CN1206885A - 脉冲宽度调制器系统 - Google Patents

Abstract

脉冲宽度调制器(PWM)系统检测各种负载电流条件来完全修正驱动诸如三相AC电动机的反向器馈给电感负载时空载时间间隙引起的畸变。该系统包括一个电压传感器,在上拉管和下拉管都不驱动的每个连续空载时间间隙结束处读取输出电压;一个可编程的PWM;两个诸如D触发器的存储单元和存储器映射的寄存器。该寄存器存储表明近零负载电流条件。条件成立时,系统就改变PWM输出信号的占空比,产生更接近零于正弦波的输出电压和电流。

Description

脉冲宽度调制器系统

本发明一般与电子线路有关，更具体地说与驱动变换器馈给(inverter-fed)电感负载的数字电路有关。

微电子学革命已使得数字电路用于各种控制装置。例如，微控制器(MCU)最近零已用来控制诸如加热，通风和空调(HVAC)，工厂自动化，变速驱动，以及类似装置的电动机。MCU一般通过包括由MCU控制的被称作脉冲宽度调制器(PWM)的外围电路来实现控制功能。PWM能够通过调制驱动功率变换器(inverter)的信号脉冲宽度来控制发动机的速度和操作。

这样一个系统的例子如图1所示，图1以部分方块图和部分原理图的形式示出了一个交流(AC)三相电动机系统。系统20一般包括MCU21，隔离电路22，功率模块23和三相AC电感电动机24。MCU21包括PWM26，加上为方便起见从图1中省去的包括中央处理器(CPU)，可编程存贮器和其它外围电路的传统MCU中其它部分。因为电动机24是三相的，所以，PWM26为三相的每一相提供控制上拉和下拉管的信号。另外，必须输出一个地信号，这样PWM就要提供七个输出。隔离块22接收这七个输出，并提供六个相应于功率模块23中晶体管的驱动信号。隔离块22可以采用光耦合器，光晶体管，变压器或类似器件来完成，并防止高压出现在PWM26的输出线上，由此，保护MCU21免于电路受到破坏。

功率模块23是一个允许诸如传统230伏或460伏三相AC线电压的三相AC输入的电路。功率模块23允许该信号被改变，以使得电动机24成为变速电动机。这样，系统20在需要变速电动机的系统中特别有用。例如，电动机24的频率可以在等待周期内将其降低。

功率模块23一般包括输入部分30，电容40，电阻41和输出部分50。输入部分30包括二极管32-37。二极管32-34的每个二极管都有一个与标有“P1”的终端连接的负端，以及分别与标有“R“，“S”和”T”的三相输入端连接的正端。二极管35-37具有分别与二极管32-34正端连接的负端，以及连在一起并与标有“N1”的节点连接的正端。电容40具有与P1端连接的第一端和与N1连接的第二端。这样，输入部分30连同电容器40形成将三相AC输入转换成P1端和N1端间单一常压的转换器。但是，要注意的是，诸如采用晶体管或不同特性二极管的其它转换器，可用来替换转换器30。

如图1所示，功率模块23相应于一个商业可得到的诸如Motorola公司大功率产品部制造的大功率模块的混合集成电路。这样，图1中功率模块23包括端点P2和N2，这些端点在系统20中分别与端点P1和N1连接，但它们在所有装置中可以不连在一起。电阻41具有一个与端点N2连接的第一端，以及与反向器部分50连接的第二端。电阻41在检测直流(DC)总线中有用，它用来检测过电流，特性测量，以及类似的用途。

反向器部分50包括三个分别对应各相的半桥部分。部分50包括绝缘栅双极晶体管(IGBT)51-56和整流器61-66。晶体管51具有一个与端点P2连接的集电极，一个接收标注“G1”信号的栅极和一个接收标注“K1”信号的发射极。晶体管52具有一个与晶体管51发射极连接的集电极，一个接收标注“G2”信号的栅极和一个与电阻41的第二端连接的发射极。晶体管53具有一个与端点P2连接的集电极，一个接收标注“G3”信号的栅极和一个接收标注“K3”信号的发射极。晶体管54具有一个与晶体管53发射极连接的集电极，一个接收标注“G4”信号的栅极和一个与电阻41的第二端连接的发射极。晶体管55具有一个与端点P2连接的集电极，一个接收标注“G5”信号的栅极和一个接收标注“K5”信号的发射极。晶体管56具有一个与晶体管55发射极连接的集电极，一个接收标注“G6”信号的栅极和一个与电阻41的第二端连接的发射极。晶体管51，53和55的发射极还分别与功率模块23中标注“U”，“V”和“W”的输出端连接，这三个输出端形成电动机24输入的每相。要注意的是，当隔离块22从PWM26的输出中形成隔离信号以及形成它的公共地信号时，信号K1-K3是隔离块22提供的公共(地)电压。

