也可以在较宽范围上以较高的准确性控制频率，所以可以实现成本降低。

以下简要地描述在本申请中公开的本发明的典型实现方式获得的有益效果。

即，依照本发明，可以实现一种用于通信的半导体集成电路(高频IC)，其结合了在频率控制准确性方面非常卓越的基准振荡器，并且可以具有少数的外部组件，由此允许减小尺寸，并且即使使用廉价的振荡元件也仍可在频率控制准确性方面非常卓越，由此允许降低成本。

附图说明

图1是示出了依照本发明的压控振荡器(VCO)的实施例以及使用振荡器作为基准信号生成源的高频IC相关部分的配置示例的示意图；

图2是示出了石英谐振器的等效电路的电路图；

图3是示出了所述实施例的振荡器所需的频率范围和控制电压V_AFC之间的关系的特征曲线图；

图4是示出了所述实施例的振荡器中的频率范围和控制电压V_AFC之间的关系的特征曲线图；

图5是示出了常规振荡器中的频率范围和控制电压V_AFC之间的关系的特征曲线图；

图6是示出了所述实施例的振荡器中频率变化X与电容负载电路的总电容值Cx之间的关系的特征曲线图；

图7是示出了适用于构成所述实施例的振荡器的可变电容元件的变容二极管的特定示例的横截面视图；并且

图8是示出了使用所述实施例的振荡器的用于通信的半导体集成电路(高频IC)以及使用所述电路的无线通信系统配置的示例的框图。

具体实施方式

接下来，使用附图来描述本发明的实施例。

图1示出了依照本发明的压控振荡器(VCO)的实施例以及使用振荡器作为基准信号生成源的高频IC相关部分的配置示例。在图1中，相对于虚线A的左侧示出的电路是作为半导体集成电路在诸如单晶硅的一个半导体芯片上形成的。

所述实施例的压控振荡器(VCO)10包括串联连接在源电压端子Vcc和接地点之间的电阻R1、R2，包括晶体管Q1和电阻R3的偏置电路11，串联连接在源电压端子Vcc和接地点之间的电阻R4，包括晶体管Q2、Q3以及电阻R5的激励电路12，连接在激励电路晶体管Q3的基极和发射极之间的电容元件C3，连接在晶体管Q3的发射极和接地点之间的电容元件C4，以及具有固定电容元件C_MIM1至C_MIMn以及可变电容元件Cv1至Cvn的电容负载电路13，并且其电容值可调；并且偏置电路11的电阻R1和R2的连接节点N0的电势被施加到晶体管Q2的基极，并且电阻R2和晶体管Q1的基极端子的连接节点N1的电势被施加到晶体管Q3的基极。

电容元件C3的一个端子和晶体管Q3的基极端子的连接节点N2与外部端子P1相连，电容负载电路13的固定电容元件C_MIM1至C_MIMn和可变电容元件Cv1至Cvn的公共连接节点的一个节点N3与外部端子P2相连，并且例如石英谐振器Xtal的外部基准振荡元件连接在P1和P2之间。此外，所述公共连接节点N3经由电阻器R0与外部端子P3相连，并且把AFC控制电压V_AFC从芯片外部的基带电路施加到外部端子P3。例如，把包括金属薄膜的MIM电容元件(这些元件是在半导体芯片上于诸如氮化硅薄膜的绝缘薄膜两端相对形成的)用于固定电容元件C_MIM1至C_MIMn，并且例如把包括形成在半导体芯片内的PN结的变容二极管用于可变电容元件Cv1至Cvn。

所述电容负载电路13包括固定电容元件C_MIM1至C_MIMn和可变电容元件Cv1至Cvn，包括MOSFET的开关元件SWc2至SWcn和SWv2至SWvn，这些开关元件与固定电容元件C_MIM2至C_MIMn和可变电容元件Cv2至Cvn串联，所述电容负载电路还包括用于保存开关元件控制代码的寄存器REG，以及用于译码置于寄存器REG中的控制代码以便生成开关元件SWc2至SWcn和SWv2至SWvn的栅控信号的译码器DEC，其中固定电容元件C_MIM1至C_MIMn和可变电容元件Cv1至Cvn的另一个公共连接节点N4与接地点相连。

接下来，将描述用于设置可变电容元件Cv1至Cvn和固定电容元件C_MIM1至C_MIMn的每个元件的电容值的方式，以及用于控制每个开关元件SWc2至SWcn和SWv2至SWvn的方式。石英谐振器Xtal由如图2所示的等效电路来表示。

