CN1213465A - 调谐放大器 - Google Patents

Abstract

调谐放大器1由包含放大电路11和反馈电路12的振荡电路10、向该振荡电路10输入信号的输入电路14和控制振荡电路10的输出振幅的自动增益控制(AGC)电路16构成。在使振荡电路10振荡的状态下,通过输入电路14输入信号,便可进行只使该振荡频率附近的信号通过的调谐工作。

Description

调谐放大器

技术领域

本发明涉及只使指定的频率成分通过的调谐放大器。

背景技术

作为调谐电路，以往已提案并已实用化的有使用有源元件和电抗元件的各种结构。

例如，利用LC共振的先有的调谐电路，调整调谐频率时，与LC电路有关的增益就发生变化。另外，一般的调谐电路，是从输入的信号中抽出指定的频率成分，调谐频率的增益等于或小于1，通常，将发生信号振幅的衰减，所以，需要放大时，就另外连接放大电路进行信号振幅的放大。

发明的公开

本发明就是为了解决这一问题而提案的，目的旨在提供输出振幅稳定、而且在调谐的同时可以进行信号振幅的放大的调谐放大器。

本发明的调谐放大器具有将输出向输入端反馈形成闭合环路并在指定频率进行振荡的振荡电路、控制振荡电路的输出振幅的增益控制电路和向振荡电路的闭合环路的一部分输入信号的输入电路。在使振荡电路发生振荡的状态下输入振荡频率附近的信号时，确认振荡输出被牵引到输入的信号的频率上的现象，进行指定的调谐工作。特别是，输出振幅由增益控制电路进行调整，所以，即使振荡电路的振荡频率可变而改变调谐频率时，也不会发生增益变化。另外，通过调整增益控制电路的响应速度，对于输入的交流信号，可以进行对AM调制的信号及FM调制的信号等的各种信号的振荡工作。另外，实际上，在设定振荡电路的输出振幅远远小于电源电压同时设定输入的交流信号的振幅远远小于该振荡振幅时，就确认可以进行上述振荡工作，以输入的交流信号的振幅为基准时，则为约数十dB的增益，在进行振荡工作的同时就可以进行信号振幅的放大。

另外，本发明的调谐放大器，通过将上述振荡电路采用PLL结构而作为电压控制型振荡电路，就可以很容易地使调谐频率稳定。特别是，由于上述振荡电路在没有输入信号时进行指定的振荡工作，所以，不论有无输入信号，都可以进行PLL控制。

附图的简单说明

图1是表示应用本发明的一个实施例的调谐放大器的结构图。

图2是表示用于对图1所示的调谐放大器进行PLL控制的结构图。

图3是表示使用移相式的振荡电路的调谐放大器的第1结构例的电路图。

图4是表示图3所示的调谐放大器的调谐特性的测定结果的图。

图5是表示将输入电路与图3的连接点A连接时的调谐特性的图。

图6是表示将输入电路与图3的连接点B连接时的调谐特性的图。

图7是表示向输入电路输入与调谐放大器的自振频率相同而振幅不同的信号时输出振幅如何变化的图。

图8是表示采用PLL结构时的调谐放大器的详细结构图。

图9是表示将由电阻和电容构成的低通滤波器连接3级形成反馈电路的例子的图。

图10是表示将由电阻和电感构成的高通滤波器连接3级的例子的图。

图11是表示将由电阻和电感构成的低通滤波器连接3级的例子的图。

图12是表示可以与图3所示的放大电路置换的放大电路的详细结构的图。

图13是表示振荡电路的第1变形例的电路图。

图14是图13所示的移相电路的变形例，表示包含LR电路的移相电路的结构的电路图。

图15是表示包含LR电路的移相电路的其他结构的电路图。

图16是表示振荡电路的第3变形例的电路图。

图17是图16所示的移相电路的变形例，表示包含LR电路的移相电路的结构的电路图。

图18是表示包含LR电路的移相电路的其他结构的电路图。

图19是表示将利用晶体管的跟随电路连接在2个移相电路的前级的振荡电路的结构的电路图。

图20是表示将非反相电路连接在2个移相电路的前级的振荡电路的结构的电路图。

图21是表示纵向连接移相电路310C的振荡电路的结构的电路图。

图22是表示纵向连接移相电路330C的振荡电路的结构的电路图。

图23是表示纵向连接包含晶体管的移相电路的振荡电路的结构的电路图。

图24是图23所示的移相电路的变形例，表示包含LR电路的移相电路的结构的电路图。

图25是表示包含LR电路的移相电路的其他结构的电路图。

图26是表示纵向连接2级移相电路410C的振荡电路的结构的电路图。

图27是表示纵向连接2级移相电路430C的振荡电路的结构的电路图。

图28是表示振荡电路的变形例的电路图。

图29是图28所示的移相电路的变形例，表示包含LR电路的移相电路的结构的电路图。

图30是表示包含LR电路的移相电路的其他结构的电路图。

图31是表示纵向连接2级移相电路510C的振荡电路的电路图。

图32是表示纵向连接2级移相电路530C的振荡电路的电路图。

图33是表示在运算放大器的结构中抽出移相电路的工作所需要的部分的电路图。

实施发明的最佳的形式

下面，参照附图具体地说明应用本发明的一个实施例。

本发明的特征在于，通过在使振荡电路发生极微弱的振荡的同时向该振荡电路的一部分注入与其振荡频率接近的频率的信号，使之进行具有指定的Q值和增益的调谐工作。

图1是表示一个实施形式的调谐放大器的结构的图。该图所示的调谐放大器1由包含放大电路11和反馈电路12的振荡电路10、将信号输入该振荡电路10的输入电路14和控制振荡电路10的输出振幅的自动增益控制(AGC)电路16构成。

上述振荡电路10具有振荡电路的一般的结构。由放大电路11和反馈电路12形成闭合环路，通过使放大电路11和反馈电路12中的某一方或全体具有频率选择特性，同时调整放大电路11的增益，便可按与上述频率选择特性相应的指定频率进行振荡工作。

上述振荡电路10，通常大致分为移相型、共振型或使用其他方式的振荡电路。移相型的振荡电路，进而又分为CR型、LR型或将两者组合的振荡电路。另外，共振型的振荡电路，有使用科耳皮兹型或哈托莱型等各种方式的振荡电路。

输入电路14是用于向由上述放大电路11和反馈电路12形成的闭合环路输入信号的电路。例如，通过一端与该闭合环路的一部分连接的电阻元件从振荡电路10的外部输入信号。

AGC电路16将振荡电路10的输出振幅控制为一定，例如，通过根据输出振幅的大小控制振荡电路10内的放大电路11的增益，将该输出振幅控制为基本上保持一定。

下面，说明具有上述结构的调谐放大器的工作。考虑将图1所示的调谐放大器1应用于接收机时，作为通过输入电路14输入振荡电路10的信号，可以考虑经过AM调制或FM调制等各种调制的信号。

首先，说明未通过输入电路14输入信号的状态。这时，与包含振荡电路10内的放大电路11和反馈电路12而形成的闭合环路的一部分和输入电路14内的电阻元件处于分离的状态是等价的，AGC电路16只与振荡电路10连接，进行指定的振荡工作。例如，振荡电路10的输出振幅控制为小于电源电压的百分之几十。

因此，例如应用于FM接收机时，即使在未接收FM波的状态(没有载波的状态)下，也从调谐放大器1输出指定频率的正弦波信号，不需要静噪电路或净噪电路。另外，应用于AM接收机时也一样，即使在未接收AM波的状态下，也从调谐放大器1输出指定频率的正弦波信号，对于正弦波信号，即使进行AM检波，也只能得到指定的直流成分，不会成为噪音。

