JP6419597B2 - モータの駆動方法、モータ駆動装置およびハードディスク装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータの駆動方法、モータ駆動装置およびハードディスク装置に関し、例えば、磁気ディスクを回転させるスピンドルモータの駆動方式に関する。

例えば、特許文献１には、モータ駆動装置において、電圧最小相をＧＮＤとした下側フックと電圧最大相を電源とした上側フックを電気角６０ｄｅｇ毎に交互に繰り返したパターンを用いて正弦波状の駆動電圧を生成する方式が示されている。

特開２００５−１０２４４７号公報

近年、例えばハードディスク（以降、ＨＤＤと称す）装置のスピンドルモータの駆動方式は、低騒音、低振動化を実現するため、モータに正弦波状の電流を流すことでトルクリップルの低減を図る方式が採用されている。モータに正弦波電流を流すためには、モータに高精度な正弦波電圧を印加する必要がある。高精度な正弦波電圧を生成するための方式としては、幾つかの方式が考えられ、例えば、テーブルを用いる方式等が挙げられる。

ただし、生成した正弦波電圧は、実際には、ドライバを介してモータに印加される。したがって、高精度な正弦波電圧を生成できたとしても、ドライバで発生するズレによって、実際にモータに印加される正弦波電圧の精度が低下し、トルクリップルが増大する恐れがある。具体的には、例えば、モータをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づいて駆動する場合、ドライバに対して指示するデューティと、ドライバから出力されるデューティとの間に誤差が生じ得る。

後述する実施の形態は、このようなことを鑑みてなされたものであり、その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

一実施の形態によるモータの駆動方法は、駆動トランジスタおよび回生トランジスタを備えるモータ駆動装置を用いてモータを駆動する。駆動トランジスタは、オンに制御された際にモータに駆動電流を流し、回生トランジスタは、駆動トランジスタと共にハーフブリッジ回路を構成し、オンに制御された際にモータからの回生電流を流す。モータ駆動装置は、デューティ指示動作と、デューティ補正動作と、ＰＷＭ信号生成動作と、ドライブ動作と、を実行する。デューティ指示動作では、ＰＷＭサイクル内のオン期間の比率を表すデューティ指示値が出力される。デューティ補正動作では、デューティ指示値が補正され、デューティ指示値とデューティ基準値との大小関係に応じて、第１補正後デューティ指示値および第２補正後デューティ指示値のいずれか一方が補正後デューティ指示値として出力される。ＰＷＭ信号生成動作では、補正後デューティ指示値に基づくＰＷＭ信号が生成される。ドライブ動作では、ＰＷＭ信号のオン期間で駆動トランジスタがオンに制御され、ＰＷＭ信号のオフ期間で回生トランジスタがオンに制御され、ＰＷＭ信号のオフ期間からオン期間への遷移に応じて回生トランジスタがオンからオフへ制御され、当該オフを検出した以降に駆動トランジスタがオフからオンへ制御される。ここで、第１補正後デューティ指示値は、デューティ指示値の増分と同じ増分で変化し、かつ定数となるオフセット値が反映された値であり、第２補正後デューティ指示値は、デューティ指示値の増分とは異なる増分で変化する値である。

前記一実施の形態によれば、モータの騒音、振動を低減できる。

本発明の実施の形態１よるＨＤＤ装置において、その概略構成例を示す機能ブロック図である。 図１におけるモータ駆動装置の主要部の構成例を示す機能ブロック図である。 図２におけるＳＰＭ駆動部の構成例を示す回路ブロック図である。 図２における正弦波駆動電圧制御部の動作原理を示す説明図である。 図２における正弦波駆動電圧制御部の動作原理を示す説明図である。 図２における正弦波駆動電圧制御部の動作原理を示す説明図である。 図２における正弦波駆動電圧制御部の動作原理を示す説明図である。 図３のＳＰＭ駆動部において、各相のプリドライバの構成例を示す回路図である。 （ａ）は、図３のＳＰＭ駆動部における電流ソース時の動作例を示す説明図であり、（ｂ）は、（ａ）の動作に対応するプリドライバの詳細な動作例を示す波形図である。 （ａ）は、図３のＳＰＭ駆動部における電流シンク時の動作例を示す説明図であり、（ｂ）は、（ａ）の動作に対応するプリドライバの詳細な動作例を示す波形図である。 （ａ）は、図２におけるＰＷＭ補正部の概略構成例を示す概念図であり、（ｂ）は、（ａ）の入出力特性の一例を示す図である。 （ａ）および（ｂ）は、デューティ指示値に対する実際のデューティの特性例を示す図であり、（ａ）は、デューティ補正を行わない場合の特性であり、（ｂ）は、図１１（ａ）の構成を用いて補正を行う場合の特性である。 図１１（ａ）の構成を用いた場合の問題点の一例を示す図である。 （ａ）は、図２におけるＰＷＭ補正部の別の概略構成例を示す概念図であり、（ｂ）は、（ａ）の入出力特性の一例を示す図である。 図１４（ｂ）の入出力特性を用いた場合において、デューティ指示値に対する実際のデューティの特性例を示す図である。 図１４（ａ）におけるＰＷＭＰ用補正部の詳細な構成例を示す回路ブロック図である。 本発明の実施の形態２によるモータ駆動装置において、ＰＷＭＰ用補正部の詳細な構成例を示す回路ブロック図である。 本発明の実施の形態３によるモータ駆動装置において、ＰＷＭＰ用補正部の詳細な構成例を示す回路ブロック図である。 本発明の実施の形態３によるモータ駆動装置において、プリドライバの詳細な構成例を示す回路図である。