当石英谐振器的固有频率(使用构成等效电路的电感L1和电容元件C1并通过2π√(LC1·C1)来表示)由fs替代时，并且当图1的振荡器中的电容阵列(可变电容元件Cv1至Cvn和固定电容元件C_MIM1至C_MIMn)的总电容(C_MIM和Cv)由Cx替代时，作为振荡器负载的电容元件C3、C4、C_MIM1至C_MIMn和Cv1至Cvn的合成电容CL通过CL＝1/{(1/C3)+(1/C4)+(1/Cx)}来表示，并且图1振荡器的振荡频率f通过如下公式(1)来表示。

$f=\mathrm{fs}\×\frac{1}{2\×\frac{C0}{C1}}\×\frac{1}{1\×\frac{\mathrm{CL}}{C0}}\·\·\·\left(1\right)$

此处，当使用与石英谐振器固有的频率fs的偏差Δf[ppm]来表示处于任何可选合成电容CL的振荡频率f时，可以根据公式(1)获得如下公式(2)。

$\mathrm{\Δf}\left[\mathrm{ppm}\right]=\frac{f-\mathrm{fs}}{\mathrm{fs}}=\frac{C1}{2(C0+\mathrm{CL})}\·\·\·\left(2\right)$

此外，当把实际使用的振荡器的合成电容CL的中心值由CL_center来替代，并且把该情况下的振荡频率由f_center来替代时，振荡频率的偏差Δf_center通过如下公式(3)来表示。

$\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{center}}=\frac{f_{\mathrm{center}}-\mathrm{fs}}{\mathrm{fs}}=\frac{C1}{2(C0+{\mathrm{CL}}_{\mathrm{center}})}\·\·\·\left(3\right)$

仅仅把振荡器的振荡频率改变X[ppm]所需的合成电容CL值CL_x根据如下公式(4)、由公式(5)给出。

X[ppm]＝Δfx-Δf_center

$=\frac{C1}{2(C0+\mathrm{CLx})}-\frac{C1}{2(C0+{\mathrm{CL}}_{\mathrm{center}})}\·\·\·\left(4\right)$

$\mathrm{CLx}\left[\mathrm{pF}\right]=\frac{1}{\frac{2X}{C1}+\frac{1}{(C0+C{L}_{\mathrm{center}})}}-C0\·\·\·\left(5\right)$

以下，根据作为基准的石英谐振器固有的频率fs使用可变比X[ppm]来表示VCO的振荡频率。

当使用电容阵列的总电容Cx来表示合成电容CLx时，其通过CLx＝1/{(1/C3)+(1/C4)+(1/Cx)}来表示，因此Cx通过如下公式(6)来表示，该公式可改变为如下公式(7)。

$\mathrm{Cx}=$ $\frac{1}{\frac{1}{\frac{1}{\frac{2X}{C1}+\frac{1}{(C0+{\mathrm{CL}}_{\mathrm{center}})}}-C0}-(\frac{1}{C3}+\frac{1}{C4})}\·\·\·\left(6\right)$

$\mathrm{Cx}=\frac{\frac{(C1/2)}{{\{1+C0(1/C3+1/C4)\}}^2}}{X+\left(\frac{C1}{2}\right)\·(\frac{1}{(C0+{\mathrm{CL}}_{\mathrm{center}})}-\frac{(1/C3+1/C4)}{1+C0(1/C3+1/C4)})}\left(\frac{C0}{1+C0(1/C3+1/C4)}\right)\·\·\·\left(7\right)$

在上面的公式中，C0、C1、C3、C4和CL_center可以用作常量，所述常量是根据待使用的石英谐振器以及IC中的固定电容的特征来确定的，并且由此当要求VCO以X[ppm]振荡时，可变电容元件Cv1至Cvn以及固定电容元件C_MIM1至C_MIMn的总电容Cx可以表示为如下公式(8)。

$\mathrm{Cx}=\frac{D}{X+E}+F\·\·\·\left(8\right)$

此处，D、E和F可如下表示。

$D=\frac{(C1/2)}{{\{1+C0(1/C3+1/C4)\}}^2}$

$E=(C1/2)\{\frac{1}{C0+{\mathrm{CL}}_{\mathrm{center}}}-\frac{(1/C3+1/C4)}{1+C0(1/C3+1/C4)}\}$