这样，在振荡电路10以指定的频率稳定地振荡的状态下，通过输入电路14输入具有与振荡频率接近的频率的信号时，在调谐放大器1中，进行从输入信号中只抽出振荡频率附近的成分的振荡工作。而且，在上述振荡频率与输入信号的频率一致时，即使是输入小振幅(例如，振荡输出的振幅的约1/10)的信号，也可以确认可以获得大于振荡输出的振幅的调谐输出，在调谐的同时可以进行约数十dB的放大。

另外，通过改变由AGC电路16控制的振荡电路10的振荡输出的振幅与输入信号的振幅之比或输入信号的注入地点，便可改变调谐放大器1的Q值或通频带宽度。或者，也可以改变输入电路14内的阻抗元件的元件常数，来取代改变上述信号的振幅之比。

另外，通过将上述振荡电路10采用振荡频率可变型的结构，可以很容易地构成调谐频率可变型的调谐放大器1。这时，由于AGC电路16与振荡电路10连接，将其振荡振幅保持一定，所以，在改变频率时，调谐放大器1的增益不会发生急剧的变化等弊端，从而在调谐时可以获得稳定的增益。

作为输入信号，考虑进行了AM调制的信号时，由于必须将重叠了声音等AM调制成分的指定频率的载波作为调谐输出而取出，所以，必须调整AGC的响应速度，用以抑制具有小于该AM调制成分的频率的振幅变化。

图2是表示包含图1所示的调谐放大器1的PLL(锁相环)结构的图。通过将图1所示的调谐放大器1内的振荡电路10采用振荡频率可以根据从外部加的控制电压而改变的电压控制型振荡器，可以很容易地对调谐放大器1进行PLL控制。即，通过采用包含调谐放大器1内的振荡电路10、相位比较器(PD)2、电荷放大器(CP)4、低通滤波器(LPF)5的PLL结构，可以很容易地使调谐放大器1的调谐输出的频率与振荡器(OSC)3的振荡频率一致。

这样，由于调谐放大器1利用振荡电路10的振荡工作而进行振荡工作，所以，即使没有输入信号时，也可以利用该振荡工作进行PLL控制。

(调谐放大器的第1结构例)

下面，说明使用移相型的振荡电路10时的调谐放大器1的详细结构。

图3是表示使用移相型的振荡电路的调谐放大器1的第1结构例的电路图。图中所示的调谐放大器1内部的输入电路14，由一端连接输入端子21的输入电阻22构成，调制了载波的信号输入到输入端子21上。反馈电路12通过纵向连接由电容23和电阻24构成的高通滤波器、由电容25和电阻26构成的高通滤波器、由电容27和电阻28构成的高通滤波器而构成。

另一方面，放大电路11由晶体管29、电阻30～33、电容34和可变电阻35构成。反馈电路12的输出端子通过隔直流用的电容34与晶体管29的基极端子连接，同时，连接电阻30和31的各一个端子。电阻30和31是为了给晶体管29施加偏置而设置的。电阻32连接在晶体管29的集电极端子和正电源之间，电阻33和可变电阻35连接在发射极端子和接地端子之间。可变电阻35的电阻值可以根据从AGC电路16输出的控制电压而改变。下面，说明使用p沟道型的FET构成可变电阻35的情况。

与可变电阻35串联连接的电容35A是隔直流用的，改变可变电阻35的电阻值时，不改变晶体管29的工作点，从而可以改变放大电路11的增益。

AGC电路16由晶体管36、电阻37～44、电容45～48和二极管49构成。放大电路11的输出端子通过电容45和电阻37与晶体管36的基极端子连接，同时，连接电阻38和39的各一个端子。电阻38和39是为了给晶体管36施加偏置而设置的。电阻40连接在晶体管36的集电极端子和正电源之间，电阻41连接在发射极端子和接地端子之间。

下面，说明图3所示的调谐放大器1的工作。设反馈电路12的输入电压为Vi、输出电压为Vo、电容23、25和27的电容量为C、电阻24、26和28的电阻值为R，则(1)式的关系成立。

Vo=Vi·(ωCR)³

/[(ωCR)³-5ωCR-j{6(ωCR)²-1}]…(1)

(1)式的虚数部为零时，反馈电路12的移相量为180°，这时，输入信号的频率成为如下(2)式所示。 $f=1/2\mathrm{\π}\sqrt{\left(6\mathrm{CR}\right)}---\left(2\right)$

图3所示的放大电路11是发射极接地结构，晶体管29的基极端子电压的变化方向和集电极端子电压的变化方向是相反的。即，放大电路11的移相量是180°，将反馈电路12和放大电路11组合的移相量的之和，在指定的频率成为360°。另外，放大电路11的输出，反馈到反馈电路12的输入端，若将反馈电路12和放大电路11组合的增益为1，则图3的调谐放大器1就稳定地振荡。

在图3中，是纵向连接了3级高通滤波器，但是，纵向连接的高通滤波器的数量也可以是3级以上。

由(2)式所示的频率的信号输入反馈电路12时，反馈电路12的输出电压Vo如(3)式所示的那样，衰减为约1/29。 $\mathrm{Vo}=\mathrm{Vi}\×{(1/\sqrt{6})}^3/\{{(1/\sqrt{6})}^3-5/\sqrt{6}\}$ ≈-0.0344Vi≈-1/29    …(3)

因此，如果放大电路11的电压增益有29倍，则整个调谐放大器1的增益就成为1，即使不通过输入电路14输入信号，也稳定地振荡。调谐放大器1以指定的频率振荡时，如果具有和振荡频率接近的频率的信号通过输入电路14而输入时，调谐放大器1就进行只抽出振荡频率附近的成分的振荡工作。

另一方面，放大电路11的输出，通过AGC电路16内部的隔直流用的电容45和电阻37输入到晶体管36的基极端子上。因此，只有放大电路11的输出的交流成分被晶体管36所放大。该放大输出经二极管49整流，进而通过由电容47、48和电阻43构成的平滑电路而形成指定的控制电压。通过这样的AGC电路16的工作，放大电路11的输出振幅增大时，控制电压增高，使由p沟道型FET构成的可变电阻35的电阻值向高的方向变化，从而使放大电路11的输出振幅减小，相反，放大电路11的输出振幅减小时，控制电压降低，使可变电阻35的电阻值向低的方向变化，从而使放大电路11的输出振幅增大，所以，放大电路11的输出振幅基本上保持一定。

下面，说明实际组装图3的电路进行实验的结果。下面说明的实验结果，不是利用AGC电路16进行振幅控制而是关于使振荡电路10以指定的振幅进行振荡的调谐放大器1的结果。

在未向输入电路14输入信号的状态下的调谐放大器1的自振荡输出的振幅约为900mV时，将频率与自振荡频率相同、振幅为75mV的交流信号输入到输入端子21上时，调谐放大器1的输出振幅就成为约3Vpp。因此，这时的增益GAIN如(4)式所示，成为约32dB，由此可见，可以获得足够的增益。设电源电压为9V。GAIN=20×1og(3/0.075)=20×1.602=32.04    …(4)

图4是表示图3所示的调谐放大器1的调谐特性的测定结果的图。横轴表示输入信号的频率，纵轴表示振荡输出的振幅。如图4所示，调谐放大器1具有使与自振荡频率相同的频率成分为峰值点的调谐特性。

另一方面，图5和图6分别表示改变输入电路14的连接位置时的调谐特性的图，将输入电路14与图3的连接位置A、B连接时的调谐特性分别与图5、图6对应。如图5、图6所示，通过改变输入电路14的连接位置即信号的注入位置，便可改变Q值，Q值随着输入信号的注入位置远离放大电路11而增大。