以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。

さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。

また、実施の形態の各機能ブロックを構成する回路素子は、特に制限されないが、公知のＣＭＯＳ（相補型ＭＯＳトランジスタ）等の集積回路技術によって、単結晶シリコンのような半導体基板上に形成される。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

（実施の形態１）
《ＨＤＤ装置の概略構成および概略動作》
図１は、本発明の実施の形態１よるＨＤＤ装置において、その概略構成例を示す機能ブロック図である。図１に示すＨＤＤ装置は、ＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴ、キャッシュメモリＣＭＥＭ、リードライト装置ＲＷＩＣ、モータ駆動装置ＭＤＩＣ、および磁気ディスク機構ＤＳＫＭを備える。ＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴは、例えば、プロセッサ等を含んだシステムオンチップ（ＳｏＣ）等で構成される。キャッシュメモリＣＭＥＭ、リードライト装置ＲＷＩＣ、モータ駆動装置ＭＤＩＣは、例えば、それぞれ異なる半導体チップで構成される。

磁気ディスク機構ＤＳＫＭは、磁気ディスクＤＳＫ、スピンドルモータＳＰＭ、磁気ヘッドＨＤ、アーム機構ＡＭ、ボイスコイルモータＶＣＭ、およびランプ機構ＲＭＰを備える。スピンドルモータＳＰＭは、磁気ディスクＤＳＫを回転駆動する。ボイスコイルモータＶＣＭは、磁気ディスクＤＳＫの径方向における磁気ヘッドＨＤの位置をアーム機構ＡＭを介して制御する。磁気ヘッドＨＤは、ボイスコイルモータＶＣＭによって定められる所定の位置において、磁気ディスクＤＳＫ上にデータの読み書きを行う。ランプ機構ＲＭＰは、データの読み書きが実行されない場合の、磁気ヘッドＨＤの退避箇所となる。

モータ駆動装置ＭＤＩＣは、ボイスコイルモータＶＣＭを駆動するため、ディジタル・アナログ変換器ＤＡＣおよびＶＣＭ駆動部ＶＣＭＤＶを備える。また、モータ駆動装置ＭＤＩＣは、スピンドルモータＳＰＭを駆動するため、ＳＰＭ制御部ＳＰＭＣＴ、サンプルホールド回路ＳＨ、センスアンプ回路ＳＡ、アナログ・ディジタル変換器ＡＤＣ、ＳＰＭ駆動部ＳＰＭＤＶ、およびＢ−ＥＭＦ検出部ＢＥＭＦＤを備える。さらに、モータ駆動装置ＭＤＩＣは、スピンドルモータＳＰＭやボイスコイルモータＶＣＭの駆動条件等を設定するため、シリアルＩＦ＆レジスタ部ＳＩＦＲＥＧを備える。

リードライト装置ＲＷＩＣは、磁気ヘッドＨＤを駆動し、磁気ヘッドＨＤにデータの読み書きを行わせる。ＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴは、ＨＤＤ装置全体の制御を行う。ＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴは、例えば、モータ駆動装置ＭＤＩＣのシリアルＩＦ＆レジスタ部ＳＩＦＲＥＧとの間で通信を行うことで、モータ駆動装置ＭＤＩＣにスピンドルモータＳＰＭやボイスコイルモータＶＣＭの駆動条件等を指示する。また、ＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴは、例えば、リードライト装置ＲＷＩＣに対し、データの読み書きを指示する。この際に、リードライト装置ＲＷＩＣに対して指示する書き込みデータや、磁気ヘッドＨＤからリードライト装置ＲＷＩＣを介して読み出されたデータは、キャッシュメモリＣＭＥＭに保持される。