$F=\frac{-C0}{1+C0(1/C3+1/C4)}\·\·\·\left(9\right)$

接下来，当要求使用控制电压V_AFC(最小值V_min并且最大值V_max)在X1[ppm]至X2[ppm]的范围内来控制可变电容元件Cv的值以及固定电容元件C_MIM的值时，可以获得这些值。由于电容Cx1至Cx2的变化等于可变电容元件Cv在控制电压V_AFC下改变时的电容值，所以获得如下公式(10)。

$\mathrm{Cx}1-\mathrm{Cx}2=(\frac{D}{X1+E}+F)-(\frac{D}{X2+E}+F)=(\mathrm{\α}-\mathrm{\β})\mathrm{Cv}\·\·\·\left(10\right)$

在公式(10)中，α是施加控制电压V_AFC的最小值V_min时的电容值Cv与施加0V时的电容值Cv之间的比值，而β是施加控制电压V_AFC的最大值V_max时的电容值Cv与施加0V时电容值Cv之间的比值。由于固定电容元件C_MIM的值是通过从电容阵列的总电容值减掉可变电容元件Cv的电容值来获得的，所以它由如下公式(11)来表示。固定电容元件C_MIM1至C_MIMn的其中一个是具有最小电容值的元件，其中所述最小电容值是用于通过可变电容元件Cv与电容元件C3、C4的合成电容来获得所期望的可变频率范围所必需的；而其它固定电容元件是作为具有用于提供与最小电容值的差异的电容值的元件。

Cx1-αCv＝C_MIM                 ……(11)

以下，描述特定的示例。在待使用的石英谐振器中，假设在图2的等效电路中，电容C1是6.9fF，电容C0是1.7pF，电感L1是2.4911mH，并且电阻R1是10Ω；合成电容CL的中心值CL_center是9.5pF；包括可变电容元件Cv和固定电容元件C_MIM的电容阵列被如此形成以至于总电容值Cx可以在64级中改变；可以在一个级中由控制电压V_AFC改变的频率范围(以下称为频带)是f_center±23ppm；并且可以由电容阵列总体上改变的频率范围是f_center±60ppm。这些内容如图3那样利用图解表示出来了。在图3中，VOC0、VOC31和VOC63是表明相应频带的符号。在图3中，省略了对频带VOC1至VOC30和VOC32至VOC62的特征的显示。

作为振荡负载的电容C3和电容C4都被假定为55pF。所述情况用公式(9)代替，由此获得D＝3.05998×10^-15，E＝0.18989×10^-3，并且F＝-1.60103×10^-12。所述D、E、F和X用公式(8)代替，由此可以确定电容阵列的总电容Cx。然后，可以使用公式(10)和(11)根据所确定的Cx的值来确定可变电容元件Cv的值和固定电容元件C_MIM的值。

因此，用于输出控制开关元件SWc2至SWcn和SWv2至SWvn的信号的译码器DEC被如此设计，以便可以选择可变电容元件Cv和固定电容元件C_MIM的组合，其中相应频带中频率与控制电压的特征斜率得以均衡，并且相应频带中的特征线之间的间隔得以均衡，如图4所示。作为选择，当译码器被固定、即：输入和输出之间的关系恒定时，可容许的是，作为数据表来准备用于控制开关元件SWc2至SWcn和SWv2至SWvn的代码，如此使得可变电容元件Cv和固定电容元件C_MIM的组合得以选择，其中相应频带中的控制电压与频率的特征斜率得以均衡，并且相应频带中的特征线之间的间隔得以均衡，并且把代码存储在电路中(图1的系统中的基带电路)诸如闪存之类的非易失存储器中以便控制所述振荡器。

如果产品中没有变化，那么可以选择VOC31，这是因为其与振荡器所需的特征最相似，然而在实际的产品中，对振荡器频率的控制特征由于构成振荡器元件的变化或者待使用的石英谐振器的特征以及特征的变化而与所设计的值有出入。由此，在所述实施例中，把代码从基带电路置于图1的寄存器REG中，如此使得与所设计值的特征最相似的其中一个频带得以从图4的VOC0到VOC63所表明的64个特征中选出，这些特征是用于待使用的每个高频IC的。

据此，可以改善振荡器频率控制方面的准确性。虽然在所述实施例中把频带数目假定为64，但是它不局限于此。随着频带数目的增加，准确性得以改善，但是电路规模变得更大，因此可以依照芯片尺寸和所要求的准确性之间的平衡来确定适当的频带数目。

