CN1210540C - 减少偏差的高精度感应电流位置传感器 - Google Patents

Abstract

一种减少偏差位置传感器，在标尺上采用至少一个耦合回路，将读入头上的发送器绕组感应耦合到一或多个接收器绕组。发送器绕组产生至少一个初级磁场，它通过初级磁场感应耦合到耦合回路的第一耦合部件。耦合回路的第二回路部件产生次级磁场。每个接收器绕组通过次级磁场感应耦合到耦合回路的第二回路部件。发送器绕组或接收器绕组的至少一个绕组形成于与耦合回路尺寸互补的周期性图形内。该绕组结构用以降低器件中的寄生感应耦合。

Description

减少偏差的高精度感应电流位置传感器

技术领域

本发明涉及感应电流线性和旋转位置传感器。尤其涉及改进了绕组结构以提高有用输出信号分量比例的旋转和线性感应电流位置传感器。

背景技术

1995年5月16日提交并在此结合作参考的第08/441,769号美国专利申请，披露了一种增强型感应电流位置传感器。1996年5月13日提交并在此结合作参考的第08/645,483号美国专利申请，披露了采用感应电流位置传感器的电子卡规。该两件申请都披露了用于感应电流位置传感器的有关信号处理技术。

图1和图2大致示出该两件申请的感应电流位置传感器的工作原理。如图1所示，感应电流位置传感器100包括可相对标尺移动的读入头120。标尺110和读入头120较佳地形成于采用标准印刷电路板工艺的印刷电路板上。

多个磁通调制器112沿着感应电流位置传感器100的测量轴114分布，其节距等于波长λ(以下将作更为详细的描述)。磁通调制器112沿着测量轴114具有λ/2的标称宽度。磁通调制器112沿垂直于测量轴114的方向上具有宽度d。

读入头120包括通常为矩形的发送器绕组122，它连接到驱动信号发生器150。驱动信号发生器150向发送器绕组122提供时变驱动信号。时变驱动信号较佳地为高频正弦波信号、脉冲信号或指数衰减正弦波信号。当时变驱动信号加到发送器绕组122时，流入发送器绕组122的时变电流产生相应的时变或变化磁场。由于发送器绕组122通常为矩形形状，所产生的磁场在位于发送器绕组122中心部分的磁通区域内基本上为恒定。

读入头进一步包括置于读入头上的第一接收器绕组124和第二接收器绕组126，它们位于发送器绕组122内部的磁通区域内。第一接收器绕组124和第二接收器绕组126的每一个绕组均由多个第一回路段128和第二回路段129组成。第一回路段128在一层印刷电路板的第一面上形成。第二回路段129在该层印刷电路板的另一面上形成。该层印刷电路板作为第一回路段128与第二回路段129之间的一个电绝缘层。每个第一回路段128的每一端都通过该层印刷电路板内形成的直通线130连接到一个第二回路段129的一端。

第一和第二回路段128和129较佳地呈正弦曲线形。因此，如图1所示，组成每个接收器绕组124和126的第一和第二回路段128和129形成了波长为λ的正弦形周期图形。这样，每个接收器绕组124和126形成有多个回路132和134。

每个第一和第二接收器绕组124和126内的回路132和134沿着测量轴114具有等于λ/2的宽度。这样，每对相邻的回路132和134的宽度等于λ。再者，第一和第二回路段128和129遍及每对相邻回路132和134内的整个正弦周期。这样，λ对应于第一和第二接收器绕组124和126的正弦波长。此外，接收器绕组126沿着测量轴114与第一接收器绕组124偏差λ/4。即第一和第二接收器绕组124和126是正交的。

来自驱动信号发生器150的交变驱动信号被加到发送器绕组122，使发送器绕组122内的电流从第一端122a流入，经发送器绕组122并经第二端122b流出。这样，由发送器绕组122产生的磁场穿入图1所示发送器绕组122内的纸面，并穿出图1所示发送器绕组122外的纸面。因此，发送器绕组122内的交变磁场在接收器绕组124和126内形成的每个回路132和134内产生一个感应电动势(EMF)。

回路132和134的绕向相反。这样，回路132内感应的EMF的极性与回路134内感应的EMF的极性相反。回路132和134包围相同面积的区域，这样就额定包围了同量的磁通。因此，每个回路132和134内产生的EMF的绝对量额定相同。

第一和第二接收器绕组124和126的每个绕组内较佳地有等量的回路132和134。理想地，回路132内感应的正极性EMF与回路134内感应的负极性EMF有精确的偏差。因此，第一和第二接收器绕组124和126的每个绕组上的净额定EMF为零，这样，作为只有从发送器绕组122直接耦合到接收器绕组124和126的结果，最好，无信号从第一和第二接收器绕组124和126输出。

当读入头120靠近置于标尺110时，由发送器绕组122产生的变化磁通也通过磁通调制器112。磁通调制器112调节变化磁通并可以成为磁通增强器或磁通削弱器。

当磁通调制器112用作磁通削弱器时，磁通调制器112作为导电板或导电薄膜形成于标尺110上。当变化磁通通过导电板或导电薄膜时，导电板或导电薄膜内产生涡流。这些涡流又产生磁场，磁场方向与发送器绕组122产生的磁场方向相反。于是，在靠近每个磁通削弱器型的磁通调制器112的区域内，其净磁通小于远离磁通削弱器型的磁通调制器112区域内的净磁通。

当标尺110相对读入头120设置时，使磁通削弱器112与接收器绕组124的正极性回路132对准，正极性回路132内产生的净EMF与负极性回路134内产生的净EMF相比减少了。这样，接收器绕组124变成非平衡并在其输出端124a和124b两端具有净负信号。

同样，当磁通削弱器112与负极性回路134对准时，通过负极性回路134的净磁通被削弱或减少。这样，负极性回路134内产生的净EMF相对正极性回路132内产生的净EMF减少了。这样，第一接收器绕组124在它的输出端124a和124b的两端具有净的正信号。

当磁通调制器112用作为磁通增强器时，其结果恰恰相反。磁通增强型磁通调制器112由置于标尺110内或其上的高导磁率材料制成。发送器绕组112产生的磁通优先通过高导磁率的磁通增强器型磁通调制器112。即，磁通增强器112内的磁通密度增强了，而磁通增强器112外区域内的磁通密度减少了。

这样，当磁通增强器112与第二接收器绕组126的正极性回路132对准时，通过正极性回路132的磁通密度大于通过负极性回路134的磁通密度。于是，正极性回路132内产生的净EMF增加，而负极性回路134内感应的净EMF减少。这样将作为正信号出现在第二接收器绕组126的端子126a和126b两端。