次に、当該ＨＤＤ装置の全体動作について簡単に説明する。まず、モータ駆動装置ＭＤＩＣは、ＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴからスピンドルモータＳＰＭの起動指令を受信すると、ＳＰＭ制御部ＳＰＭＣＴで生成されたＰＷＭ信号を用いて、ＳＰＭ駆動部ＳＰＭＤＶを介してスピンドルモータＳＰＭを駆動する。電流検出用抵抗ＲＮＦは、スピンドルモータＳＰＭの駆動電流を検出する。

当該モータの駆動電流は、サンプルホールド回路ＳＨ、センスアンプ回路ＳＡ、およびアナログ・ディジタル変換器ＡＤＣでディジタル値に変換される。ＳＰＭ制御部ＳＰＭＣＴは、当該駆動電流の検出値（ディジタル値）と、駆動電流の目標値となる電流指示値との誤差に基づき、当該誤差を低減するためのＰＷＭ信号を生成する。電流指示値は、例えば、ＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴによって指示される。

Ｂ−ＥＭＦ検出部ＢＥＭＦＤは、スピンドルモータＳＰＭの逆起電力（Ｂ−ＥＭＦ）を検出することで、スピンドルモータＳＰＭの回転位置を検出する。ＳＰＭ制御部ＳＰＭＣＴは、このモータの回転位置に応じた適切なタイミングで、モータの駆動電流を電流指示値に近づけるためのＰＷＭ信号をＳＰＭ駆動部ＳＰＭＤＶに出力することで、スピンドルモータＳＰＭ（すなわち磁気ディスクＤＳＫ）を定格回転制御する。

スピンドルモータＳＰＭが定格回転の状態に到達したのち、ＶＣＭ駆動部ＶＣＭＤＶは、磁気ヘッドＨＤを磁気ディスクＤＳＫ上に移動し、磁気ヘッドＨＤは、磁気ディスクＤＳＫ上でデータの読み書きを行う。ここで、磁気ヘッドＨＤの位置決め精度を高めるためには、ＶＣＭ駆動部ＶＣＭＤＶによる制御の高精度化に加えて、スピンドルモータＳＰＭの低振動化が重要な要素となる。そこで、後述する本実施の形態によるモータの駆動方式を用いることが有益となる。

《モータ駆動装置の主要部の構成および動作》
図２は、図１におけるモータ駆動装置の主要部の構成例を示す機能ブロック図である。図４〜図７は、図２における正弦波駆動電圧制御部ＳＩＮＣＴの動作原理を示す説明図である。図２には、図１のモータ駆動装置ＭＤＩＣの内、ＳＰＭ制御部ＳＰＭＣＴ、ＳＰＭ駆動部ＳＰＭＤＶ、シリアルＩＦ＆レジスタ部ＳＩＦＲＥＧ、サンプルホールド回路ＳＨ、センスアンプ回路ＳＡ、およびアナログ・ディジタル変換器ＡＤＣが示されている。また、併せて、モータ駆動装置ＭＤＩＣの外部に設けられる電流検出用抵抗ＲＮＦと、磁気ディスク機構ＤＳＫＭ内のスピンドルモータＳＰＭとが示されている。

前述したように、電流検出用抵抗ＲＮＦは、スピンドルモータＳＰＭの駆動電流の検出および電圧変換を行い、サンプルホールド回路ＳＨは、当該検出電圧を所定のタイミングで逐次保持する。センスアンプ回路ＳＡは、当該保持された検出電圧を増幅し、アナログ・ディジタル変換器ＡＤＣは、当該増幅された電圧をディジタル値に変換する。ＳＰＭ制御ＳＰＭＣＴは、ＰＬＬ制御部ＰＬＬＣＴ、電流誤差検出部ＥＲＲＤＥＴ、進角制御部ＰＨＣＴ、ＰＩ補償器ＰＩＣＰ、正弦波駆動電圧制御部ＳＩＮＣＴ、および出力制御部ＯＵＴＣＴを備える。