作为可变电容元件Cv1至Cvn的变容二极管是利用这样一种现象的元件，即：当向PN结施加反向偏压时产生的耗尽层的厚度根据外加电压的幅值而改变，并且由此电容值被改变，这也是已知的；并且当P型区的杂质浓度不同于N型区时(所述区域形成PN结)，处于非偏压状态的耗尽层厚度彼此不同。因此，根据所述杂质浓度，相对于外加电压的电容值或者相对于电容的电压特征也是不同的。

因此，当待使用的工艺不同时，以这样一种方式来组合可变电容元件Cv和固定电容元件C_MIM也被认为是不同的，所述方式为：在相应的频带，控制电压与频率的特征斜率得以均衡，并且相应频带之间的间隔得以均衡。因此，当要求译码器具有相同的设计，而与待使用的工艺无关时，所期望的是，用于控制开关元件SWc2至SWcn和SWv2至SWvn的代码作为数据表来准备。

具体来讲，即使所述工艺不同，在可变电容元件Cv的特征不改变的情况下，当可变电容元件Cv改变时，要与所述元件成套地改变的固定电容元件可以相同，然而，在可变电容元件Cv的特征对于要使用的每个工艺改变的情况下，当可变电容元件Cv改变时，由于要与所述元件Cv成套地改变的固定电容元件也改变，所以用于指定与每个可变电容元件或者译码器相结合的固定电容元件的代码需要根据所述工艺而改变。

例如，当假定具有如图1所示的结构的振荡器在0.18μm的工艺和0.25μm的工艺中被制造时，这些工艺用于发明人研究的本发明适用的制造线，表1和表2中分别示出了变容二极管的电容值Cv和MIM电容元件的电容值C_MIM的计算值。

表1

	VOC＝0	VOC＝31	VOC＝63
				Cv	8,787pF	12.60pF	19.60pF
CMIM	4.958pF	4.618pF	3.114pF

(0.18μm工艺)

表2

	VOC＝0	VOC＝31	VOC＝63
				Cv	7.678pF	11.01pF	17.12pF
CMIM	6.033pF	6.159pF	5.511pF

(0.25μm工艺)

根据表1和表2，人们发现变容二极管的电容Cv的变化在0.18μm工艺中是10.813pF，而在0.25μm工艺中是9.442pF。在使用0.18μm工艺的情况下，随着从表1中的频带VOC0至频带VOC63按顺序改变，变容二极管的电容值Cv仅仅增加而MIM电容元件的电容值C_MIM仅仅下降，在使用0.25μm工艺的情况下，在表2中，变容二极管的电容值Cv仅仅增加，而MIM电容元件的电容值C_MIM曾经增加然后下降。

发生这种差异的一个原因被认为是：因为即使只提供一个变容二极管，由于对于每个工艺而言所述特征改变，所以将连接的固定电容元件数目(电容值的数值)改变，并且当固定电容元件的连接数目改变时，频率的变化比值也改变。据此，人们发现当可变电容元件Cv改变时，要与元件Cv成套地连接的固定电容元件不能与工艺无关地被唯一地确定。在使用0.18μm工艺的情况下，MIM电容元件C_MIM的最小电容值是3.114pF，而在使用0.25μm工艺的情况下，MIM电容元件C_MIM的最小值是5.511pF。

此处，对于即使只提供一个变容二极管，当固定电容元件的连接数目改变时，频率的变化比值也改变的理由做出描述。如之前所描述的那样，在所述实施例的振荡器中，当要求以X[ppm]振荡时，可变电容元件Cv1至Cvn和固定电容元件C_MIM1至C_MIMn的总电容Cx可以表示为公式(8)。通过改变所述公式，给出X＝D/(Cx-F)-E。由于所述D、E和F是根据电路确定的常量，所以当图解表示X和Cx之间的关系时，如图6所示那样给出作为渐近线的包括Cx＝F和X＝-E的反比例曲线。在图6中，当考虑这样一种情况时，即：因施加到可变电容元件Cv的电压而引起的较小总电容Cx和较大总电容Cx的每种情况下，Cx仅仅改变相同的量ΔCx，由于曲线斜率在每个位置不同，所以发现较小总电容Cx情况下的频率变化ΔX1大于较大总电容Cx情况下频率的变化ΔX2。

接下来，给出例如使用0.25μm工艺情况下的已设计值。在图2示出的等效电路中，假定使用具有6.9fF的电容C1、1.7pF的电容C0、2.4911mH的电感L1和10Ω的电阻R1的石英谐振器。在处于变容二极管V_AFC＝0.1V的控制电压的电容值变化α是0.961，而处于V_AFC＝2.3V的变化β是0.601。