因此，如果通过设置开关等而可以任意改变输入电路14的连接位置，则在将调谐放大器1应用于接收机想提高接收频率的选择性时，例如，在相邻的频率存在其他台的频率信号时，增大Q值，提高选择性是很容易进行的，相反，在相邻的频率不存在其他台的频率信号时，减小Q值，提高信号的再现性也是很容易进行的。

另外，即使改变输入电阻22的电阻值，也可以通过改变Q值来取代改变输入信号的连接位置。因此，如果连接电阻值可变的可变电阻取代输入电阻22，就可以比改变输入信号的连接位置更容易调整Q值。或者，通过改变输入信号的振幅与由AGC电路16控制的放大电路11的输出振幅之比，也可以调整Q值。

图7是表示向输入电路14输入频率与调谐放大器1的自振荡频率相同、振幅不同的信号时输出振幅如何变化的图。如图所示，输入到输入电路14中的信号的振幅变化时，调谐放大器1的输出振幅(单位：dB)基本上是线性变化。即，按照本实施例的调谐放大器1，可以忠实地取出包含在载波成分中的利用AM调制等的振幅变化。

(调谐放大器的第2结构例)

图3所示的调谐放大器1并不是以PLL结构为前提的，但是，也可以采用图2所示的PLL结构。图8是表示采用PLL结构时的调谐放大器的详细结构的图。图中所示的调谐放大器1A与图3所示的调谐放大器1相比，不同之处在于，分别将反馈电路12内部的电阻24、26、28置换为可变电阻61、62、63。这些可变电阻61、62、63的电阻值根据图2所示的低通滤波器5的输出而改变，这样，调谐放大器1A的振荡输出的频率就被控制为与图2所示的振荡器3的振荡频率一致。

(调谐放大器的第3结构例)

图3所示的反馈电路12是纵向连接3级高通滤波器而构成，但是，也可以纵向连接低通滤波器来取代高通滤波器。图9是表示纵向连接3级由电阻和电容构成的低通滤波器形成反馈电路12的例子。低通滤波器与高通滤波器相反，具有使相位延迟的性质，整个反馈电路12的移相量，在指定的频率成为180°。因此，可以获得和纵向连接高通滤波器时相同的频率选择特性。

另一方面，图10表示纵向连接3级由电阻和电感构成的高通滤波器的例子，图11表示纵向连接3级由电阻和电感构成的低通滤波器的例子。不论哪种情况，相位的变化方向相反、输入信号的频率为指定的频率时整个反馈电路12的移相量成为180°，这些都是共同的，可以与图3所示的反馈电路12进行置换。

进行置换时，纵向连接的高通滤波器或低通滤波器不限于3级。另外，将包含电感的整个反馈电路12在半导体基板上形成时，由于各电感的感抗非常小，所以，振荡电路10的振荡频率即调谐放大器1的调谐频率非常高。这时，最好将图3所示的输入电路14使用电感构成，取代输入电阻22。

然而，在不利用AGC电路16进行振幅控制时，自振荡频率与输入信号的频率有微小偏离时，将发生差拍，但是，通过利用AGC电路16进行振幅控制，便可防止该差拍的发生。

(调谐放大器的第4结构例)

图12是表示可以与图3所示的放大电路11置换的放大电路11A的详细结构图。图中所示的放大电路11A由CMOS反相器54和电阻55、56构成。CMOS反相器54通过电阻56连接在其输入输出之间，作为模拟放大器而工作，而且，这时的增益由电阻55、56的电阻比决定。设电阻55、56的各电阻值为R55、R56，由于放大电路11A的增益为R56/R55，所以，例如通过将图3所示的可变电阻35与电阻R55或R56并联连接，根据AGC电路16的输出调整该电阻值，就可以和图3所示的调谐放大器1一样，抑制振荡输出的振幅变化。

这样，使用图12所示的放大电路11A构成调谐放大器1时，由于可以利用CMOS工艺进行制造，所以，制造工序简化，从而可以降低成本。

(振荡电路的第1变形例)

图13是表示振荡电路的第1变形例的电路图。图中所示的振荡电路10A由2个移相电路110C和130C、分压电路160和反馈电路170构成。移相电路110C、130C分别使输入的交流信号的相位移相指定的量，将2个移相电路110C、130C组合的移相量，在指定的频率设定为360°。分压电路160设置在后级的移相电路130C的输出一侧，由电阻162和电阻164构成。

前级的移相电路110C由电容114、电阻116、电阻118、120、121、123构成。交流信号通过电阻118输入到运算放大器112的反相输入端子上，由电容114和电阻116构成的CR电路与运算放大器112的非反相输入端子连接。由电阻121和电阻123构成的分压电路与运算放大器112的输出端连接，电阻120连接在分压电路的分压输出端与运算放大器112的反相输入端子之间。另外，电阻118和电阻120的电阻值设定为相同。

具有这样的结构的前级的移相电路110C的传递函数K1为

K1=-a1(1-T₁s)/(1+T₁s)    …(5)

T₁是由电阻116和电容114构成的CR电路的时间常数，s=jω、a1是移相电路110C的增益，a1=(1+R21/R23)＞1。其中，R21是电阻121的电阻值，R23是电阻123的电阻值。

由(5)式可知，移相电路110C为全通带电路，其输出电压Eo的输出振幅一定，与频率无关，移相量φ1根据输入信号的频率从180°～360°变化。另外，移相电路110C通过调整R21和R23的值可以获得大于1的增益。

另一方面，图13所示的后级的移相电路130C由运算放大器132、由电容134和电阻136构成的CR电路、由电阻141和电阻143构成的分压电路、电阻138和电阻140构成。构成移相电路130C的各电路元件除了电容134和电阻136的连接方式与移相电路110C相反外，其他连接和移相电路110C相同，电阻138和电阻140的各电阻值设定为相同值。

具有这样的结构的后级的移相电路130C的传递函数K2为

K2=a2(1-T₂s)/(1+T₂s)    …(6)

T₂是由电容134和电阻136构成的CR电路的时间常数、s=jω、a2是移相电路130C的增益，a2=(1+R41/R43)＞1。其中，R41是电阻141的电阻值、R43是电阻143的电阻值。

由(6)式可知，移相电路130C为全通带电路，其输出电压Eo的输出振幅一定，与频率无关，移相量φ2根据输入信号的频率从0°～180°变化。另外，移相电路130C通过调整R41和R43的值可以获得大于1的增益。

这样，在2个移相电路110C、130C中，相位分别移动指定量，将2个移相电路110C、130C组合的移相量在指定的频率就成为360°。因此，通过将包含2个移相电路110C、130C而形成的闭合环路的环路增益设定为大于1，便可使振荡电路10A以该指定的频率进行振荡。

另外，分压电路160与后级的移相电路130C的后级一侧连接，可变电阻166与构成分压电路160的电阻164并联连接。该可变电阻166由例如p沟道型FET的沟道电阻形成，图3所示的AGC电路16的输出端子与该FET的栅极端子连接。这样，例如，图13所示的振荡电路10A的输出振幅增大时，从图3所示的AGC电路16输出的控制电压增高，与此同时，该FET的栅极电压也增高。因此，可变电阻166的电阻值增大，从而控制振荡电路10A的输出振幅向减小的方向变化。

相反，振荡电路10A的输出振幅减小时，从AGC电路16输出的控制电压降低，可变电阻166的电阻值减小，从而控制振荡电路10A的输出振幅向增大的方向变化。通过这样的控制，振荡电路10A的输出振幅便总是维持为一定。