ＰＬＬ制御部ＰＬＬＣＴは、図１に示したＢ−ＥＭＦ検出部ＢＥＭＦＤの検出信号（具体的には回転速度に応じた周波数を持つクロック信号）に基づいて、当該検出信号に同期するタイミング信号を生成する。ＰＬＬ制御部ＰＬＬＣＴは、当該タイミング信号に基づいて出力制御部ＯＵＴＣＴの通電タイミングを制御し、また、進角制御部ＰＨＣＴに対して回転周期カウント値ＮＣＮＴを出力する。回転周期カウント値ＮＣＮＴは、Ｂ−ＥＭＦ検出部ＢＥＭＦＤの検出信号の１周期の長さに比例した時間を、ディジタル制御の基準クロックでカウントした値であり、モータ回転周期に比例した値である。

電流誤差検出部ＥＲＲＤＥＴは、電流指示値ＳＰＮＣＲＮＴと、アナログ・ディジタル変換器ＡＤＣから出力されたディジタル値（すなわち、モータの駆動電流の検出値）との誤差を、減算器（誤差検出器）ＳＢ１を用いて検出する。電流指示値ＳＰＮＣＲＮＴは、前述したように、例えば、図１のＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴから指示される。ＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴは、例えば、モータの回転速度の検出結果（図示せず）を受け、所定の演算によって、当該回転速度を目標の回転速度にするための電流指示値ＳＰＮＣＲＮＴを生成する。

ＰＩ補償器ＰＩＣＰは、電流誤差検出部ＥＲＲＤＥＴで検出された誤差値を入力として、比例（Ｐ）・積分（Ｉ）制御を行うことで、電流誤差を反映したＰＷＭデューティ値ＰＷＭＤを算出する。そして、ＰＩ補償器ＰＩＣＰは、このＰＷＭデューティ値ＰＷＭＤと、予め定められるＰＷＭサイクルカウント数とを乗算することでＰＷＭオンカウント数を算出する。ＰＷＭサイクルカウント数は、ＰＷＭ信号の１周期の長さを、ディジタル制御の基準クロックのカウント値に換算した値であり、ＰＷＭオンカウント数は、ＰＷＭ信号の１周期におけるオン期間を当該カウント値に換算した値である。

正弦波駆動電圧制御部（デューティ指示部）ＳＩＮＣＴは、ＰＩ補償器ＰＩＣＰからのＰＷＭオンカウント数を受け、スピンドルモータＳＰＭに対して３相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の正弦波電圧を印加するために必要とされる、各ＰＷＭサイクル毎のデューティ指示値を生成する。デューティ指示値は、ＰＷＭサイクル内のオン期間の比率を表す。正弦波駆動電圧制御部ＳＩＮＣＴは、具体的には、ＰＷＭパターン用のデューティ指示値ＰＷＭＰを生成するＰＷＭパターン生成部ＰＰＧと、ソフトパターン（ＳＰ１，ＳＰ２）用のデューティ指示値ＳＯＦＴＰを生成するソフトパターン生成部ＳＰＧとを備える。

ＰＷＭパターン生成部ＰＰＧおよびソフトパターン生成部ＳＰＧは、図４〜図７に示すような原理でデューティ指示値を生成する。まず、図４には、スピンドルモータＳＰＭの駆動方式として所謂正弦波駆動方式（すなわちモータの駆動電流を正弦波状に制御する方式）を適用する場合において、スピンドルモータＳＰＭに印加される理想的な３相の正弦波電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが示される。

図５には、図４に示した３相の正弦波電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの内、電圧最小相を接地電源電圧ＧＮＤに固定した場合（本明細書ではＧＮＤ固定と呼ぶ）の各相の電圧波形が示される。例えば、図４において、電気角２１０ｄｅｇ〜３３０ｄｅｇの期間ではｕ相が電圧最小相であり、図５では、当該期間において当該ｕ相の正弦波電圧ＶｕにＧＮＤ固定を適用した場合のｖ相およびｗ相の相対的な電圧波形が示される。図６には、図５の場合と同様にして、図４に示した３相の正弦波電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの内、電圧最大相を電源電圧ＶＭに固定した場合（本明細書ではＶＭ固定と呼ぶ）の各相の電圧波形が示される。

ここで、電気角６０ｄｅｇ毎に、図５のＧＮＤ固定と図６のＶＭ固定を交互に適用した場合、図７に示すような電圧波形となる。図７に示すように、ｕ相（ｖ相およびｗ相も同様）の電圧波形は、ＳＰ１パターン、ＰＷＭパターン、ＳＰ２パターンと、これらの各パターンの対称パターンと、ＶＭ固定およびＧＮＤ固定によって作り出すことができる。また、図７に示した電気角０ｄｅｇ〜３６０ｄｅｇの期間は、例えば、ＰＷＭサイクルの１００サイクル程度の期間に対応する。