在此条件的情况下，依照fs＝2π√(LC1·C1)，石英谐振器的固有频率fs是38.388399兆赫。由于在VOC31的情况下所述变容二极管的电容值是11.01pF，如表2所示，所以依照Cv＝α×11.01＝0.961×11.01，处于V_AFC＝0.1V的电容值Cv是10.58pF；依照CL＝1/{(1/C3)+(1/C4)+(1/Cx)}，所述合成电容CL是10.41pF；并且依照公式(1)所述振荡频率f是38.399335兆赫。依照Cv＝β×11.01＝0.601×11.01，处于V_AFC＝2.3V的电容值Cv是6.62pF；依照CL＝1/{(1/C3)+(1/C4)+(1/Cx)}，所述合成电容CL是8.72pF；并且依照公式(1)，所述振荡频率f是38.401109。据此，依照f_center＝(38.399335+38.401109)÷2，所述中心频率f_center是38.400222兆赫；并且当V_AFC从0.1V改变为2.3V时，依照Δf＝(38.399335-38.401109)÷f_center，频率的变化范围Δf是46.2[ppm]或者±23.1[ppm]，这表明前述的要求得以满足。

图7示出了适用于所述实施例的压控振荡器(VCO)的可变电容元件的变容二极管的结构示例。在图7中，标记100是诸如单晶硅衬底的半导体衬底；标记110是包括形成在衬底100表面上的二氧化硅的绝缘薄膜；标记120是包括提供在绝缘薄膜110上的单晶硅的半导体层；并且衬底总体上作为SOI(Silicon On Insulator，绝缘体上的硅)结构来形成。

在半导体层120的表面上形成外延层121，并且形成岛区域，其通过所谓的U型沟道隔离区122与外围电气隔离，所述U型沟道隔离区122是通过使沟道远离外延层表面并且把绝缘材料填充到沟道中来形成的。在岛区域的底部上形成N型埋置层NBL，并且其上形成有构成变容二极管的P型阳极区123，并且在阳极区123的两侧形成有N型阴极区124a、124b。

虽然没有特别地限制，但是在P型阳极区123和N型阴极区124a、124b的表面上还提供有接触层125a至125c，并且在阳极区123和N型阴极区124a、124b与埋置层NBL之间提供有N型缓冲层126a至126c。将容易理解的是，在具有这种结构的变容二极管中，例如，如果P型阳极区123的杂质浓度改变，那么耗尽层的厚度与所设计的值有出入，并且由此外加电压与电容的特征改变。

接下来，描述使用所述实施例的压控振荡器(VCO)作为基准信号生成源的高频IC，另外，描述使用所述振荡器的总体无线通信系统的配置示例。

如图8所示，所述实施例的无线通信系统包括用于发送/接收信号波的天线400；用于在发送和接收之间切换的开关410；包括SAW滤波器以便从接收信号中去除不必要的波的带通滤波器420a至420d；用于放大发送信号的高频功率放大电路(电源模块)430；用于解调接收信号并且调制发送信号的高频IC200以及用于把所发送的数据转换为I或者Q信号并且控制所述高频IC 200的基带电路300。在所述实施例中，所述高频IC 200和基带电路300是分别作为独立的半导体芯片上的半导体集成电路来形成的。

虽然没有特别地限制，但是所述实施例的高频IC200可以依照这样的方式构成，所述方式为：依照GSM850、GSM900、DCS1800和PCS1900的通信方法，它可以在四个频带范围执行信号的调制/解调。相应地，作为带通滤波器，提供了如下的滤波器：滤波器420a用于允许处于频带GSM850的接收信号通过，滤波器420b用于允许处于频带GSM900的接收信号通过，滤波器420c用于允许处于频带DCS1800的接收信号通过，并且滤波器420d用于允许处于频带PCS1900的接收信号通过。

当所述实施例的高频IC200被粗略地划分时，它包括接收系统电路RXC、发送系统电路TXC以及控制系统电路，所述控制系统电路包括与发送和接收系统的公共电路，包括不同于所述系统电路的控制电路或者时钟生成电路。

所述接收系统电路RXC包括低噪声放大器210a至210d，用于放大分别处于相应频带范围GSM850、GSM900、DCS1800和PCS1900的接收信号；划分/相移电路211，用于划分在射频振荡器(RFVCO)250中生成的本机振荡信号ф_RF并且生成彼此相移90度的正交信号；混频电路212a、212b，用于通过混合由低噪声放大器210a至210d放大的接收信号与划分/相移电路211生成的正交信号来执行I信号和Q信号的解调和下变换；为各个频带范围所共用的高增益放大部分220A、220B，用于放大解调的I和Q信号，并且把它们分别输出至基带LSI300；以及偏移消除电路213，用于消除高增益放大部分220A、220B中放大器的输入DC偏移电压。