当磁通增强器与负极性回路134对准时，负极性回路134相对正极性回路132内感应的EMF产生增强的EMF。这样，负信号将出现在第二接收器绕组126的端子126a和126b两端。如合并的参考所述，希望能将磁通增强和磁通削弱作用组合在一个标尺内，其中，磁通增强器和磁通削弱器沿着标尺110的长度排列成交错层。由于两类磁通调制器的作用组合相加，这样将起到增强感应EMF的调节作用。

如上所述，磁通调制器112的宽度和高度分别额定为λ/2和d，而磁通调制器112的节距额定为λ。同样，第一和第二接收器绕组122和124内形成的周期图形的波长额定为λ，回路132和134的高度额定为d。再者，回路132和134的每个回路包围额定恒量的区域。

图2A表示当磁通调制器112相对正极性回路132移动时，来自正极性回路132的与位置有关的输出。假设磁通调制器112为磁通削弱器，则最小信号幅值对应于磁通削弱器112与正极性回路132精确对准的那些位置，而最大幅值位置对应于与负极性回路134对准的磁通削弱器112。

图2B表示来自每个负极性回路134的信号输出。当采用图2A所示的信号时，最小信号幅值对应于磁通削弱器112与正极性回路132精确对准的那些位置，而最大信号输出对应于磁通削弱器与负极性回路134精确对准的那些位置。可以理解，如果用磁通增强器替换磁通削弱器，则图2A和2B中的最小信号幅值将对应于与负极性回路134对准的磁通增强器112，而最大信号幅值将对应于与正极性回路132对准的磁通增强器112。

图2C表示由第一和第二接收器绕组124和126的任一绕组输出的净信号。该净信号等于正、负极性回路132和134输出信号的总和，即，图2A和2B所示信号总和。图2C所示的净信号将理想地对零对称，即，正、负极性回路132和134将精确地平衡产生零偏对称输出。

然而，实际器件中，“直流”(与位置无关)分量通常出现在净信号内。该直流分量为偏差信号V_o；该偏差V_o为寄生信号分量，它使信号处理变得复杂并导致讨厌的位置测量误差。该偏差有两个主要来源。

首先，满幅度发送器场通过第一和第二接收器绕组124和126。如上所述，在每个回路132和134内感应一个电压。由于回路132和134具有相反的绕向，感应电压名义上被消除。然而，为了完全消除接收器绕组中的感应电压，要求正、负回路132和134完美的定位和成型，达到完美的平衡结果。由于由发送器绕组122直接感应到接收器绕组回路132和134的电压比磁通调制器112引起的感应电压的调节更强，故平衡容差是关键。实际上，制作容差总是妨碍着理想容差。

其次，磁通调制器112产生的空间调制场也呈现了与位置无关的平均偏差分量。即，发送器绕组122产生的磁场内，磁通调制器112都在磁场内造成相同极性的空间调制。例如，当采用磁通削弱器时，由于发送器场内的磁通削弱器都产生相同极性的次级磁场，来自磁通调制器的感应涡流场具有偏差。同时，各磁通削弱器之间的空间不产生次级磁场。

这样，接收器绕组124和126的每个正极性回路132和每个负极性回路134都看到一个具有相同极性的并在一个最小值与一个最大值之间变化的净磁场。该函数的平均值并不对零平衡，即它具有大的额定偏差。同样，当采用磁通增强器时，由于发送器绕组122内的增强器都产生相同的场调制，故因磁通增强器产生的场调制具有一个偏压，而调制器之间的空间不提供调制。因此，每个接收器绕组124或126的每个正极性和负极性回路132或134都看到一个具有相同极性的在最小值与最大值之间变化的空间调制场。该函数的平均值还具有大的额定偏差。

具有相等数目的相同正极性和负极性回路132和134的接收器绕组有助于消除偏差分量。然而，根据前面所述，正、负极性回路132和134之间的不完全平衡允许残余的偏差。

希望单只通过第一和第二接收器绕组124和126内正、负极性回路132和134之间的对称性来消除这些偏差分量。这对接收器绕组124和126的制造精度提出了非常紧迫的要求。制造传感器100的经验表明，要消除感应电流位置传感器100的误差来源实际上是不可能的。

与传感器位置无关的任何信号分量，诸如前述的偏差分量，被视为至传感器操作的寄生信号。这种寄生信号使所需的信号处理电路变得复杂，否则，导致危及传感器精度的误差。

其它有关技术描述了简单的绕组结构，通过使接收器绕组远离发送器绕组产生的场，简单地减少发送器绕组与接收器绕组之间的寄生耦合。然而，该技术的有效性仅仅取决于发送器绕组与接收器绕组之间的分离程度，因此，该技术与紧凑型高精度位置传感器的要求有抵触。另外，发送器场可以限制在磁导率材料中，从而使提供的分离度的有效性增大。然而，在实际器件中，此种技术导致附加的复杂性，高成本以及对外磁场敏感。

再者，结合这些技术描述的简单绕组结构决不会包括产生一个测量范围显著超过发送器绕组和接收器绕组跨距之器件。此外，简单绕组结构对于给定测量范围不能提供显著提高每单位位移的输出信号变化程度。这样，这些器件的实际测量分辨率因给定的测量范围而受到限制。

因此，对能够抑制寄生信号分量和外磁场的高精度感应测量器件的要求就是紧凑、结构简单且无需增加制造和电路精度即能在扩展的测量范围内拥有高分辨率测量，这在以前并无发现。

发明内容

本发明提供一种绕组结构改进的感应电流位置传感器。该改进的绕组结构提高了有用输出信号分量相对输出信号中寄生(偏差)分量的比例，无需提高传感器的制造精度。再者，该绕组结构提供了相对给定的测量范围，提高输出信号每单位位移之变化程度的手段。

这是通过绕组结构实现的，即使发送器绕组与接收器绕组之间的寄生耦合减至最小和零，同时通过与多个空间调制绕组相互作用的刻度上的多个耦合绕组，在发送器绕组与接收器绕组之间提供增强的与位置有关的耦合。

本发明进一步提供一种“减小偏差”的感应电流位置传感器，其刻度和读入头可沿着测量轴相互相对移动。该读入头包括一对沿着测量轴延伸的接收器绕组。该读入头进一步包括沿着测量轴延伸，并沿着与测量轴垂直的方向位于接收器绕组外的发送器绕组。

在本发明的第一个实施例的感应电流位置传感器中，发送器绕组被划分为第一发送器回路和第二发送器回路，其中，第一发送器回路置于接收器绕组的一侧上，第二发送器回路置于接收器绕组的另一侧上。由发送器绕组第一和第二回路产生的磁场在接收器绕组区域内相互抵销。它使发送器绕组至接收器绕组的任何直接耦合的寄生影响减至最小。