这样，图13所示的振荡电路10A将通过分压电路160而衰减的信号作为反馈信号使用，同时通过将输入分压电路160之前的信号作为振荡电路10A的输出而取出，便可进行从输入信号中只抽出指定的频率成分的振荡工作，同时可以对该抽出的信号进行指定的放大工作。而且，由于根据图3所示的AGC电路16的输出而改变分压电路160的分压比，所以，可以将振荡电路的输出振幅基本上维持为一定。另外，振荡电路10A通过将运算放大器、电容和电阻组合而构成，可以将所有的结构元件在半导体基板上形成。

在图13中，将反馈电阻170和输入电路14内的输入电阻22的电阻值固定，但是，也可以至少将一方的电阻置换为可变电阻，以便可以改变反馈电阻170与输入电阻22的电阻比。这样，便可调整调谐放大器1的Q值。

另外，也可以将电阻116或135中的至少一方的电阻置换为可变电阻，以便可以改变移相电路110C或130C内的CR电路的时间常数。通过连续地改变电阻116、136中至少一者的电阻值，便可连续地改变振荡频率。

将移相电路110C和移相电路130C纵向连接时，与各移相电路内的运算放大器112或132的输出端连接的分压电路中，也可以省略某一方的分压电路，或将分压比设定为1。

在图13所示的振荡电路10A中，根据从AGC电路16输出的控制电压改变分压电路160的分压比，但是，也可以根据从AGC电路16输出的控制电压来改变移相电路110C内的分压电路的分压比和移相电路130C内的分压电路的分压比中的至少1个分压比。这时，可以省略移相电路130C的后级的分压电路160，而将移相电路130C的输出直接反馈到前级一侧。或者，使分压电路160内的电阻162的电阻值为极小的值，从而将分压比设定为1。

另外，在图13所示的振荡电路10A中，是将输入电路14与前级的移相电路110C的前级连接，来注入输入信号，但是，输入信号的注入位置不限于前级的移相电路110C的前级一侧，也可以例如将输入电路14连接在移相电路110C和移相电路130C之间来注入输入信号。

(振荡电路的第2变形例)

图13所示的振荡电路10A，在各移相电路的内部包含CR电路，但是，也可以使用内部包含LR电路的移相电路来取代CR电路构成振荡电路。

图14是表示包含LR电路的移相电路的结构的电路图，示出了可以与图13所示的振荡电路10A的前级的移相电路110C置换的结构。图中所示的移相电路110L，将图13所示的前级的移相电路110C内的由电容114和电阻116构成的CR电路置换为由电阻116和电感117构成的LR电路。其他结构和移相电路110C相同，移相电路110L的传递函数和移相量也和移相电路110C相同。

图15是表示包含LR电路的移相电路的其他结构的电路图，示出了可以与图13所示的振荡电路10A的后级的移相电路130C置换的结构。图中所示的移相电路130L，将图13所示的后级的移相电路130C内的由电容134和电阻136构成的CR电路置换为由电阻136和电感137构成的LR电路。其他结构和移相电路130C相同，移相电路130L的传递函数和移相量也和移相电路130C相同。

这样，由于图14所示的移相电路110L与图13所示的移相电路110C等价，图15所示的移相电路130L与图13所示的移相电路130C等价，所以，可以将图13所示的2个移相电路110C、130C中的某一方或两者置换为移相电路110L、移相电路130L。将移相电路110C、移相电路130C同时置换为移相电路110L、移相电路130L时，通过将整个调谐放大器集成化，便可很容易地实现振荡频率的高频化。

另外，只将2个移相电路110C、130C中的某一方置换为移相电路110L或130L时，将包含构成LR电路的电感或除去该电感的整个调谐放大器集成化时，便可防止由于温度变化而引起的振荡频率的变化，即可以进行所谓的温度补偿。

将图13所示的移相电路110C、130C中的至少一方置换为图14或图15所示的移相电路110L、130L时，在与各移相电路内的运算放大器112或132的输出端连接的分压电路中，可以省略某一方的分压电路，或者将分压比设定为1。

(振荡电路的第3变形例)

图16是表示振荡电路的第3变形例的电路图。包含在图中所示的振荡电路10B中的前级的移相电路210C，通过将电阻120′的电阻值设定得大于电阻118′的电阻值，使移相电路210C的增益大于1，取代在内部不包含分压电路。其他结构和图13所示的移相电路110C相同，传递函数和移相量基本上也和移相电路110C相同。

同样，后级的移相电路230C也通过将电阻140′的电阻值设定得大于电阻138′的电阻值，使移相电路230C的增益大于1，取代在内部不包含分压电路。其他结构和图13所示的移相电路130C相同，传递函数和移相量也和移相电路130C相同。

移相电路230C的输出通过分压电路160反馈到前级一侧，另外，可变电阻166与构成分压电路160的电阻164并联连接。该可变电阻166由例如FET的沟道电阻形成，根据从图3所示的AGC电路16输出的控制电压调整FET的栅极电压，从而相应地改变FET的沟道电阻。

电阻119和电阻139是为了抑制移相电路210C和230C的增益的变化而设置的，电阻119和139的电阻值R最好按(7)式进行设定。但是，在(7)式中，设电阻118′的电阻值为r、电阻120′的电阻值为mr。

R=mr/(m-1)    …(7)

图16所示的振荡电路10B，通过将电阻119或139与2个移相电路210C、230C连接，防止振荡频率可变时的振幅变化，但是，也可以去掉上述电阻119、139来构成振荡电路。或者，只去掉电阻119或139来构成振荡电路。

在图16所示的振荡电路10B中，根据从AGC电路16输出的控制电压改变分压电路160的分压比，但是，也可以根据从AGC电路16输出的控制电压来改变电阻118′与120′的电阻比和电阻138′与140′的电阻比中的至少一个。

另外，在图16所示的振荡电路10B中，将输入电路14与前级的移相电路210C的前级连接，注入输入信号，但是，输入信号的注入位置不限于前级的移相电路210C的前级一侧，也可以将输入电路14连接在例如移相电路210C和移相电路230C之间而注入输入信号。

(振荡电路的第4变形例)

在图16所示的振荡电路10B中，说明的是在各移相电路的内部包含CR电路的例子，但是，也可以使用在内部包含LR电路的移相电路取代CR电路构成振荡电路。

图17是表示包含LR电路的移相电路的结构的电路图，示出了可以与图16所示的振荡电路10B的前级的移相电路210C置换的结构。图中所示的移相电路210L，是将由图16所示的前级的移相电路210C内的电容114和电阻116构成的CR电路置换为由电阻116和电感117构成的LR电路的移相电路。其他结构和移相电路210C相同，移相电路210L的传递函数和移相量也和移相电路210C相同。

另一方面，图18是表示包含LR电路的移相电路的其他结构的电路图，示出了可以与图16所示的振荡电路10B的后级的移相电路230C置换的结构。图中所示的移相电路230L，是将由图16所示的后级的移相电路230C内的电阻136和电容134构成的CR电路置换为由电感137和电阻136构成的LR电路的移相电路。其他结构和移相电路230C相同，移相电路230L的传递函数和移相量也和移相电路230C相同。

这样，由于图17所示的移相电路210L与图16所示的移相电路210C等价，图18所示的移相电路230L与图16所示的移相电路230C等价，所以，可以将图16所示的2个移相电路210C、230C中的某一方或两者置换为移相电路210L、230L。

将移相电路210C、230C同时置换为移相电路210L、230L时，通过将整个调谐放大器集成化，容易实现振荡频率的高频化。另外，将2个移相电路210C、230C中的某一方置换为移相电路210L或230L时，可以抑制对温度变化引起的振荡频率的变化。