所述高增益放大部分220A具有这样的配置，其中多个低通滤波器LPF11、LPF12、LPF13和LPF14以及增益控制放大器PGA11、PGA12和PGA13依照串联方式交替地连接，并且放大器AMP1与末级相连；并且把已解调的I信号放大至预定的放大级别，同时去除不必要的波。同样，所述高增益放大部分220B具有这样的配置，其中多个低通滤波器LPF21、LPF22、LPF23和LPF24以及增益控制放大器PGA21、PGA22和PGA23依照串联方式交替连接，并且放大器AMP2与末级相连；并且把已解调的Q信号放大至预定的放大级别。

所述偏移消除电路213包括A/D转换器电路(ADC)，其对应于各个增益控制放大器PGA11至PGA23被提供，并且把放大器输出电势差转换为数字信号，使输入端子短接，偏移消除电路213还包括D/A转换电路(DAC)，用于基于A/D转换电路的转换结果来生成输入偏移电压，如此使得相应增益控制放大器PGA11至PGA23的输出端的DC偏移电压变为“0”，并且用于向差动输入提供输入偏移电压；并且包括控制电路，用于控制A/D转换电路(ADC)和D/A转换电路(DAC)，以便使它们执行偏移消除操作。

所述发送系统电路TXC包括振荡器(IFVCO)230，用于生成诸如640兆赫的中间频率振荡信号ф_IF；划分/相移电路232，用于划分在振荡器230中生成的振荡信号ф_IF，并且生成彼此具有90度相移的正交信号；正交调制电路233a、233b，用于使用由基带电路300提供的I信号和Q信号来调制所生成的正交信号；加法器234，用于合成调制信号；发送振荡器(TXVCO)240，用于生成具有预定频率的发送信号ф_Tx；偏移混合器235，用于使用耦合器来合成从发送振荡器240输出的发送信号ф_TX采样的反馈信号，以及作为由射频振荡器(RFVCO)250生成的振荡信号ф_RF的划分信号的信号ф_RF′，由此生成具有对应于所述信号频率差的频率的信号；相位比较电路236，用于比较偏移混合器235的输出与加法器234中合成的信号TXIF，以便检测频率差和相位差；环形滤波器237，用于生成对应于相位比较电路236的输出的电压；分频器238，用于划分TXVCO 240的输出，并且由此生成基于GSM的发送信号；可变增益放大器239a、239b，用于分别放大由分频器238划分的信号以及TXVCO 240的输出信号；缓冲电路241a、241b，用于把差动输出转换为单个信号并且输出所述信号。缓冲电路241a、241b的其中一个是用于输出GSM的850至900兆赫频带中的信号的电路，而另一个是用于输出DCS和PCS的1800至1900兆赫的频带中的信号的电路。

此外，所述发送系统电路TXC具有幅度控制回路，包括缓冲放大器242，其用于放大从可变增益放大器239a、239b的输出端取出的输出反馈信号，并且向偏移混合器235提供信号；幅度比较电路243，用于比较由放大器放大的反馈信号与加法器234合成的信号TXIF，以便检测幅度方面的差异；环形滤波器244，用于执行幅度比较电路243的输出的频带限制；电压/电流转换电路245，用于把幅度控制回路的电压转换为电流；电容元件C5，用于把电流转换为电压；以及电压跟随器246，用于执行电容元件C5的电荷电压的阻抗转换，并且为处于所述TXVC 240较后级的可变增益放大器239a、239b生成控制电压。由此，电路TXC是如此被构成的，即：对于幅度调制和相位调制而言，它可以满足EDGE模式。

虽然没有特别地限制，但是所述实施例可以依照如下的方式来构成，所述方式为：为发送系统中的PLL的相位比较电路236并行提供准确性高的模拟相位比较电路236a以及高运算速度的数字相位比较电路236b，并且所述高速、数字相位比较电路在操作的初始阶段操作，并且在相位非常匹配之后，被切换到准确性非常高的模拟相位比较电路。通过依照此方式来构成，在PLL电路操作开始时的锁定可以被加速并且在准确性方面可以得到改进。