除了晶体管51-56，反向器部分50还包括防止在反向器驱动电平既不是高也不是低期间引起的损害的整流器，这些期间被称作空载时间间隙(deadtime interval)。每个61-66的整流器都有一个与晶体管51-56各个集电极连接的负端，以及一个与晶体管51-56各个发射极连接的正端。整流器61-66被称作整流二极管，因为它们在电动机24处于空载时间间隙期间产生电压信号U，V和W时提供合适的电流通路。

工作时，PWM26在MCU21的控制下提供输出信号，这些信号的占空比在特定时间点上正比于加到电动机24上的电压幅度。当上拉管和下拉管间进行导通变化时，就会有一段两个晶体管均不导通的短暂时间。这个被称作空载时间间隙的期间需要用来避免会引起所不希望的冲击电流的上拉管和下拉管同时导通。一般在空载时间间隙，电动机24驱动U，V或W信号线，并且整流器61-66提供电流通路。

空载时间间隙在整个周期内会引起电流幅度绝对值的减少，这导致了严重的波形畸变。一项已知的修正这个幅度误差的技术采用作为输出电流极性函数的PWM输出信号中的补偿值来补偿由于空载时间间隙引起的幅度损失。在正电流期间，上拉管“开启时间”增加，而下拉管“开启时间”减少。在负电流期间，下拉管“开启时间”增加，而上拉管“开启时间”减少。这项PWM补偿技术在大部分波形周期内是有效的。然而，当输出电流接近零于0时，这项技术不足以补偿空载时间的畸变。

在空载时间间隙期间，当电流在一特定相上接近零于0时，U，V或W端的电压由系统中电动机24和其它寄生电感的相对大小来决定，而不是由电流极性决定。这个接零空载时间间隙期间内的不确定电压特性不可能只采用电流极性信息就足以防止电动机信号的畸变。这种现象下面被称作近零畸变。这个近零畸变引起转矩的非线性周期，不希望的电信号瞬变和噪声工作。

这种畸变的一个例子如图2所示，图2示出了一个表示在单相处电流流入电动机24的波形时序图。在图2中，水平轴代表时间，而垂直轴代表电流。起始时间设定为“t0”，而感兴趣的附加时间点设定为“t1-t7”。在时间点t1处，通过电动机24监控相的电流处于最大值。理想地，波形为完整的正弦波。但在时间周期t2和t3之间，当输出电流接近零于0时，电动机电流信号的畸变或平坦就会碰到。类似的畸变也会在时间点t4波形最小值之后和时间点t7波形最大值之前的时间点t5和t6间发生。

一个已知的修正电动机电流中近零畸变的技术通过电流检测技术来提供。这个技术由Choi等人在题为“采用新空载时间补偿的反向器输出电压综合”的文章中发表，第九届应用电子年会和展览，1994年2月13-14日。然而，Choi等人采用的方法存在严重的缺点，即Choi等人提供的补偿是通过闭环系统来实现的。这样的系统增加了庞大费用，并且在许多装置中不合实际。

另一个已知的技术直接检测流入电动机24的电流，采用模拟技术补偿信号畸变。然而，该问题的解决方法由于电流传感器的使用，其费用也很高，该技术不适合许多低成本的电动机装置。这样，所需要的就是一个能补偿近零畸变，但又便宜并采用开环系统来实现的电路。本发明就提供了这样一个电路和用于该电路的微控制器，它们的特点和优点参照下面连同附图的详细描述会更明显。图1以部分块图和部分原理图的形式示出了根据现有技术的电动机系统。图2以时序图的形式示出了与图1中电动机系统相关的信号。图3以部分块图，部分逻辑图和部分原理图的形式示出了根据本发明的电动机系统的一部分。图4示出了有利于理解图3工作的信号时序图。图5以时序图的形式示出了另外一套有利于理解图3工作的电压波形。图6示出了相应于图2的电动机波形，但只画出了图3中电动机系统一相的输出。