(振荡电路的第5变形例)

在上述振荡电路的第1～第4变形例中，也可以将由晶体管形成的跟随电路与将2个移相电路纵向连接而形成的闭合环路的一部分连接。

图19是表示振荡电路的第5变形例的结构的电路图。图中所示的振荡电路10C，是将由晶体管形成的跟随电路50插入到图13所示的振荡电路10A的前级的移相电路110C的更前级的振荡电路。

该跟随电路50由漏极与正电源Vdd连接、源极通过电阻53与负电源Vss连接的FET52构成。跟随电路50除了利用图19所示的源极跟随电路形成外，也可以利用发射极跟随电路形成。

这样，如果将由晶体管形成的跟随电路与前级的移相电路110C等的更前级纵向连接，就可以弥补由前级的移相电路110C等的输入阻抗引起的损失，与图13等所示的振荡电路10A等相比，可以增大反馈电阻170和输入电阻22的电阻值。特别是，将振荡电路10C等在半导体基板上集成化时，为了减小反馈电阻170等的电阻值，必须增大元件的占有面积，所以，最好连接跟随电路将反馈电阻170等的电阻值增大某种程度。

在图19所示的振荡电路10C中，根据从AGC电路16输出的控制电压改变分压电路160的分压比，但是，也可以根据从AGC电路16输出的控制电压改变移相电路110C内的分压电路的分压比和移相电路130C内的分压电路的分压比中的至少1个。

另外，在图19所示的振荡电路10C中，将输入电路14与前级的移相电路110C的前级连接，注入输入信号，但是，输入信号的注入位置不限于前级的移相电路110C的前级一侧，也可以将输入电路14连接在例如移相电路110C和移相电路130C之间而注入输入信号。这时，最好将图19所示的跟随电路50连接在输入电路14的次级的移相电路和输入电路14之间。

(振荡电路的第6变形例)

在图13所示的振荡电路10A中，将2个移相电路110C和130C组合的移相量设定为360°，但是，也可以将不移相的非反相电路与纵向连接的移相电路110C和130C连接，构成振荡电路。

图20是表示将非反相电路150与2个移相电路的前级连接的振荡电路10D的结构的电路图。图中所示的振荡电路10D内部的移相电路310C、330C，除了分压电路未与运算放大器112或132的输出端子连接外，具有和图13所示的各移相电路110C、130C相同的结构，传递函数和移相量也和移相电路110C、130C相同。但是，在(5)式中，a1=1、在(6)式中，a2=1。

非反相电路150由非反相输入端子输入交流信号、反相输入端子通过电阻154接地的运算放大器152和连接该运算放大器152的反相输入端子与输出端子之间的电阻156构成。非反相电路150具有由2个电阻154、156的电阻比所决定的增益。

2个移相电路310C、330C的增益都为1。因此，在图20所示的振荡电路10D中，通过将上述非反相电路150的增益设定为大于1的值，取代在各移相电路中获取增益，使包含2个移相电路310C、330C而形成的闭合环路的环路增益大于1，进行指定的振荡。

在图20所示的振荡电路10D中，根据从AGC电路16输出的控制电压改变分压电路160的分压比，但是，也可以根据从AGC电路16输出的控制电压改变非反相电路150的增益。

(振荡电路的第7变形例)

上述振荡电路10A、10B、10C、10D以2个移相电路的移相量之和为360°的频率进行指定的振荡工作，但是，也可以将2个进行基本上相同的工作的移相电路组合构成振荡电路，以2个移相电路的移相量之和为180°的频率进行指定的振荡工作。

图21是表示振荡电路的第7变形例的电路图，连接移相电路310C取代图20所示的后级的移相电路330C，连接反相电路180取代非反相电路150。

反相电路180由输入的交流信号通过电阻184输入到反相输入端子同时非反相输入端子接地的运算放大器182和连接在该运算放大器182的反相输入端子和输出端子之间的电阻186构成。交流信号通过电阻184输入到运算放大器182的反相输入端子上时，就从运算放大器182的输出端子输出相位反相的反相信号，该反相信号输入前级的移相电路310C。另外，该反相电路180具有由2个电阻184、186的电阻比决定的指定的增益，通过将电阻186的电阻值设定得大于电阻184的电阻值，可以获得大于1的增益。

在指定的频率，通过2个移相电路310C，相位移相180°，而且由于相位由反相电路180进行反相，所以，总体上相位循环一周，移相量为360°，维持指定的振荡。

(振荡电路的第8变形例)

图21所示的振荡电路10E表示将2个移相电路310C纵向连接的例子，但是，如图22所示的那样将2个移相电路330C纵向连接时，也可以进行振荡工作。

在图22所示的振荡电路10F中，在指定的频率，相位由2个移相电路330C移相180°，而且相位由反相电路180进行反相，所以，总体上相位循环一周，移相量为360°，维持指定的振荡。

然而，图20～图22所示的振荡电路10D、10E、10F都是包含CR电路来构成2个移相电路，但是，也可以包含LR电路来构成。例如，在图20所示的振荡电路10D中，可以将前级的移相电路310C置换为从图14所示的移相电路110L中省略了分压电路的移相电路，或者将后级的移相电路330C置换为从图15所示的移相电路130L中省略了分压电路的移相电路。

在图21、图22所示的振荡电路10E、10F中，根据从图3所示的AGC电路16输出的控制电压改变分压电路160的分压比，但是，也可以根据从AGC电路16输出的控制电压改变反相电路180的增益。这时，可以省略移相电路130C的后级的分压电路160，将移相电路130C的输出直接反馈到前级一侧。或者，使分压电路160内的电阻162的电阻值成为极小的值，从而将分压比设定为1。

另外，图20～图22所示的振荡电路10D、10E、10F将输入电路14与前级的移相电路的前级一侧连接，注入输入信号，但是，输入信号的注入位置不限于前级的移相电路的前级一侧，也可以例如将输入电路14连接在两移相电路之间来注入输入信号。

图20～图22所示的非反相电路150及反相电路180的连接位置不限于前级的移相电路的前级一侧，也可以连接在各移相电路之间或与后级的移相电路的后级一侧连接。

(振荡电路的第9变形例)

上述振荡电路的第1～第8变形例，都在移相电路的内部包含运算放大器，但是，也可以使用晶体管构成移相电路，取代运算放大器。

图23所示的振荡电路10G，由分别使输入的交流信号的相位移相指定量而在指定的频率总计进行360°的移相的2个移相电路410C和430C、不改变移相电路430C的输出信号的相位而以指定的放大率进行放大并输出的非反相电路450、设置在非反相电路450的后级的由电阻162和164构成的分压电路160和反馈电阻170构成。

图23所示的前级的移相电路410C，利用FET412生成与输入信号同相和反相的信号，并将这2个信号通过电容414或电阻416合成后作为输出信号。

设由电容414和电阻416构成的CR电路的时间常数为T₁，该移相电路410C的传递函数可以直接应用(5)式所示的K1(其中，a1＜1)，移相量也和图13所示的移相电路110C的移相量相同。

另一方面，图23所示的后级的移相电路430C利用FET432生成与输入信号同相和反相的信号，并将这2个信号通过电阻436或电容434合成后作为输出信号。

设由电容434和电阻436构成的CR电路的时间常数为T₂，该移相电路430C的传递函数可以直接应用(6)式所示的K2(其中，a2＜1)，移相量也和图13所示的移相电路130C的移相量相同。

另外，图23所示的非反相电路450由分别在漏极与正电源之间连接电阻454、在源极与地之间连接电阻456的FET452、基极与FET452的漏极连接、集电极通过电阻460与FET452的源极连接的晶体管458和用于将适当的偏置电压加到FET452上的电阻462构成。