刻度构件具有多个第一耦合回路，它沿测量轴延伸并与也是沿测量轴延伸的多个第二耦合回路交错排列。第一耦合回路具有与第一发送器绕组回路对准的第一部件，以及与接收器绕组对准的第二部件。同样，第二耦合回路具有与第二绕组回路对准的第一部件，以及与接收器绕组对准的第二部件。在本发明第二个实施例的感应电流位置传感器中，发送器仅具有一个回路，它旁靠读入头上接收器绕组而设置。本例中，刻度构件具有多个第一耦合回路，它们沿测量轴排列并且与也是沿测量轴排列的多个第二耦合回路交错排列。该第一和第二耦合回路两者具有与发送器绕组对准的第一部件，以及与接收器绕组对准的第二部件。

每个第一耦合回路的第一和第二部件串联连接并且呈“非绞扭状”。这样，在第一耦合回路的第一和第二部件内感应的磁场具有相同的极性。相反，每个第二耦合回路的第一和第二部件串联连接并且呈“绞扭状”。此时，在第二耦合回路的第一和第二部件内感应的磁场则具有相反的极性。这样，当激励发送器绕组时，在接收器绕组下的区域内，沿着测量轴产生一个交变感应磁场。

这些绕组结构基本上消除了一些寄生信号分量，以经济的设计形成简化了的信号处理和改进的传感器精度和稳健性。

本发明的这些和其它的特征和优点在以下对较佳实施例的详细描述中将作进一步说明或变得更为明白。

以下将参照附图详细描述本发明的较佳实施例。

附图说明

图1表示一种已知的感应电流位置传感器，它含有讨厌的寄生信号偏差分量；

图2A表示图1所示正极性回路与位置有关的输出；

图2B表示图1所示负极性回路与位置有关的输出；

图2C表示图1所示正极性回路和负极性回路与位置有关的净输出；

图3表示本发明的减少偏差的感应电流位置传感器的第一个较佳实施例的标尺；

图4表示本发明的减少偏差的感应电流位置传感器的第一个较佳实施例；

图5表示本发明的减少偏差的感应电流位置传感器的第二个较佳实施例的读入头；

图6表示作为标尺与图5所示读入头相对位置之函数的信号幅值；

图7示意性表示图5所示三相绕组的矢量相位图；

图8A表示本发明的减少偏差的感应电流位置传感器的第三个实施例的标尺；

图8B更详细地表示图8A所示标尺的第一部分；

图8C更详细地表示图8A所示标尺的第二部分；

图8D表示根据第三个较佳实施例的减少偏差的感应电流位置传感器的一种传感器；

图9A表示本发明的减少偏差的感应电流位置传感器的第一个较佳实施例的截面图；

图9B表示本发明的减少偏差的感应电流位置传感器的第二个较佳实施例的截面图；

图10是图5所示读入头及其相关的信号处理电路的方框图；

图11是图10所示三通道电子单元中一个通道的定时图。

具体实施方式

图3和图4表示第一个实施例的减低偏差的感应电流位置传感器200，它产生通常称为“增量”的一类输出。“增量”意味着传感器产生一个周期输出，该输出按照与设计有关的传感器位移增量重复产生。尤其是，图3表示第一个实施例的传感器200的减低偏差的标尺210。如图3所示，减低偏差标尺210包括多个第一闭环耦合回路212，它们与多个第二闭环耦合回路216交错排列。每个耦合回路212和216与多个第一和第二耦合回路212和216的其它耦合回路电隔离。

多个第一耦合回路212的每一个包括由一对连接导体215连接的第一回路部件213和第二回路部件214。同样，多个第二耦合回路216的每一个包括由一对连接导体219连接的第一回路部件217和第二回路部件218。

在多个第一耦合回路212中，第一回路部件213沿着标尺210的一个侧缘设置，并沿着测量轴114排列。第二回路部件214沿着标尺210的中央设置，并沿着测量轴排列。连接导体215垂直于测量轴114延伸，将第一回路部件213连接到第二回路部件214。

同样，在多个第二耦合回路216中，第一回路部件217沿着标尺210的第二侧缘设置，并沿着测量轴114排列。第二回路部件218沿着标尺210的中央设置，并沿着测量轴排列，与耦合回路212的第二回路部件214交错排列。连接导体219通常垂直于测量轴114延伸，将第一回路部件217连接到第二回路部件218。

如图4所示，传感器200的读入头220包括具有第一发送器绕组部件223A和第二发送器绕组部件223B的发送器绕组222。如图4所示，第一发送器绕组部件223A置于读入头220的第一侧缘，而第二发送器绕组部件223B置于读入头220的另一侧缘。第一和第二发送器绕组部件223A和223B的每一个具有同样的长尺寸，沿着测量轴114延伸。再者，第一和第二发送器绕组部件223A和223B的每一个具有短尺寸，沿着与测量轴垂直的方向延伸一个距离d₁。

发送器绕组222的端子222A和222B连接到发送器驱动信号发生器150。发送器驱动信号发生器150将一个时变驱动信号输出到发送器绕组端子222A。这样，一个时变电流经发送器绕组222从发送器绕组端子222A流到发送器端子222B，如图4所示。

第一发送器绕组部件223A产生一个初级磁场，从图4所示第一发送器绕组部件223A内部的纸面穿出，并穿进图4所示由第一发送器绕组部件223A形成之环路的外面。反之，第二发送器绕组部件223B产生一个初级磁场，从图4所示第二发送器绕组部件223B形成之环路外的纸面穿出，并穿进图4所示由第二发送器绕组部件223B形成之环路内的纸面。耦合回路212和216内感应的电流抵销了磁场变化。

耦合回路部件213和217的每个部件内的感应电流的流动方向，与发送器回路223A和223B各个相邻部件内电流的流动方向相反。如图4所示，标尺中央部分内第二回路部件214和218相邻部件具有呈相反极性的回路电流。这样，次级磁场形成有沿着标尺中部周期性分布的极性相反的磁场部分。该周期性次级磁场的波长λ等于连续的第二回路部件214(或218)之间的距离。

读入头220还包括通常与图1所示的第一和第二接收器绕组124和126相同的第一和第二接收器绕组224和226。尤其是，与图1所示的第一和第二接收器绕组124和126相同，第一和第二接收器绕组224和226的每一个由多个正弦形回路段228和229组成，它们在形成读入头220的印刷电路板的绝缘层的相对两侧面上形成。

回路段228和229通过直通线230连接，在第一和第二接收器绕组222和226的每个绕组内形成交替的正极性回路232和负极性回路234。接收器绕组224和226位于第一与第二发送器部件223A与223B之间的读入头220的中央。第一和第二接收器绕组224和226的每一个沿着与测量轴垂直的方向延伸一个距离d₂。

此结构中通常可避免从发送器回路耦合至接收器回路的寄生信号(与位置无关并与标尺无关)。即，由第一和第二发送器部件223A和223B产生的初级磁场在第一和第二接收器绕组224和226附近指出相反的方向。这样，在第一和第二接收器绕组224和226所占有的区域内，初级磁场相互抵销。