图3以部分块图，部分逻辑图和部分原理图的形式示出了根据本发明的脉冲宽度调制器(PWM)系统100。要注意的是PWM系统100不包括诸如电动机本身的电动机系统的所有部分，为了更好地理解本发明，这些部分被省去。PWM系统100一般包括MCU120和电压传感器140。并且图3所示的晶体管51和52，二极管61和62与图1中相应部分具有同样的参考号。正如图1中详细描述的连接和工作，晶体管51和52，二极管61和62与电动机U相连接，这里不再描述。要注意的是，为了讨论的目的，图3中标注“I+”的电流建立了这样一种规定，即流入电动机U相端的正电流表示为正值。此外，U端的电压标注为“负载电压U”。还要注意的是，当附图和描述是针对产生单相的PWM系统时，正如会被本领域的技术人员所理解的一样，本发明可应用于诸如图1中三相系统的产生多相的系统。

MCU120一般包括CPU121，只读存储器(ROM)122，地址总线123，数据总线124，PWM125和低电流条件电路130。CPU121具有一个与地址总线123连接的输出和一个与数据总线124的双向连接。CPU121可采用诸如复杂指令集计算机(CISC)，精简指令集计算机(RISC)，数字信号处理器(DSP)以及类似的微处理器结构来实现。然而，要注意的是，当CPU121要么是微控制器核，要么是数字信号处理器时，低电流条件电路130工作性能最好。微控制器核对较低成本的装置更有用，而数字信号处理器则为较高性能装置所优选。

ROM122具有一个与地址总线123连接的输入，一个与数据总线124连接的输出。ROM122可以用来完成程序存储，系数存储以及类似的功能。例如，ROM122可以存储在CPU121控制PWM125时非常有用的确定正弦波的系数。

PWM125包括一个与地址总线123连接的输入端，一个与数据总线124的双相连接，一个提供信号G1的第一输出端，一个提供信号G2的第二输出端。除了下面详述的以外，PWM125与任何一个传统的PWM工作类似。低电流条件电路130包括第一时钟D触发器131，第二时钟D触发器132和寄存器133。触发器131具有一个D输入，一个接收信号G1的时钟输入和一个提供标注“DT1”信号的Q输出端。触发器132具有一个D输入端，一个接收信号G2的时钟输入端和一个将信号DT2提供给寄存器133的Q输出端。信号G1和G2还分别提供给晶体管51和52的栅极。电压传感器140具有一个接收负载电压U的输入端，以及一个与触发器131和132的D输入端连接的输出端。

PWM系统100提供一个电压给电动机U相，以使得电动机U相传导的电流更接近零于正弦波。电压传感器140接收负载电压U，并当负载电压U在与空载时间间隙相关的预定时间内到达预定阈值时，提供数字输出。要注意的是，信号G1和G2相互非交叠，并且信号G1和G2非交叠的量确定了空载时间间隙。这样，触发器131和132以PWM125基本周期确定的总速率连续受时钟作用。

寄存器133是一个画成寄存器的存储器，它有接收信号DT1和DT2的输入端，一个与地址总线123连接的输入端和一个与数据总线124连接的输出端。CPU121中运行的控制PWM125的软件可以检查寄存器133中的内容，并进行如下列所述的适当的修正。

空载时间间隙必须防止晶体管51和52中的冲击电流，并被本领域的技术人员清楚知道。然而，由信号G1和G2非交叠特性引起的空载时间间隙会引起输入电动机U相的电流信号畸变。这种畸变以两种方式表示。第一种是，电流信号的幅度减少。第二种是，当电流信号接近零于0电平或0交点时，正弦波曲线基本平坦，它被称作近零畸变。

第一种类型的畸变可以采用已知的技术在MCU120内很容易修正。这是因为，当电流信号很大和为正时，畸变是一个不变的负电平。这样，MCU120能够通过在电流幅度为正时适当改变PWM125占空比输出来补偿这个畸变。同样地，在电流很大并为负期间，畸变引起负电压绝对值的减少。MCU120也可以通过适当改变PWM125提供的信号来补偿畸变，以增加该负电压。

0交点处引起的畸变较难修正。根据本发明，电流波形接近零于0电平的点可以被检测，以使得修正能够在即时转变使得正弦波平坦之前由正的修正因子变为负的修正因子或由负的修正因子变为正的修正因子。正如图3所示，这可表示为，当U相电流接近零于0交点时，读取电流并在该时间点上以所需要的修正被偿改变信号G1和G2的占空比，来补偿0交点后的畸变。要注意的是，近零畸变的修正是通过增加两个D触发器，一个与MCU120内部总线连接的寄存器和一个便宜的电压传感器来实现的。这样，这种畸变补偿电路对于较低成本的电动机装置是可行的。