交流信号输入到栅极上时，FET452就从漏极输出反相的信号。另外，该反相的信号输入到基极上时，晶体管458就从集电极输出进而以使相位反相的信号即输入到FET452的栅极上的信号的相位为基准的同相的信号，该信号从非反相电路450输出。

通过2个移相电路410C、430C在指定的频率移相量之和为360°，这时，通过调整非反相电路450的增益，使环路增益大于1，维持指定的振荡工作。

分压电路160与非反相电路450的后级连接，通过根据从AGC电路16输出的控制电压调整与电阻164并联连接的可变电阻166的电阻值，进行振幅控制，但是，也可以通过改变非反相电路450内的电阻460等的电阻值来调整非反相电路450的增益。

另外，在图23所示的振荡电路10G中，将输入电路14与前级的移相电路410C的前级一侧连接，注入输入信号，但是，输入信号的注入位置不限于前级的移相电路410C的前级一侧，也可以例如将输入电路14连接在移相电路410C和移相电路430C之间来注入输入信号。

(振荡电路的第10变形例)

图23所示的振荡电路10G在各移相电路410C、430C的内部包含CR电路，但是，也可以使用包含由电阻和电感构成的LR电路取代CR电路构成振荡电路。

图24是表示包含LR电路的移相电路的结构的电路图，示出了可以与图23所示的振荡电路10G的前级的移相电路410C置换的结构图中所示的移相电路410L具有将由图23所示的前级的移相电路410C内的电容414和电阻416构成的CR电路置换为由电阻416和电感417构成的LR电路的结构，电阻418和电阻420的电阻值设定为相同的值。插入电感417和FET412的漏极之间的电容419是阻隔直流用的。

图25是表示包含LR电路的移相电路的其他结构的电路图，示出了可以与图23所示的振荡电路10G的后级的移相电路430C置换的结构。图中所示的移相电路430L具有将由图23所示的后级的移相电路430C内的电容434和电阻436构成的CR电路置换为由电阻436和电感437构成的LR电路的结构，电阻438和电阻440的电阻值设定为相同的值。插入电阻436和FET432的漏极之间的电容439是阻隔直流用的。

这样，便可将图23所示的2个移相电路410C和430C中的某一方或两者置换为图24、图25所示的移相电路410L、430L。

(振荡电路的第11变形例)

在图23中，将移相方向不同的2个移相电路410C、430C纵向连接，但是，也可以通过将2个移相电路410C或2个移相电路430C纵向连接而进行振荡工作。

图26是将移相电路410C纵向连接2级的振荡电路10H的电路图，示出了第11变形例。另外，图27是将移相电路430C纵向连接2级的振荡电路10J的电路图。

包含在振荡电路10H、10J中的反相电路480，由分别将电阻484连接在漏极与正电源之间、将电阻486连接在源极与地之间的FET482和将指定的偏置电压加到FET482的栅极上的电阻488构成。另外，反相电路480具有由2个电阻484、486的电阻比决定的指定的增益。

通过2个移相电路410C或2个移相电路430C总体上在指定的频率移相量之和为180°，这时，通过调整反相电路480的增益，使环路增益大于1，维持指定的振荡工作。

然而，图23、图26、图27所示的振荡电路10G、10H、10J由2个移相电路和非反相电路或2个移相电路和反相电路构成，通过所连接的3个电路使在指定的频率总移相量为360°，进行指定的振荡工作。因此，如果只着眼于移相量，按什么样的顺序连接3个电路，都有某种程度的自由度，可以根据需要决定连接顺序。

另外，上述振荡电路10H、10J示出了在移相电路内部包含CR电路的例子，但是，也可以将内部包含LR电路的移相电路纵向连接而构成振荡电路。

在图26、图27所示的振荡电路10H、10J中，根据从AGC电路16输出的控制电压改变分压电路160的分压比，但是，也可以根据从AGC电路16输出的控制电压改变反相电路480内的电阻等的电阻值来调整反相电路480的增益。

另外，在振荡电路10H、10J中，将输入电路14与前级的移相电路的前级一侧连接，注入输入信号，但是，输入信号的注入位置，不限于前级的移相电路的前级一侧，也可以例如将输入电路14连接在前级的移相电路和后级的移相电路之间来注入输入信号。

(振荡电路的第12变形例)

图28是表示振荡电路的第12变形例的电路图。图中所示的振荡电路10K由不改变输入的交流信号的相位而输出的非反相电路550、分别通过使输入信号的相位移位指定量在指定的频率共计进行360°的移相的2个移相电路510C和530C、由设置在后级的移相电路530C的更后级的电阻162和164构成的分压电路160以及反馈电阻170构成。

非反相电路550起缓冲电路的功能，也可以省略该非反相电路550而构成振荡电路。

图28所示的前级的移相电路510C，由以指定的放大率放大2输入的差分电压并输出的差动放大器512、使输入移相电路510C的信号的相位移相指定量并输入到差动放大器512的非反相输入端子上的电容514和电阻516(由该电容514、电阻516构成第2串联电路)、不改变输入信号的相位而将其电压电平分压为约1/2并输入到差动放大器512的反相输入端子上的电阻518和520(由这2个电阻518、520构成第1串联电路)构成。

设由电容514和电阻516构成的CR电路的时间常数为T₁，该移相电路510C的传递函数可以直接应用上述(5)式所示的K1，移相量也和图13所示的移相电路110C等的移相量相同。

另一方面，图28所示的后级的移相电路530C，由以指定的放大率放大2输入的差分电压并输出的差动放大器532、使输入移相电路530C的信号的相位移相指定量并输入到差动放大器532的非反相输入端子上的电阻536和电容534(由该电阻536、电容534构成第2串联电路)、不改变输入信号的相位而将其电压电平分压为约1/2并输入到差动放大器532的反相输入端子上的电阻538和540(由这2个电阻538、540构成第1串联电路)构成。

设由电阻536和电容534构成的CR电路的时间常数为T₂，该移相电路530C的传递函数可以直接应用上述(6)式所示的K2，移相量也和图13所示的移相电路130C等的移相量相同。

通过移相电路510C、530C而在指定的频率移相量之和为360°，这时，通过调整移相电路510C、530C中的至少一方的增益，使环路增益大于1，维持指定的振荡工作。

在图28所示的振荡电路10K中，根据从AGC电路16输出的控制电压改变分压电路160的分压比，但是，也可以根据从AGC电路16输出的控制电压改变差动放大器512、532和非反相电路550中的至少1个的放大率。

另外，在图28所示的振荡电路10K中，将输入电路14与前级的移相电路510C的前级一侧连接，注入输入信号，但是，输入信号的注入位置不限于前级的移相电路510C的前级一侧，也可以例如将输入电路14连接在移相电路510C和移相电路530C之间来注入输入信号。

(振荡电路的第13变形例)

图28所示的振荡电路10K，包含CR电路而构成各移相电路510C、530C，但是，也可以使用将CR电路置换为由电阻和电感构成的LR电路构成振荡电路。

图29是表示包含LR电路的移相电路的其他结构的电路图。图中所示的移相电路510L具有将由图28所示的移相电路510C内的电容514和电阻516构成的CR电路置换为由电阻516和电感517构成的LR电路的结构。

图30是表示包含LR电路的移相电路的其他结构的电路图。图中所示的移相电路530L具有将由图28所示的移相电路530C内的电阻536和电容534构成的CR电路置换为由电感537和电阻536构成的LR电路的结构。