第一和第二接收器绕组224和226与第一和第二发送器绕组部件223A和223B间隔相等的距离d₃。这样，由第一和第二接收器绕组224和226占有的读入头220部分内的第一和第二发送器绕组部件223A和223B的每一个部件所产生的磁场呈相对对称。由此，关联的感应作用有效地相互抵销。这样，通过将发送器绕组设置成远离接收器绕组，将因直接耦合至第一和第二发送器绕组部件223A和223B的寄生信号而在第一和第二接收器绕组224和226内感应的净电压减低到第一限度。其次，对称设计有效地将净寄生耦合减低至零。

多个第一耦合回路212的每一个按与第一和第二接收器绕组224和226的波长λ相等的节距设置，再者，第一回路部件213的每一个沿着测量轴114延伸一个距离，该距离尽可能接近波长λ，同时在第一回路部件213的相邻部件之间提供绝缘间隔201。此外，第一回路部件213沿着与测量轴114垂直的方向延伸一个距离d₁。

类似地，多个第二耦合回路216的每一个按波长等于λ的节距排列。第一回路部件217相互尽可能紧地按波长λ沿着测量轴延伸，同时在相邻的第一回路部件217之间提供空间201。第一回路部件217也沿着与测量轴114垂直的方向延伸一个距离d₁。

多个第一和第二耦合回路212和216的第二回路部件214和218也设置得使节距等于波长λ。然而，第二回路部件214和218的每一个尽可能紧地只按波长λ的二分之一沿着测量轴延伸。绝缘空间202设置在多个第一和第二耦合回路212和216的每对相邻的第二回路部件214和218之间，如图4所示。这样，多个第一和第二耦合回路212和216的第二回路部件214和218就沿着标尺210的长度交错排列。最后，第二回路部件214和218的每个部件沿着与测量轴114垂直的方向延伸距离d₂。

如图4所示，第二回路部件214和218与相应的第一回路部件213和217间隔一个距离d₃。因此，如图4所示，当读入头220靠近标尺210设置时，第一发送器绕组部件223A与多个第一耦合回路212的第一回路部件213对准。同样，第二发送器绕组部件223B与多个第二耦合回路216的第一回路部件217对准。最后，第一和第二接收器绕组224和226与第一和第二耦合回路212和216的第二回路部件214和218对准。

操作时，时变驱动信号与发送器驱动信号发生器150输出至发送器绕组端子222A。这样，第一发送器绕组部件223A产生具有第一方向的第一变化磁场，而第二发送器绕组部件223B产生具有与第一方向相反的第二方向的第二变化磁场。该第二磁场具有一个场强，它等于第一发送器绕组部件223A产生之第一磁场的场强。

多个第一耦合回路212的每一个通过第一发送器绕组部件223A产生的第一磁场，感应耦合到第一发送器绕组部件223A。这样，感应电流按顺时针方向流经多个第一耦合回路212的每个回路。同时，多个第二耦合回路216通过第二发送器绕组部件223B产生的第二磁场，感应耦合到第二发送器绕组部件223B。这样就导致逆时针方向的电流流经多个第二耦合回路216的每个回路。即，流经耦合回路212和216的第二部件214和218的电流按相反方向流动。

在第一耦合回路212的第二部件214内顺时针流动的电流产生一个第三磁场，它穿入图4所示第二部件214内部的纸面。反之，第二耦合回路216的第二回路部件218内逆时针流动的电流产生一个第四磁场，它穿出图4所示第二耦合回路216的第二回路部件218内部的纸面。由此，沿着测量轴114形成一个净交变磁场。该净交变磁场拥有的波长等于第一和第二接收器绕组224和226的波长λ。

因此，当第一接收器绕组224的正极性回路232与第二回路部件214或218的任一个对准时，第一接收器绕组224的负极性回路234与第二回路部件214或218的另一个对准。当第二接收器绕组226的正极性回路232和负极性回路234与第二回路部件214和218对准时，情况也是这样。由于第二回路部件214和218产生的交变磁场以与第一和第二接收器绕组224和226的空间调制相同的波长进行空间调制，对于正、负极性回路232和234的每个回路而言，它与第二回路部件214对准时所产生的EMF同它与第二回路部件218对准时所产生的EMF数值相等而方向相反。

这样，当读入头相对标尺210移动时，正极性回路232的净输出为读入头沿着标尺的位置“x”的正弦函数，寄生耦合引起的输出信号的偏差分量额定为零。同样，当读入头220相对标尺210移动时，负极性回路234的净输出也为读入头沿着标尺之位置“x”的正弦函数，寄生耦合引起的输出信号的偏差分量额定为零。正极性回路232和负极性回路234的EMF部分为同相。它们由此产生一个与图2C对应的与位置有关的净输出信号，但在本较佳实施例中，因寄生耦合而产生的直流偏压V。被减低到了无足轻重地步。

最后，第一和第二接收器绕组224和226象第一和第二接收器绕组124和126那样成正交，因此，作为x的函数、输出到接收器信号处理电路140的由第一接收器绕组224所产生的输出信号，与作为x的函数、输出到接收器信号处理电路140的第二接收器绕组226输出的信号有90°的相位差。

接收器信号处理电路140输入并取样来自第一和第二接收器绕组224和226的输出信号，将这些信号转换为数字值，并将它们输出到控制单元160。控制单元160处理这些数字化输出信号，以确定波长λ范围内读入头220与标尺210之间的相对位置x。

可见，采用合适的直通线结构，或者正极性回路232或者负极性回路234，其与测量轴垂直的宽度都可以减小至零(在相邻的回路之间实际上变成简单的导电部件)。在此情况下，第一和第二接收器绕组224和226变成单极磁通接收器，对外部磁场的灵敏度增高，其输出信号幅值减小到前述实施例的一半(由于消除了回路区域)。

然而，修改的设计保留了许多富有创造性的利益。由于对称的发送器绕组结构，经由回路的净寄生磁通仍额定为零。每个接收器绕组224和226的输出信号仍从最大正值摆动至最大负值，具有额定的零偏差。由于标尺部件和接收器绕组的互补周期性结构，对于给定的测量范围，每单位位移的输出信号变化程度仍非常高。

根据第一和第二接收器绕组224和226正交输出的性质，控制单元160能够确定读入头220与标尺210之间相对运动的方向。通过本领域熟练人员所知，并在此结合为参考资料披露的信号处理方法，控制单元160对横向运动的部分或整个“增量的”波长λ计数。控制单元160利用波长λ内的数字和相对位置，根据一个设定起点输出读入头220与标尺210之间的相对位置。