例如，MCU120可通过对目前从德州Austin的Motorola公司得到的MC68 HC08MP16的调整来实现。但是，根据本发明的电路，在CPU121是一个数字信号处理器(DSP)的MCU中也非常有用，这种电路更适合用于较高性能的电动机。

要注意的是，电压传感器可通过各种电压读取电路来实现。例如，电压传感器140可由模数转换器(ADC)来实现，在这个例子中，负载电压U的精确分布可得出。可用作电压传感器140的第二种电路是诸如传统施密特触发器或有迟滞特性的比较器的迟滞器件。可实现电压传感器140的第三种电路是一个比较器，它的阈值电压可在两个电平之间开关。两个分离阈值电压的优点将连同下面图5和6的描述得到更好的理解。电压传感器140也可在传统比较器的输出端采用电阻/电容(RC)网络来实现。这样一个延迟部分提供了等效的迟滞特性或阈值的改变。可用作电压传感器140的另外一种类型的电路是转变检测器，例如用于地址转变检测(ATD)电路的转变检测器，它们在许多存储集成电路中常用。另外，其它电路可用于电压传感器140。电压传感器140主要的特征就是，当电压通过一个阈值时，它读取电压并提供一个相应的数字输出信号。

触发器131和132利用信号G1和G2作为时钟信号，以便触发器131和132的输出(信号DT1和DT2)可以代表各种电动机电流情况。例如，当流入电动机U相的电流为大的正电流时，设定为I+，那么在空载时间间隙期间电压传感器140在该处输出端以逻辑低电平提供一个电压。除了在流入电动机U相的电流为低幅度的周期外，触发器131和132的输出都是一样的。然后，存储于ROM122中软件控制下的CPU121可以很好地利用这个信息给G1和G2提供足够的补偿。同样地，当流入电动机U相的电流为负值和相对幅度较大时，电压传感器140输出逻辑高电平。触发器131和132的输出等于“11”。然而，在转变期间，电压传感器140读取的连续值将改变，这样DT1和DT2就为“01”。这样，01条件信号就表示电动机U相电流极性的改变。

当碰到这些值时，CPU121中运行的软件能够在期待的电流0交点处改变G1和G2信号合适的一个(或两个)占空比的修正补偿。这样，取代电流曲线的平坦，在0交点处，它得到一个垂直方向上导致不明显畸变的转变。信号DT1和DT2可以假定的值列在下面的表1中：

               表1

DT1	DT2	状况
			0	0	高的正电流
1	1	高的负电流
			0	1	低电流
1	0	无效组合

图4示出了与理解本发明工作原理有关的包括信号G1，G2和负载电压U的各电压的时序图。负载电压U示出四种不同的条件：一个是高的正电流，一个是高的负电流，一个是低的正电流和一个是低的负电流。图4中，水平轴代表时间，竖直轴代表电压。要注意的是，图4中各个相对时间无需等比例画出，这样，空载时间间隙可比一般实施方法中的显得稍长一些。图4中各个感兴趣的时间点如时间t0-t9所示。t0代表开始，而其它每个时间周期代表G1和G2都不起作用的空载时间间隙。这样，如图4所示，第一个空载时间间隙发生在时间周期t1和t2间，第二个空载时间间隙发生在时间周期t3和t4间，第三个空载时间间隙发生在时间周期t5和t6间，以及第四个空载时间间隙发生在时间周期t7和t8间。t9设定为在感兴趣周期结束处的另一个空载时间间隙的开始。

对于高的正负载电流，电动机24的电感很快在空载时间间隙期间将负载电压U驱动到低电压。同样地，对于高的负负载电流，电动机24的电感很快在空载时间间隙期间将负载电压U驱动到高电压。然而，对于低的正负载电流，在间隙t3-t4和t7-t8期间，电动机24的电感由于系统的寄生电感和电容的作用使得减少负载电压U电压很困难。这样，负载电压U上的电压在空载时间间隙期间只是慢慢衰减。同样地，对于低的负负载电流，在间隙t1-t2和t5-t6期间，电动机24的电感由于系统的寄生的作用使得增加负载电压U电压很困难。这样，在低电流条件期间的慢慢衰减代表一个引起图2所示电流曲线平坦的电压畸变。

图5示出了有利于理解本发明的各个电压的时序图。图5中，水平轴代表时间，竖直轴代表负载电压U。两个感兴趣的时间点是时间点t1和t2，并如前面图中所示，时间t0代表时间轴的开始。沿着竖直轴，有两个感兴趣的电压点，一个是标注“V1”的第一电压，一个是标注“VTH”的第二电压。