这样，便可将图28所示的2个移相电路510C和530C中的某一方或两者置换为图29、图30所示的移相电路510L、530L。

(振荡电路的第14变形例)

在图28中，将移相方向不同的2个移相电路510C、530C纵向连接，但是，也可以通过将2个移相电路510C或2个移相电路530C纵向连接而进行振荡工作。

图31是将移相电路510C纵向连接2级而构成的振荡电路10L的电路图，示出了第14变形例。另外，图32是使用2个移相电路530C构成的振荡电路10M的电路图。

通过2个移相电路510C或530C而在指定的频率移相量之和为180°，这时，通过调整2个移相电路510C、530C、反相电路580中的至少1个的增益，使环路增益大于1，维持指定的振荡工作。

然而，图23、图26、图27所示的振荡电路10G、10H、10J由2个移相电路和非反相电路或2个移相电路和反相电路构成，通过利用所连接的3个电路在指定的频率使总移相量为360°，进行指定的振荡工作。因此，如果只着眼于移相量，按什么样的顺序连接3个电路，都有某种程度的自由度，可以根据需要决定连接顺序。

在图31、图32所示的振荡电路10L、10M中，根据从AGC电路16输出的控制电压改变分压电路160的分压比，但是，也可以根据从AGC电路16输出的控制电压改变差动放大器512、532和反相电路580中的至少1个的放大率。

另外，在图31、图32所示的振荡电路10L、10M中，将输入电路14与前级的移相电路的前级一侧连接，注入输入信号，但是，输入信号的注入位置不限于前级的移相电路的前级一侧，也可以例如将输入电路14连接在后级的移相电路和后级的移相电路之间来注入输入信号。

图28、图31、图32所示的振荡电路10K、10L、10M将内部包含CR电路的移相电路纵向连接，但是，至少1个移相电路可以在内部包含LR电路而构成。

(其他变形例)

在图2所示的PLL结构的调谐放大器1中使用图13以后说明的各种振荡电路时，可以将例如包含在移相电路110C等的内部的电阻116置换为可变电阻，根据图2所示的低通滤波器5的输出改变该可变电阻的电阻值。具体而言，就是利用FET的沟道电阻形成可变电阻，根据图2所示的低通滤波器5的输出控制该FET的栅极电压。或者，也可以使电阻116保持为固定电阻、而将后级的移相电路130C等的内部的电阻136等置换为利用FET形成的可变电阻。

或者，也可以在前级和后级的移相电路内部分别设置可变电阻。这时，用于使双方的移相电路的各移相量同时可变，所以，具有可以将总体的振荡频率的变化量即振荡频率的可变范围设定大的优点。

另外，也可以使电阻116和电阻136的电阻值保持固定而通过改变电容114等的电容量来改变总体的振荡频率。例如，通过将2个移相电路中的至少一方包含的电容114等置换为可变电容元件，使该电容量可变，便可改变各移相电路的移相量，从而可以硅振荡频率。此外，具体而言，可以利用加在阳极、阴极间的反向偏置电压可变的变容二极管或可以由栅极电压改变栅极电容量的FET形成上述可变电容元件。为了使加到上述可变电容元件的反向偏置电压可变，可以将该可变电容元件与隔直流用的电容串联连接。

构成图13以后所示的各种振荡电路的2个移相电路的连接顺序可以左右颠倒。

另外，图13～图22所示的各种振荡电路通过使用应用了运算放大器的移相电路110C等，实现高的稳定度。但是，采用本实施例的移相电路110C等的使用方法时，由于禁止电压及电压增益越高越不要求太高的性能，所以，也可以使用具有指定的放大率的差动放大器取代各移相电路内的运算放大器。

图33是在运算放大器的结构中抽出移相电路的工作所需要的成分的电路图，全体作为具有指定的放大率的差动放大器而工作。图中所示的差动放大器由利用FET构成的差动输入级100、向该差动输入级100供给恒定电流的恒流电路102、向恒流电路102供给指定的偏置电压的偏置电路104和与差动输入级100连接的输出放大器106构成。如图所示，可以省略在实际的运算放大器中包含的由于获得电压增益的多级放大电路，使差动放大器的结构简化，从而可以实现宽频带化。这样，通过简化电路，可以提高工作频率的上限，所以，可以提高使用该差动放大器构成的振荡电路10A等的振荡频率的上限。

本发明不限于上述实施例，在本发明要旨的范围内，可以进行各种变形实施。

例如，在图2所示的PLL结构的说明中，假定调谐放大器1内的振荡电路10的振荡频率可以根据控制电压而改变，但是，使用振荡频率可以根据控制电流而改变的振荡电路时，可以将控制电压变换为控制电流。

另外，作为移相型的振荡电路的具体例子，除了图3所示的电路外，还有双T型CR振荡电路、向桥T有源BPL加正反馈的振荡电路和维恩桥振荡电路等。

产业上利用的可能性

如上所述，按照本发明，在使振荡电路进行振荡的状态下输入信号时，振荡输出被牵引到输入的信号的频率上进行指定的振荡工作。特别是，由于利用增益控制电路调整输出振幅，所以，即使使振荡电路的振荡频率可变从而改变振荡频率时，增益也不会发生变化。另外，通过调整增益控制电路的响应速度，作为输入的交流信号，可以对AM调制的信号及FM调制的信号等的各种信号进行振荡工作。另外，在进行振荡工作的同时，可以进行信号振幅的放大。

另外，通过将上述振荡电路作为电压控制型振荡电路采用PLL结构，可以很容易地使振荡频率稳定。特别是，上述振荡电路在没有输入信号时进行指定的振荡工作，所以，不论有无输入信号，都可以进行PLL控制。

Claims (34)

1．一种调谐放大器，其特征在于：具有将输出向输入端反馈形成闭合环路并在指定频率进行振荡的振荡电路、控制振荡电路的输出振幅的增益控制电路和向振荡电路的闭合环路的一部分输入信号的输入电路，从由上述输入电路输入的信号中抽出上述振荡电路的振荡频率附近的频率成分而进行振荡工作。

2．权利要求1所述的调谐放大器，其特征在于：上述振荡电路是根据控制电压设定振荡频率的电压控制型振荡电路，通过采用包含上述电压控制型振荡电路的PLL结构，使调谐频率稳定。

3．权利要求1所述的调谐放大器，其特征在于：上述振荡电路通过将至少一方具有频率选择特性的放大电路和反馈电路连接成环状而形成，上述振荡电路在根据上述频率选择特性而设定的指定频率进行振荡工作。

4．权利要求3所述的调谐放大器，其特征在于：上述反馈电路在由上述输入电路输入的信号的频率为指定频率时使该信号的相位移相180°，上述放大电路将从上述反馈电路输出的信号反相放大并输出。

5．权利要求4所述的调谐放大器，其特征在于：上述反馈电路通过将包含电容或电感的电抗元件和电阻的低通滤波器纵向连接多级而构成。

6．权利要求4所述的调谐放大器，其特征在于：上述反馈电路通过将包含电容或电感的电抗元件和电阻的高通滤波器纵向连接多级而构成。

7．权利要求3所述的调谐放大器，其特征在于：上述放大电路包含CMOS反相器而构成。

8．权利要求7所述的调谐放大器，其特征在于：上述放大电路具有与上述反相电路的输入端子串联连接的第1电阻和连接在上述反相器的输入输出端子间的第2电阻，可以根据上述增益控制电路的输出改变上述第1和第2电阻的电阻比。

9．权利要求1所述的调谐放大器，其特征在于：上述振荡电路将包含输出反馈到输入一侧的差动放大器的2个移相电路连接成环状而构成，上述2个移相电路中的任意1个的输出作为振荡信号而输出。