此外，在所述实施例的高频IC200的芯片上提供了：用于总体控制芯片的控制电路260；用于与射频振荡器(RFVCO)250构成RF PLL电路的RF合成器261以及环形滤波器263；用于与所述中频振荡器(IFVCO)230构成IF PLL电路的IF合成器262以及环形滤波器264；基准振荡器(DCXO)265，用于为合成器261以及262生成基准信号фref；以及特征校正电路247，用于校准所述发送振荡器。虽然未示出，但是所述合成器261以及262包括可变划分电路，其分别用于划分VCO 250、230、相位比较电路、电荷泵等等的振荡信号。

由于要求基准振荡信号фref具有很高的频率准确性，所以把基准振荡器265与外部石英谐振器连接。可以为基准振荡信号фref选择诸如26兆赫或者13兆赫的频率。这是因为具有这种频率的石英谐振器是广泛使用的部件，其容易获得并且经济。

在所述实施例的高频IC的控制电路260中，把用于同步的时钟信号CLK、数据信号SDATA以及负载启动信号LEN作为控制信号从基带IC 300提供至高频IC200，并且当向有效级别施加所述负载启动信号LEN时，所述控制电路260依照与时钟信号CLK同步的方式顺序地加载从基带IC 300输出的数据信号，并且把所述信号置于控制寄存器，然后依照所述内容设置为所述IC内的每个电路生成控制信号。虽然没有特别地限制，但是所述数据信号SDATA可以被串行传输。基带IC 300包括微处理器等等。所述数据信号SDATA包括从基带IC 300向高频IC200提供的命令。所述基准振荡器265的寄存器REG依照来自基带IC 300的控制代码被直接设置。就控制电路260而言，在睡眠模式中，电源电压被关闭，并且电路进入低功耗模式，然而，基准振荡电路265的寄存器REG在所述模式期间被供电，以便防止所述操作停止。

在多带类型中，本发明的无线通信系统例如依照来自基带IC 300的指令，所述控制电路260根据发送/接收期间将使用的信道来改变射频振荡器250的振荡信号的频率ф_RF，并且根据它是GSM模式还是DCS/PCS模式来改变提供给偏移混合器235的信号频率，由此执行发送频率的切换。

另一方面，对于接收模式和发送模式中的每种模式，把射频振荡器(RFVCO)250的振荡频率设定为不同的值。在发送模式中，例如把射频振荡器(RFVCO)250的振荡频率f_RF在GSM850的情况下设置为3616至3716兆赫、在GSM900的情况下设置为3840至3980兆赫、在DCS的情况下设置为3610至3730兆赫并且在PCS的情况下设置为3860至3980兆赫，并且在GSM的情况下把振荡频率f_RF分成四个，并且在DCS和PCS的情况下分成两个，然后提供给混合器235。

所述偏移混合器235输出对应于来自RFCVO 250的振荡信号фRF的频率与来自发送振荡器(TXCVO)240的发送振荡信号ф_Tx的频率之间的差异(f_RF-f_TX)的信号，并且所述发送PLL(TX-PLL)如此操作以至于使差异信号的频率对应于调制信号TXIF的频率。换言之，TXVCO 240被如此控制以便使其以对应于来自RFVCO 250的振荡信号ф_RF频率(在GSM情况下是f_RF/4，在DCS和PCS情况下是f_RF/2)与调制信号TXIF频率之间的差异(偏移)的频率来振荡。

所述实施例的高频IC200可以通过外部添加石英谐振器并且将其安装在诸如陶瓷衬底的单个绝缘衬底上来作为模块构成。此外，它也可以作为还安装有滤波器420a至420d的模块或者其上已经安装了高频IC200和石英谐振器的陶瓷衬底来构成。在所述说明书中，通过如下方式配置的一种结构也称为模块，其中通过在诸如陶瓷衬底的绝缘衬底上或者表面上或其内部具有印刷电线的封装物上安装多个半导体芯片和分立部件，然后通过印刷电线或者焊线来使芯片和部件彼此耦合以便使它们发挥预定作用，如此来设置它，就好像它是单个的电子元件那样。

虽然已经在上文依照实施例具体描述了由发明人做出的本发明，但是本发明不局限于这些内容。例如，虽然在所述实施例中描述了这样的发明，即：应用于包括偏置电路、激励电路和电容负载电路的VCO中，但是本发明也可应用于LC谐振类型的振荡器，这类振荡器通过交叉链接一对差动晶体管的基极/集电极(或者栅极/漏极)并且在差动晶体管的集电极之间连接一对电感器和变容二极管来形成。