读取电压的理想特性如波形VA所示。在时间t1处，VA完全由静态低电平到静态高电平转换，这样，在时间周期t1和t2间的空载时间间隙期间，电压就不转换。因为VA代表一个理想的特性，所以它不可能在实际的电路中实现。然而，标注“VB”的波形代表一个可能的波形。因为电感阻止了电流的即时变化，以及电动机可模仿成一个大的电感，所以，诸如VB波形的波形可代表在高电流的条件下所得到的最好开关特性。波形C，D和E代表其它在变化电流幅度条件时很可能碰到的波形。

根据本发明，电压传感器140检测负载电压U什么时候通过预定电平。如图4所示，电压V1处于开关范围幅度的一半处。确定低电流条件的阈值电压优选地设为高于V1的某个电平，即图5中的VTH。这样，图5中，当碰到波形VA，VB和VC时，修正因子不变；然而，当碰到波形VD和VE时，采用新的修正因子。MCU120通过即时改变信号G1和G2的脉冲宽度来进行修正。例如，图5中，电压波形检测为“减少”，MCU120立即增加晶体管51的脉冲宽度来驱动负载电压U到一个更高的电压。

要注意的是，在一般的实施方法中，负载电压U在其周期的大部分时间里类似于VA。然而，当电流接近零于0时，系统的寄生开始占主要地位。这样，负载电压U可能由波形VA到VB，VC，并最终到VD，在这一时间点处，MCU120检测寄存器133为“01”的条件，并改变采用的修正值和脉冲宽度占空比。这种分开的开关导致负载电流在竖直方向上产生突变，取代了电流的平坦。这种分开的开关实际避免了所有由空载时间间隙造成的畸变。

这种改进参照图6作进一步的描述，图6示出了导致的电流波形，在它上面，时间点t0-t7相应于图2中类似标注的时间点。要注意的是，对于一个如图2所示的未修正的电流波形，波形的正弦波特性在时间t2和t3，t5和t6间发生畸变。这些畸变的结合导致了可见的以及不期望的在电动机转动轴上可察觉的转矩脉动。然而，根据本发明，波形现在更加具有正弦特性，并且原先平坦的波形部分现在表现出略微的竖直不连续性。这种不连续性是可以接受的，并在电动机的转动轴上察觉不到。

这样，本发明提供了一个补偿图2中电动机电流信号畸变的系统。该系统费用不大，通过对现有的微处理器进行改动以及只采用两个D触发器，一个寄存器和一个外部电压传感器就可以实现。要注意的是，有选择地将一个输入加到电压传感器140可采用电阻分配器来进行等比例地获得。但是，即使采用了电阻分配器，其加到系统中的成本也不会与电流传感器的一样多。

要注意的是，在所示的实施方法中，寄存器133提供的输出被MCU120中运行的软件所检测，来确定负载电压U是否在时间点t2处通过VTH。一般地，ROM122包括一个代表正弦波的系数表。为了进行补偿，软件程序必须读取寄存器133的内容。如果内容是01，那么，软件就改变加到正弦波数据中的值(从表中取得)，并变换PWM125的合适控制寄存器，以相应于加上新补偿的正弦波数据的占空比来输出信号G1和G2。这个修正动作会导致脉冲宽度调制器输出的占空比的不连续跳跃。然而，因为这个不连续性阻碍了在空载时间间隙期间发生的电压波形的变化，所以，净电动机电压波形会更平滑。

要注意的是，该功能可通过一个在每个相上只增加单个器件引脚的微控制器来完成。优选的MCU120包括至少六个PWM输出，以便MCU120能够驱动诸如三相电动机的三相电感负载。这样，该技术可通过只增加三个额外引脚就能实现。

要注意的是，在所示的实施方法中，电压传感器140在MCU120之外。然而，在其它的实施方法中，根据电压传感器140的如何实现，部分或全部的电压传感器140可包含在芯片上。然而，要注意的是，因为MCU120是采用传统低功率互补金属氧化物半导体(CMOS)MCU，所以更多的功能可在芯片上通过包含诸如比较器的传感器来实现。然而，在这个例子中，一个减少负载电压U最大幅度的外部分配网络被优选采用。另外，要注意的是，现有的MCU120的A-D转换器通道可用来更直接重建波形的部分。另外，要注意的是，当将来诸如双极-CMOS(BICMOS)的工艺技术可实现时，包括IGBT51和52以及二极管61和62的反向器就可以与MCU120的其它部分一起做在一个芯片上。