控制单元160还将控制信号输出到发送器驱动信号发生器150，以产生时变发送器驱动信号。可见，本发明结合作为参考资料描述的任何一种信号发生和处理电路，都可以用来实施接收器信号处理电路140、发送器驱动信号发生器150和控制单元160。因此，这些电路将不再作进一步的描述。

图5表示第二个实施例的可以与图3所示标尺一起使用的读入头。此类读入头内的接收器具有3个接收器绕组324、326和327。这些接收器绕组沿着测量轴相互偏差1/3波长λ。图6表示沿着测量轴作为位置x之函数的3个接收器输出的信号函数。

可见，理想的正弦输出函数实际上很难达到，与理想的正弦输出的偏离包含了传感器基波波长的空间谐波。因此，该第二个较佳实施例的减小偏差感应电流位置传感器的三相结构，比之第一个较佳实施例的减小偏差感应电流位置传感器具有很大的优点，其中，可以大大消除作为位置测量误差来源的、对x的各个接收器绕组的信号函数中的三次谐波分量。

通过如图7所示组合接收器绕组的输出可实现消除三次谐波，其中，3个绕组按星形结构连接，用以确定位置的信号在星的几个角之间发生。通过从接收器绕组324、326和327单独测量每个输出信号，然后在数字信号处理电路中按相应的方法将它们组合计算，也可以进行消除。以下等式说明如何通过合适地组合原始的三相信号(用U_R，U_S和U_T表示)来消除三次谐波分量。

假设每个未处理的相位信号包含了基本的正弦波信号加上三次谐波信号，3个相位具有相同的幅值，然后：

$U_R=A_0\sin \left(2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}}\right)+A_3\sin \left(2\mathrm{\π}\frac{3x}{\mathrm{\λ}}\right)$

$U_S=A_0\·\sin \left(2\mathrm{\π}\frac{x+\frac{\mathrm{\λ}}{3}}{\mathrm{\λ}}\right)+A_3\sin \left(2\mathrm{\π}\frac{3(x+\frac{\mathrm{\λ}}{3})}{\mathrm{\λ}}\right)$

$=A_0\·\sin (2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})+A_3\sin (2\mathrm{\π}\frac{3x}{\mathrm{\λ}}+2\mathrm{\π})$

$=A_0\·\sin (2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})+A_3\sin \left(2\mathrm{\π}\frac{3x}{\mathrm{\λ}}\right);$

$U_T=A_0\·\sin \left(2\mathrm{\π}\frac{x-\frac{\mathrm{\λ}}{3}}{\mathrm{\λ}}\right)+A_3\sin \left(2\mathrm{\π}\frac{3(x-\frac{\mathrm{\λ}}{3})}{\mathrm{\λ}}\right)$

$=A_0\·\sin (2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})+A_3\sin (2\mathrm{\π}\frac{3x}{\mathrm{\λ}}-2\mathrm{\π})$

$=A_0\·\sin (2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})+A_3\sin \left(2\mathrm{\π}\frac{3x}{\mathrm{\λ}}\right)$

通过相互两两相减上述信号产生新的信号便消除了三次谐波，得到：

$V_R=U_T-U_S=A_0\left(\sin \right(2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}}-\frac{2\mathrm{\π}}{S})-\sin (2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}\left)\right)=-A_0\sqrt{3}\cos 2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}}$

$V_S=U_R-U_T=A_0\left(\sin \right(2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}})-\sin (2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}\left)\right)=A_0\sqrt{3}\cos (2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}}-\frac{2\mathrm{\π}}{6})$

$V_T=U_S-U_R=A_0\left(\sin \right(2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})-\sin (2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}}\left)\right)=A_0\sqrt{3}\cos (2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}}+\frac{2\mathrm{\π}}{6})$

为了按相同方式获得用于位置计算的正交信号，组合V_s和V_T：

$V_Q=V_S-V_T=A_0\sqrt{3}\left(\cos \right(2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}}-\frac{2\mathrm{\π}}{6})-\cos (2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}}+\frac{2\mathrm{\π}}{6}\left)\right)$

$=A_0\sqrt{3}*2\sin 2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}}\sin (-\frac{2\mathrm{\π}}{6})=A_{0}3\sin 2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}})$

在增量波长范围内确定合适的四分之一波长位置象限后，用下式计算四分之一波长范围内的内插值位置；

$\frac{V_Q}{-V_R}=\sqrt{3}*\tan \left(2\mathrm{\π}\frac{x}{\mathrm{\λ}}\right)$

解出x为：

$x=\frac{\mathrm{\λ}}{2\mathrm{\π}}*\mathrm{ta}{n}^{-1}\left(\frac{V_Q}{-V_R*\sqrt{3}}\right)$

利用三相接收器绕组输出计算的位置将不包含来自接收器输出信号函数内三次谐波分量的任何误差，这样，来自所有3个接收器绕组的输出就具有相同的三次谐波特性，这通常为实际的器件情况。而且，如果在电子单元内的前置放大器中对接收器信号进行放大的话，通过上述三相结构中的信号处理，将可以消除因这些电子前置放大器内的某些失真误差而引起的测量误差。

图8A-8D表示本发明的减低偏差感应电流位置传感器的第三个较佳实施例的读入头和标尺。该实施例仅仅包含一个发送器绕组回路，它设置在位于读入头420上的接收器绕组的一侧。标尺410为一个两层印刷电路板(PCB)。图案形耦合回路412和416沿着测量轴排列在标尺410上。

每个耦合回路412包括第一回路部件413，它通过连接线415连接到第二回路部件414。连接第一和第二回路部件413和414，使感应电流在第一回路部件413和第二回路部件414内产生相同极性的磁场。每个耦合回路416包括第一回路部件417，它通过连接线419连接到第二回路部件418。连接第一和第二回路部件417和418，使感应电流产生的磁场在第一和第二回路部件417和418中具有相反的极性。

图8B和8C表示耦合回路412和416的详细结构。图8B表示在形成标尺410的PCB的第一层上设置的第一导电图形。图8C表示在形成标尺410的PCB的第二层上设置的第二结构图形。第一和第二层上形成的第一和第二图形的个别部分通过PCB的直通线407连接形成耦合回路412和416。

读入头420由第二PCB形成，它包括发送器回路423以及第一和第二接收器绕组424和426。在本实施例中，第一和第二接收器绕组424和426为两相结构。该实施例也可以采用前述的三相结构。发送器回路423包围的区域覆盖了整个读入头长度范围的第一回路部件413和417。发送器回路423按前面结合图4所述的相同方式激励。

位于发送器回路423下的耦合回路412和416的第一回路部件413和417响应于具有感应EMF的发送器423产生的初级磁场，该感应EMF产生一个电流和磁场，抵销发送器绕组423内产生的初级磁场。当发送器绕组的电流如图8D所示逆时针流动时，耦合回路412和416的第一回路部件413和417内的感应电流顺时针流动。耦合回路412的第二回路部件414内的电流也顺时针流动。然而，如上所述，由于连接线419通过直通线407而穿过第一或第二层PCB，耦合回路416的第二回路部件418内的电流呈逆时针流动。