10．权利要求9所述的调谐放大器，其特征在于：上述纵向连接的2个移相电路中的至少一方包括第1电阻的一端与反相输入端子连接并通过上述第1电阻输入交流信号的差动放大器、连接在上述差动放大器的反相输入端子和输出端子之间的第2电阻和由电容或电感的感抗元件和第3电阻构成的与上述第1电阻的另一端连接的串联电路，上述第3电阻和上述感抗元件的连接部与上述差动放大器的非反相输入端子连接。

11．权利要求9所述的调谐放大器，其特征在于：上述纵向连接的2个移相电路中的至少一方包括第1电阻的一端与反相输入端子连接并通过上述第1电阻输入交流信号的差动放大器、与上述差动放大器的输出端子连接的第1分压电路、连接在上述第1分压电路的输出端和上述差动放大器的反相输入端子之间的第2电阻和由电容或电感的感抗元件和第3电阻构成的与上述第1电阻的另一端连接的串联电路，上述第3电阻和上述感抗元件的连接部与上述差动放大器的非反相输入端子连接。

12．权利要求9所述的调谐放大器，其特征在于：上述纵向连接的2个移相电路中的至少一方包括第1电阻的一端与反相输入端子连接并通过上述第1电阻输入交流信号的差动放大器、连接在上述差动放大器的反相输入端子和输出端子之间的第2电阻、一端与上述差动放大器的反相输入端子连接另一端接地的第3电阻和由电容或电感的感抗元件和第4电阻构成的与上述第1电阻的另一端连接的串联电路，上述第4电阻和上述感抗元件的连接部与上述差动放大器的非反相输入端子连接。

13．权利要求9所述的调谐放大器，其特征在于：上述振荡电路具有不改变输入的交流信号的相位而输出的非反相电路，上述非反相电路插入到由纵向连接的2个移相电路形成的闭合回路的一部分，上述振荡电路以通过上述纵向连接的2个移相电路而移相量之和为360°的频率附近的频率进行振荡工作。

14．权利要求9所述的调谐放大器，其特征在于：上述振荡电路具有使输入的交流信号的相位反相而输出的反相电路，上述反相电路插入到由纵向连接的2个移相电路形成的闭合回路的一部分，上述振荡电路以通过上述纵向连接的2个移相电路而移相量之和为180°的频率附近的频率进行振荡工作。

15．权利要求9所述的调谐放大器，其特征在于：由晶体管形成的跟随电路插入到与上述输入电路的次级连接的上述移相电路和上述输入电路之间。

16．权利要求9所述的调谐放大器，其特征在于：第2分压电路插入到由纵向连接的2个上述移相电路形成的闭合回路的一部分，上述振荡电路将输入到上述第2分压电路的交流信号作为振荡信号而输出。

17．权利要求1所述的调谐放大器，其特征在于：上述振荡电路具有分别包含由电容或电感的电抗元件和电阻构成的串联电路的2个移相电路和不改变输入的交流信号的相位而放大并输出的非反相电路，上述2个移相电路和上述非反相电路连接成环状，上述2个移相电路中的至少一方包括将输入的交流信号变换为同相和反相的交流信号并输出的变换单元和使由该变换单元变换的1个交流信号通过上述串联电路的一端、使另一个交流信号通过上述串联电路的另一端而合成的合成单元。

18．权利要求17所述的调谐放大器，其特征在于：上述振荡电路以通过上述纵向连接的2个移相电路而移相量之和为360°的频率附近的频率进行振荡工作。

19．权利要求17所述的调谐放大器，其特征在于：分压电路插入到由上述纵向连接的2个移相电路和上述非反相电路形成的闭合回路的一部分，上述振荡电路将输入到上述分压电路的交流信号作为振荡信号而输出。

20．权利要求19所述的调谐放大器，其特征在于：根据上述增益控制电路的输出调整上述分压电路的分压比，用以使上述振荡电路的输出振幅基本上保持一定。

21．权利要求17所述的调谐放大器，其特征在于：根据上述增益控制电路的输出调整上述非反相电路的增益，用以使上述振荡电路的输出振幅基本上保持一定。

22．权利要求1所述的调谐放大器，其特征在于：上述振荡电路具有分别包含由电容或电感的电抗元件和电阻构成的串联电路的2个移相电路和将输入的交流信号的相位反相放大并输出的反相电路，上述2个移相电路和上述反相电路连接成环状，上述2个移相电路中的至少一方包括将输入的交流信号变换为同相和反相的交流信号并输出的变换单元和使由该变换单元变换的一个交流信号通过上述串联电路的一端、使另一个交流信号通过上述串联电路的另一端进行合成的合成单元。

23．权利要求22所述的调谐放大器，其特征在于：上述振荡电路以通过上述纵向连接的2个移相电路而移相量总计为180°的频率附近的频率进行振荡工作。

24．权利要求22所述的调谐放大器，其特征在于：分压电路插入到由上述纵向连接的2个移相电路和上述反相电路形成的闭合环路的一部分，上述振荡电路将输入上述分压电路的交流信号作为振荡信号而输出。

25．权利要求24所述的调谐放大器，其特征在于：根据上述增益控制电路的输出调整上述分压电路的分压比，用以使上述振荡电路的输出振幅基本上保持一定。

26．权利要求22所述的调谐放大器，其特征在于：根据上述增益控制电路的输出调整上述反相电路的增益，用以使上述振荡电路的输出振幅基本上保持一定。

27．权利要求9所述的调谐放大器，其特征在于：包含在上述振荡电路中的上述2个移相电路中的至少一方包含由电阻值基本上相等的第1和第2电阻构成的第1串联电路、由电容或电感的电抗元件和第3电阻构成的第2串联电路和以指定的放大率放大并输出构成上述第1串联电路的上述第1和第2电阻的连接点的电位与构成上述第2串联电路的上述电抗元件和上述第3电阻的连接点的电位之差的差动放大器，交流信号分别输入到上述第1和第2串联电路的一端。

28．权利要求27所述的调谐放大器，其特征在于：上述振荡电路具有不改变输入的交流信号的相位而输出的非反相电路，上述非反相电路插入到由上述纵向连接的2个移相电路形成的闭合回路的一部分，上述振荡电路以通过上述纵向连接的2个移相电路而移相量之和为360°的频率附近的频率进行振荡工作。

29．权利要求27所述的调谐放大器，其特征在于：上述振荡电路具有使输入的交流信号的相位反相而输出的反相电路，上述反相电路插入到由上述纵向连接的2个移相电路形成的闭合回路的一部分，上述振荡电路以通过上述纵向连接的2个移相电路而移相量之和为180°的频率附近的频率进行振荡工作。

30．权利要求27所述的调谐放大器，其特征在于：分压电路插入到由纵向连接的2个上述移相电路形成的闭合回路的一部分，上述振荡电路将输入到上述分压电路的交流信号作为振荡信号而输出。

31．权利要求30所述的调谐放大器，其特征在于：根据上述增益控制电路的输出调整上述分压电路的分压比，用以使上述振荡电路的输出振幅基本上保持一定。

32．权利要求27所述的调谐放大器，其特征在于：根据上述增益控制电路的输出调整上述差动放大器的增益，用以使上述振荡电路的输出振幅基本上保持一定。

33．权利要求28所述的调谐放大器，其特征在于：根据上述增益控制电路的输出调整上述非反相电路的增益，用以使上述振荡电路的输出振幅基本上保持一定。

34．权利要求29所述的调谐放大器，其特征在于：根据上述增益控制电路的输出调整上述反相电路的增益，用以使上述振荡电路的输出振幅基本上保持一定。

Images