当本发明就它的一个优选结构进行描述时，对于那些本领域的技术人员来说，很显然本发明可有许多方式的调整，以及可设想出许多实施方法，而不只是以上专门设定和描述的。例如，本发明可采用所有硬件部分或一些硬件和软件的结合来实现。该系统适用于所有类型的反向器馈给电感负载，包括单相和多相交流电动机。此外，因为系统适用于低成本微控制器或高性能DSP，所以它可采用其它类型的CPU。晶体管工艺的种类也可以是IGBT，功率MOS场效应管(MOSFET)，结型FET(JFET)，砷化镓或其它合适的晶体管类型。因此，所附的权利要求试图覆盖在本发明真实范围内的本发明所有调整。

Claims (10)

1.一个通过一对由第一脉冲宽度调制(PWM)信号(G1)和第二PWM信号(G2)控制的晶体管(51，52)来驱动电感负载的系统(100)，其中，空载时间发生在第一PWM信号和第二PWM信号之间，这期间没有PWM信号被设置，该系统包括：

一个与电感负载连接的电压传感器(140)，该电压传感器读取电感负载的负载电压，并当负载电压与第一预定值有预定关系时产生输出信号的第一值；

一个检测电压传感器输出信号，第一PWM信号和第二PWM信号的微控制器(120)，该微控制器在空载时间期间的第一时间处产生表明该输出信号值的第一信号，以及在空载时间期间的第二时间处产生表明该输出信号值的第二信号；

其中，当第一信号和第二信号表示不同的值时，电感负载的输出电流在预定的0幅度范围内。

2.权利要求1中的系统，其中预定关系是负载电压比预定值要大，而电感中的电流为第一极性。

3.权利要求1中的系统，其中第一时间发生在第一PWM信号的边沿。

4.权利要求1中的系统，其特征还在于：

在第一锁存器输入端从电压传感器中接收输出信号的第一锁存器(131)，该锁存器由第一调制信号控制；以及

在第二锁存器输入端从电压传感器中接收输出信号的第二锁存器(132)，该锁存器由第二调制信号控制；

其中第一锁存器锁存的输出信号和第二锁存器锁存的输出信号的不同值表明电感负载的输出电流在预定的0幅度范围内。

5.权利要求1或4中的系统，其特征还在于一个接收由第一锁存器锁存的输出信号和第二锁存器锁存的输出信号并产生第一调制信号和第二调制信号的脉冲宽度调制器(125)，该脉冲宽度调制器适用于通过调整第一和第二调制信号的占空比来修正在空载时间期间由输出电流转换引起的电感输出电流的畸变，以及在第一锁存的输出和第二锁存的输出发生不同时，调整其它第一，第二调制信号的占空比，这些其它第一，第二调制信号在输出电流等于0之前进行调整，以修正近零畸变。

6.权利要求1或4的系统，其特征还在于：

一个接收第一锁存输出信号和第二锁存输出信号，并产生第一PWM信号和第二PWM信号的微处理器(121)，其中空载时间处于PWM信号都没设置的第一PWM信号和第二PWM信号之间，并且该微处理器调整其它第一和第二PWM信号其中之一的占空比，在第一锁存的输出和第二锁存的输出发生不同时，该微处理器调整其它第一和第二PWM信号的占空比来修正由空载时间期间输出电流的转换引起的电感输出电流的畸变，这些其它第一和第二PWM信号在输出电流等于0之前进行调整，以修正输出电流的近零畸变。

7.一种由第一脉冲宽度调制(PWM)信号和第二PWM信号控制的一对晶体管驱动的电感负载的畸变修正的近零电流检测方法，其中空载时间周期在每个第一PWM脉冲之后第一和第二PWM信号都没设置期间发生，其特征在于以下步骤：

在第一空载时间周期中读取电感负载的第一负载电压；

在第二空载时间周期中读取电感负载的第二负载电压；以及

相应于表明所选电平的第一和第二值产生用来修正近零电流畸变的信号。

8.权利要求7中的方法，其中选择的电平是在第一负载电压与第二负载电压不同时产生的，表明电感负载输出电流在预定的0幅度范围内。

9.根据权利要求7的方法，其中选择的电平是在第一负载电压大于预定值时产生的。

10.根据权利要求7的方法，其特征还在于调整相应于所产生信号的第一和第二调制信号，这个第一调制信号在电感负载输出电流等于0之前就进行调整，以修正近零畸变。

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