虽然在所述实施例中描述了把本发明应用于基准振荡器的情况，其中所述基准振荡器用于为构成无线通信系统的高频IC生成基准信号，但是本发明的应用不局限于此，本发明可以应用于RFVCO，其用于生成本机振荡信号，所述本机振荡信号通用于接收系统电路和发送系统电路或者TXVCO以便发送。

此外，虽然在所述实施例中，依照输入控制信号(寄存器的设定值)，把译码器电路用作生成用来控制开关元件SWc2至SWcn和SWv2至SWvn的信号的电路，其中所述开关元件有选择地连接固定电容元件和可变电容元件，但是可以使用随机逻辑电路或者ROM(只读存储器)来构成所述电路。

此外，在所述实施例中，要求所述基准振荡元件具有很高的频率准确性，因此外部石英谐振器被连接，然而，所述基准振荡元件可以是任何振荡元件，只要它满足所要求的准确性，并且例如可以使用陶器振荡器。

虽然主要基于将本发明应用于诸如移动电话的无线通信系统的高频IC的情况来描述由发明人做出的本发明，这部分是作为发明背景的应用领域部分，但是本发明不局限于此，并且可以通常用于具有用于生成振荡信号的VCO的无线局域网以及其他半导体集成电路的高频IC。

Claims (10)

1.一种用于通信的半导体集成电路，包括：

振荡器，包括多个固定电容元件、连接至所述固定电容元件的开关元件、多个可变电容元件以及连接至所述可变电容元件的开关元件，并且能够以对应于由所述开关元件有选择地连接的固定电容元件和可变电容元件以及振荡元件的合成电容值的频率振荡；以及

控制电路，用于接收输入控制信号并且生成用于依照所述可变电容元件的特征来控制开关元件的控制信号。

2.如权利要求1所述的用于通信的半导体集成电路，其中所述控制电路是译码器电路，用于生成控制信号，使得所述输入控制信号以及所述控制信号依照固定电容元件的特征和可变电容元件的特征具有预定的关系。

3.如权利要求1所述的用于通信的半导体集成电路，其中连接至所述固定电容元件的开关元件不连接至所述可变电容元件，并且连接至所述可变电容元件的开关元件不连接至所述固定电容元件。

4.如权利要求1所述的用于通信的半导体集成电路，包括：

解调电路，用于解调接收信号；以及

高频信号生成电路，用于生成用来在解调电路中进行解调的高频信号，

其中在振荡器中生成的振荡信号被提供给高频信号生成电路作为基准信号。

5.如权利要求4所述的用于通信的半导体集成电路，还包括：

调制电路，用于调制发送信号；以及

信号生成电路，用于生成用来在调制电路中进行调制的中频信号，

其中在振荡器中生成的振荡信号被提供给所述信号生成电路作为基准信号。

6.如权利要求1所述的用于通信的半导体集成电路，其中所述控制电路生成用于控制所述开关元件的信号，使得可以选择可变电容元件以及固定电容元件的组合，其中通过固定电容元件和可变电容元件以及所述振荡元件的合成电容值，控制电压对于频率的特征斜率得以均衡并且相应特征线之间的间隔得以均衡。

7.如权利要求1所述的用于通信的半导体集成电路，其中所述振荡元件是利用单块元件形成的。

8.一种通信系统，包括：

如权利要求7所述的用于通信的半导体集成电路；

用来提供输入控制信号的用于控制的半导体集成电路；以及

存储单元，提供于用于控制的半导体集成电路中，用于存储基于固定电容元件的特征和可变电容元件的特征确定的控制数据，

其中所述输入控制信号是基于从存储单元读出的控制数据生成的并且被提供给用于通信的半导体集成电路的控制电路。

9.如权利要求8所述的通信系统，其中所述可变电容元件的控制电压是由用于控制的半导体集成电路提供的。

10.一种用于制造用来通信的半导体集成电路的方法，所述半导体集成电路包括：

振荡器，包括多个固定电容元件、连接至所述固定电容元件的开关元件、多个可变电容元件以及连接至所述可变电容元件的开关元件，并且能够以对应于由所述开关元件有选择地连接的所述固定电容元件和可变电容元件以及振荡元件的合成电容值的频率振荡；以及

控制电路，用于接收输入控制信号并且生成用于依照所述可变电容元件的特征来控制开关元件的控制信号，

其中用于确定控制信号的数据是基于固定电容元件的特征和可变电容元件的特征来获得的，所述控制电路的逻辑是基于所述数据来设计的，并且所述控制电路是基于所设计的值形成在半导体衬底上的。

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