因此，第二回路部件414和418的阵列产生一个次级磁场，它具有相反极性的区域，沿着读入头单元420的接收器绕组424和426下的标尺周期性重复。次级磁场具有波长λ，它等于第二回路部件414的连续部件的周期长度，也等于第二回路部件418的连续部件的周期长度。第一和第二绕组424和426的接收器回路设计成具有与标尺图形相同的波长λ。

因此，第一和第二接收器绕组424和426的接收器回路将呈现一个感应EMF，它产生一个信号电压，当读入头420沿着标尺410移动时，其幅值将随之产生周期性函数。故除了采用单个发送器回路的区别以外，该实施例按照图3和图4所示前述实施例的方式操作。

图9A表示根据图4所示本发明第一个较佳实施例的一个感应读入头的截面图。图9A说明发送器回路223A内的电流所产生的初级磁场是如何包围导体，并部分穿过接收器回路224和226的。图9还表明发送器回路223B内电流所产生的初级磁场，是如何按与发送器回路223A产生的初级磁场相反的方向通过接收器回路224和226的。

这样，所产生的通过第一和第二接收器绕组224和226的净磁场将非常接近于零，且从发送器回路223A和223B直接耦合到第一和第二接收器绕组的寄生信号将为零。经验和理论计算表明，相对图1所示的实施例，有用信号分量与寄生信号分量的比例可以提高到100倍以上。

图9B表示根据图8D所示本发明第三个实施例的一个感应读入头的截面图。图9B表明由发送器回路423内的电流所产生的初级磁场是如何包围导体并部分穿过第一和第二接收器回路424和426的。尽管此例未能使寄生信号的直接耦合为零，如第一个较佳实施例所述的，但通过分离发送器回路423与第一和第二接收器绕组部件424和426，仍可以减少寄生信号的直接耦合。

再者，具有交替极性的次级磁场置于第一和第二接收器绕组424和426的附近。这样就可以消除其它的偏差来源。根据经验和理论计算，第三个实施例表明相对图1所示的实施例，其有用信号分量与寄生信号分量的比例可以提高到大约10倍。

可见，前述的实施例可以在某些方面作些修改，而同时保留其许多发明优点。例如，可以消去图8A所示的耦合回路416(或412)，而该结构的其它方面仍保持相同。在此情况下，置于第一和第二接收器绕组424和426附近的次级磁场不再具有交替极性的图形，如第三个实施例所示。然而，通过分离发送器回路423与第一和第二接收器绕组424和426，该设计仍减少了发送器绕组与接收器绕组之间的寄生信号的直接耦合。

此外，采用多个耦合回路有助于平均掉由于非完美的制作过程而在各段绕组结构中存在的小的(大的除外)随机偏差造成的误差。而且，即使消除了耦合回路416(或412)，传感器的基本原理仍然以移动结构磁场为基础，根据为第一和第二接收器绕组424和426提供初级激励的耦合回路412(或416)而定义。

相反，图1所示的实施例中，静态均匀磁场为第一和第二接收器绕组124和126提供初级激励。该接收器绕组输出信号的依据是，如何通过移动部件在第一和第二接收器绕组124和126附近干扰均匀的激励磁场，影响该均匀磁场。即使消去耦合回路416(或412)，本发明的移动结构磁场激励方法也提供了一种固有的优质信号。

图10表示第二个较佳实施例的、采用图5所示三相读入头320的减低偏差感应电流位置传感器300的方框图。如图10所示，仅需用基本的信号处理电路即可确定读入头320相对标尺310的位置。

如图10所示发送器绕组322连接到发送器驱动信号发生器350的信号发生器电路352。信号发生器电路352包括串联连接到第二开关354的第一开关353，该第二开关354位于地与电源351的电源电压V_DD之间。电容器355的一端连接到第一和第二开关353和354之间的节点N₁。电容器355的第二端连接到发送器绕组322的端子322A。发送器绕组322的第二端322B接地。这样，发送器绕组322形成带电容器355的一个LC谐振电路中的电感器。

发送器绕组322经由标尺310上形成的耦合回路，间接地感应耦合到第一至第三接收器绕组324、326和327。接收器绕组324、326和327连接到取样和保持电路370。尤其是，第一接收器324的输出连接到第一取样和保持分电路371。第二接收器326的输出连接到第二取样和保持分电路372，而第三接收器327的输出连接到第三取样和保持分电路373。

该3个取样和保持分电路371至373的每个分电路各包括一个开关375，接收相应接收器回路324、326或327的输出。开关375的输出连接到缓冲放大器377的正输入端。取样和保持电容器376的一端连接到开关375与缓冲放大器377之间的节点N₃，其另一端接地。缓冲放大器376的输出连接到开关378。缓冲放大器377的负输入端连接到位于节点N₄的缓冲放大器的输出端。

3个取样和保持分电路371-373的开关378的输出端连接到一根输出线379，后者连接到模-数(A/D)转换器380。A/D转换器380将取样和保持电路370输出的模拟量转换为数字量。该数字量输出到微处理器390，由后者处理来自A/D转换器的数字量，确定读入头320与标尺310之间的相对位置。

根据已知的技术和前述等式，微处理器可以唯一地确定一个波长范围内的每一位置。微处理器390还采用已知技术保持跟踪运动方向和来回移动的波长数，以确定传感器相对初始基准位置的总位置。

微处理器390还通过经信号线391将控制信号输出到数字控制单元360，来控制信号取样的顺序。数字控制单元360控制发送、信号取样和A/D转换的顺序，用信号线361-366将控制信号输出到发送器驱动信号发生器350和取样和保持电路370。尤其是，如图10所示，数字控制单元360通过信号线361和362分别将开关控制信号输出到第一和第二开关353和354，以控制发送器的激励。

数字控制单元360通过信号线363-366将开关控制信号输出到取样和保持电路370。尤其是，控制信号363可控地切断和闭合第一至第三取样和保持分电路371-373的开关375，将接收器绕组连接到取样和保持电容器376。当控制信号363可控地切断开关375时，从接收器绕组接收的信号存储在取样和保持电容器376内。通过信号线364-366，用开关控制信号可控地将第一至第三取样和保持分电路371-373的每个分电路的缓冲放大器377的输出，经由信号线379分别连接到A/D转换器380。

图11表示产生开关控制信号361-366，获得一个位置测量的定时图。首先，将信号线361上输出的开关控制信号设为“高”状态，闭合开关353。使电容器355充电至电源电压V_DD。然后，将信号线361上的开关控制信号设为“低”状态，切断开关353。

接下来，信号线362上输出的开关控制信号从“低”状态转换为“高”状态，闭合开关354。这使电容器355经由相应的发送器绕组322放电。尤其是，电容器355同发送器绕组322一起形成一个谐振电路，其可选谐振频率达几个兆赫数量级。该谐振为阻尼振荡，其波形基本上与图11所示的信号S_x相应。

信号S_x在接收器绕组324、326和327的每一个上具有相同的时间函数。然而，如图6所示，接收器绕组324、326和327的每个绕组上的信号S_x的幅值和极性，取决于读入头320相对标尺310的位置。

在接收器绕组上的信号S_x达到峰值之前，信号线363上的开关控制信号从低状态改变为高状态，开始对取样和保持电路370的每个取样和保持电容器376充电。在大致达到信号S_x的峰值点时，信号线363上的开关控制信号返回到低状态，断开开关375。这就在第一至第三取样和保持分电路371-373的相应的一个取样和保持电容器376上保持了3个接收器绕组的每一个绕组的信号S_x的幅值。此后，在某一点，信号线362上的开关控制信号返回到低状态，断开开关354。

接下来，在控制信号363返回到低状态的某一时刻，信号线364上的开关控制信号从低状态转换为高状态，闭合取样和保持分电路371的开关378。通过信号线379，将相应的取样和保持电容器376上保持的取样值连接到A/D转换器380。A/D转换器380将信号线379上的模拟量转换为数字量并将该数字量输出至微处理器390。信号线364上的开关控制信号返回到低状态，断开相应的开关378。然后，重复该顺序，用信号线365和366上输出的开关控制信号，将取样和保持分电路372和373取样的信号经由信号线379连接到A/D转换器380。

根据微处理器内的程序重复该过程。可以方便地编一个程序使系统的取样速率适合传感器的移动速率，由此将电流消耗减至最小。对于本领域的熟练人员而言，这种原理是众所周知的，故不再对此作进一步的详细说明。

如果需要，前述的信号处理系统可以极低的功率应用于所披露的感应位置传感器，以及其它有关的感应位置传感器。例如，间歇地激励驱动信号发生器352，支持取样频率约为1千赫的信号处理系统为大多数应用提供足够的精度和移动跟踪能力。为了减低功耗，使脉冲相对为短，可以使驱动信号发生器的占空度保持为低。例如，对于上述1千赫取样频率，合适的脉宽约为0.1-1.0微秒。即，取样周期为1毫秒的脉冲的占空度为0.01％-0.1％。

因此，较佳地选择电容器355和绕组322的谐振频率，使电容器355两端的电压峰值出现在1.0微秒或更短的脉冲结束前。这样，如前所述，谐振频率达到几个千兆赫的数量级。因此，将以1兆赫以上，典型地为几兆赫的频率调制相应的磁通量。这就显著高于常规的感应位置传感器的工作频率。

发明人确认，在这些频率上，采用耦合回路的标尺310内产生的电流可以产生强感应耦合到第一至第三接收器绕组324、326和327。因此，第一至第三接收器绕组324、326和327内产生的EMF以及由此产生的输出信号，强烈地响应耦合回路的位置变化。无论脉冲驱动信号采用低功率和低的占空度都行。

响应的强度连同低的占空度和低功耗，允许感应位置传感器在进行测量时，使图10所示的驱动信号发生器350和信号处理电子电路的其余部分所吸收的平均电流，较佳地为200微安以下，更佳地为75微安以下，适合小功率应用。显然，这里所用的“平均电流”意指一或多个测量周期内所消耗的全部电荷除以一或多个测量周期的持续时间，同时，感应位置传感器为正常使用。

因此，与所述类型相似的感应位置传感器用寿命足够的电池，即用3个或更少的市售小型电池或一个太阳能电池即可工作。至于小功率信号处理在所引用的参考资料中有进一步的详细说明。

可以理解，尽管前述实施例是针对线性传感器描述的，但根据引用的第08/441,769号美国专利申请，上述各种设计可以方便地转用于旋转式应用。再者，尽管前述的实施例中指定空间均匀的绕组作为发送器绕组，指定空间调制绕组作为接收器绕组，但本领域的熟练人员清楚，如果结合合适的信号处理将发送器绕组和接收器绕组的角色“颠倒”一下，所披露的传感器绕组的构造仍将保留其所有的发明特色。这样一种合适的信号处理技术在所引用的第08/441,769号美国专利申请的图21中作了说明。对于本领域的熟练人员而言，其它适用的信号处理技术也是清楚的。

这样，尽管已经结合上述特定的实施例对本发明作了说明，但对于本领域的熟练人员而言，显然还可以作出许多替换、修改和变化。因此，上述本发明的各个较佳实施例仅用以说明而并非用以限制本发明。在不脱离本发明的精神和范围的情况下还可以作出各种改变。

Claims (31)

1.一种感应位置传感器，其特征在于包括：

第一构件；

具有一测量轴的第二构件，所述第一构件可沿着该测量轴移动；

至少一个磁场发生器，每个磁场发生器响应于一个驱动信号在第一磁通区域产生第一变化磁通；

磁通耦合回路，每个磁通耦合回路的第一部件可设置在第一磁通区域内，并响应于第一变化磁通在第一部件上产生一感应电流，所述感应电流在磁通耦合回路的位于第二磁通区域内的第二部件内产生第二变化磁通，该第二磁通区域在物理上与第一磁通区域隔开；以及

磁通敏感元件；

其中，每个磁通敏感元件包括沿着测量轴延伸的感应区域，该感应区域沿着测量轴被空间调制，使得该感应区域的宽度交替增加和减少，

每个磁通敏感元件置于第一磁通区域外，以感测磁通耦合回路的第二磁通区域部分内的第二变化磁通，以及

每个磁通敏感元件根据感测的磁通产生一个输出信号，该输出信号是该磁通敏感元件与磁通耦合回路之间的相对位置的函数，

所述至少一个磁场发生器和所述磁通敏感元件配置在所述第一构件和第二构件中的一个构件上，而所述磁通耦合回路配置在所述第一构件和第二构件中的另一个构件上。

2.如权利要求1所述的感应位置传感器，其特征在于，所述感应区域包括多个交变极性区域。

3.如权利要求2所述的感应位置传感器，其特征在于，当不存在所述磁通耦合回路时，每个磁通敏感元件所产生的输出信号对每个磁场发生器所产生的变化磁通不敏感。

4.如权利要求1所述的感应位置传感器，其特征在于，第一构件和第二构件两者中的至少一个为印刷电路板，磁场发生器、磁通耦合回路和磁通敏感元件的至少一个通过印刷电路板加工制成。

5.如权利要求1所述的感应位置传感器，其特征在于进一步包括：

电源；

驱动电路，输入电源并在每个测量周期期间向至少一个磁场发生器输出一驱动信号；以及

控制单元，输入来自每个磁通敏感元件的输出信号，确定第一构件相对于第二构件的位置，并以一级分辨率输出一个表示第一构件相对于第二构件的位置的位置信号。

6.如权利要求5所述的感应位置传感器，其特征在于，驱动电路包括通过至少一个磁场发生器放电的电容器。

7.如权利要求6所述的感应位置传感器，其特征在于，所述电容器和所述至少一个磁场发生器形成一个谐振电路。

8.如权利要求5所述的感应位置传感器，其特征在于，所述控制单元响应第一构件沿着测量轴的移动，以略粗于一级分辨率的二级分辨率对所述磁通敏感元件输出的输出信号的周期数的小数部分计数。

9.如权利要求1所述的感应位置传感器，其特征在于，

磁通敏感元件包括3个磁通敏感元件，每个磁通敏感元件具有有相同波长λ的周期图形的空间调制感应区域，该3个磁通敏感元件相互偏差为λ/3的长度；以及

控制单元包括用于基本上消除作为波长λ的三次谐波的信号分量的影响的装置。

10.如权利要求1所述的感应位置传感器，其特征在于，由所述至少一个磁场发生器产生的变化磁通以等于至少1兆赫的振荡频率的速率变化。

11.如权利要求1所述的感应位置传感器，其特征在于，所述宽度以具有选定波长的周期性图形而交替地增加和减少。

12.如权利要求11所述的感应位置传感器，其特征在于，邻近周期性图形的每个耦合回路的部件沿着测量轴跨度至多为周期性图形的波长的二分之一。

13.如权利要求11所述的感应位置传感器，其特征在于，所述磁通耦合回路包括多个第一耦合回路和多个第二耦合回路，所述多个第一耦合回路以等于波长的节距沿着测量轴排列。

14.如权利要求13所述的感应位置传感器，其特征在于，所述多个第二耦合回路以等于波长的节距沿着测量轴排列，它与所述多个第一耦合回路偏差二分之一波长，所述多个第一和第二耦合回路在靠近周期性图形的区域内沿着测量轴交替排列。

15.如权利要求14所述的感应位置传感器，其特征在于，在所述多个第一或第二耦合回路中的一种耦合回路中，感应电流在第一磁通区域部分和第二磁通区域部分产生相同极性的磁通，感应电流在所述多个第一耦合回路中产生的磁通与感应电流在所述多个第二耦合回路中产生的磁通极性相反。

16.如权利要求14所述的感应位置传感器，其特征在于，所述多个第一和第二耦合回路耦合到相同的磁通敏感元件区域，它们配置成使所述多个第一耦合回路中的耦合回路沿着与测量轴垂直的第一方向从第一磁通发生器区域向外延伸，以耦合到第一磁通发生器区域，使多个第二耦合回路中的耦合回路沿着与测量轴垂直并与所述第一方向相反的方向从第二磁通发生器区域向外延伸，以耦合到第二磁通发生器区域。

17.如权利要求1所述的感应位置传感器，其特征在于，所述磁场发生器包括在磁通敏感元件的相对两侧对称排列的两个相同的部件，由此，当不存在耦合回路时，作为对称结构的结果，通过磁通敏感元件的净磁通基本上为零。

18.如权利要求1所述的感应位置传感器，其特征在于，测量轴为线性。

19.如权利要求1所述的感应位置传感器，其特征在于，测量轴为圆形。

20.如权利要求1所述的感应位置传感器，其特征在于，沿着测量轴延伸的多个空间调制的感应区域的每一个区域包括：由与其它图形金属导体绝缘的一个图形金属导体包围的一个区域，该多个感应区域至少部分重叠。

21.如权利要求20所述的感应位置传感器，其特征在于，多个空间调制的感应区域中的N个感应区域相互相等，并以所选的波长λ周期性地沿着测量轴调制，该N个感应区域沿着测量轴相互偏差长度L，其中，N等于2时，L＝λ/2N；N大于2时，L＝λ/N。

22.如权利要求8所述的感应位置传感器，其特征在于，控制单元是以至多1/4周期的空间间隔响应的。

23.如权利要求8所述的感应位置传感器，其特征在于，感应区域包括多个交变极性区域。

24.如权利要求8所述的感应位置传感器，其特征在于，间歇驱动信号包括至少一个脉冲信号。

25.如权利要求24所述的感应位置传感器，其特征在于，控制单元在多个脉冲间歇中的每个脉冲间歇期间以普通分辨率测定相对位置变化，在所述多个脉冲间歇期间以高级分辨率测定相对位置。

26.如权利要求24所述的感应位置传感器，其特征在于，控制电路包括同步取样装置，用于与脉冲信号同步地取样至少一个磁通敏感元件的输出信号。

27.如权利要求26所述的感应位置传感器，其特征在于，同步取样采用取样定时，该取样定时是以脉冲信号与谐振电路响应峰值之间的预期时延为基础的，该谐振电路由脉冲发生器部件和磁场发生器部件形成。

28.如权利要求8所述的感应位置传感器，其特征在于，感应位置传感器从小功率电源中吸收低于200微安的平均电流。

29.如权利要求8所述的感应位置传感器，其特征在于，驱动电路和磁场发生器的组合从小功率电源中吸收低于75微安的平均电流。

30.一种感应位置传感器，其特征在于，包括：

第一构件；

具有一测量轴的第二构件，所述第一构件可沿着该测量轴移动；

磁场发生器，每个磁场发生器响应于一个驱动信号在第一磁通区域产生第一变化磁通；

磁通耦合回路，每个磁通耦合回路的第一部件可设置在第一磁通区域内，并响应于第一变化磁通在第一部件上产生一感应电流，所述感应电流在磁通耦合回路的位于第二磁通区域内的第二部件内产生第二变化磁通，该第二磁通区域在物理上与第一磁通区域隔开；以及

至少一个磁通敏感元件；

其中，每个磁场发生器包括沿测量轴延伸的感应区域，该感应区域沿着测量轴作空间调制，使得该感应区域的宽度交替增加和减少，

每个磁通敏感元件置于第一磁通区域外，以感测磁通耦合回路的第二磁通区域部分内的第二变化磁通，

至少一个磁通敏感元件根据感测的磁通产生一个输出信号，该输出信号是该磁通敏感元件与磁通耦合回路之间的相对位置的函数，

所述磁场发生器和所述至少一个磁通敏感元件配置在所述第一构件和第二构件中的一个构件上，而所述磁通耦合回路配置在所述第一构件和第二构件中的另一个构件上。

31.如权利要求30所述的感应位置传感器，其特征在于，所述磁通敏感元件包括在磁场发生器的相对两侧对称排列的两个相同的部件，由此，当不存在耦合回路时，作为对称结构的结果，通过磁场发生器的净磁通基本上为零。

Images