例えば、図７に示した期間Ｔ１におけるＰＷＭサイクルでは、ｖ相にＧＮＤ固定を適用した状態で、ｕ相にＰＷＭパターンを適用し、ｗ相にＳＰ２対称パターンを適用すればよい。また、期間Ｔ２におけるＰＷＭサイクルでは、ｖ相にＶＭ固定を適用した状態で、ｕ相にＰＷＭ対称パターンを適用し、ｗ相にＳＰ２パターンを適用すればよい。同様にして、各ＰＷＭサイクルでは、３相の中のいずれか１相にＧＮＤ固定またはＶＭ固定を適用し、他の１相にＰＷＭパターンまたはＰＷＭ対称パターンを適用し、残りの１相にＳＰ１パターンまたはＳＰ２パターンあるいはこれらの対称パターンを適用すればよい。

このような原理に基づき、ＰＷＭパターン生成部ＰＰＧは、例えば、図７に示したＰＷＭパターンの電圧変動を実現するための、各ＰＷＭサイクル毎のデューティ指示値をテーブル等に予め保持しており、当該テーブルに基づきデューティ指示値ＰＷＭＰを生成する。なお、デューティ指示値ＰＷＭＰは、特に限定はされないが、実際には、ディジタル制御の基準クロックに基づくカウント値で表される。

また、当該テーブルには、例えば、正規化されたデューティ指示値（例えばカウント値）が保持されている。ＰＷＭパターン生成部ＰＰＧは、当該正規化されたデューティ指示値に、ＰＩ補償器ＰＩＣＰからのＰＷＭオンカウント数に基づく重み付けを行ってデューティ指示値ＰＷＭＰを生成する。その結果、ＰＷＭパターン生成部ＰＰＧは、前述した電流誤差を反映した上で、スピンドルモータＳＰＭを正弦波駆動するためのデューティ指示値ＰＷＭＰを生成することができる。

同様に、ソフトパターン生成部ＳＰＧは、例えば、図７に示したソフトパターン（ＳＰ１パターンおよびＳＰ２パターン）の電圧変動を実現するための、各ＰＷＭサイクル毎のデューティ指示値をテーブル等に予め保持しており、当該テーブルに基づきデューティ指示値（例えばカウント値）ＳＯＦＴＰを生成する。この際に、ソフトパターン生成部ＳＰＧも、ＰＷＭパターン生成部ＰＰＧの場合と同様にして重み付けを行う結果、電流誤差を反映した上で、スピンドルモータＳＰＭを正弦波駆動するためのデューティ指示値ＳＯＦＴＰを生成することができる。

出力制御部ＯＵＴＣＴは、ＰＷＭ補正部ＰＷＭＣＰと、ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧとを備える。ＰＷＭ補正部ＰＷＭＣＰは、ＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰおよびＳＯＦＴＰ用補正部ＳＰＣＰを備え、詳細は後述するが、正弦波駆動電圧制御部（デューティ指示部）ＳＩＮＣＴからのデューティ指示値ＰＷＭＰ，ＳＯＦＴＰをそれぞれ補正し、補正後デューティ指示値ＰＷＭＲ，ＳＯＦＴＲを出力する。

ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧは、補正後デューティ指示値ＰＷＭＲ，ＳＯＦＴＲに基づき、ｕ相用ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕ、ｖ相用ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｖおよびｗ相用ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｗを生成する。具体的には、ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧは、前述した図７の駆動方式に基づき、各ＰＷＭサイクルにおいて、この３相のＰＷＭ信号のいずれか１相をオン期間またはオフ期間に固定する（すなわちＶＭ固定またはＧＮＤ固定とする）。ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧは、他の１相のＰＷＭ信号のオン期間を補正後デューティ指示値ＰＷＭＲ，ＳＯＦＴＲの一方の指示値によって定め、残りの１相のＰＷＭ信号のオン期間を補正後デューティ指示値ＰＷＭＲ，ＳＯＦＴＲの他方の指示値によって定める。

この際に、ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧは、図７に示したように、６０ｄｅｇ毎にＧＮＤ固定とＶＭ固定を交互に切り換える必要がある。そこで、ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧは、ＰＬＬ制御部ＰＬＬＣＴからの通電タイミングに基づいて、この６０ｄｅｇ毎の切り換えを行う。また、前述したように、正弦波駆動電圧制御部ＳＩＮＣＴからは、ＰＷＭパターンおよびソフトパターンに対応するデューティ指示値ＰＷＭＰ，ＳＯＦＴＰが出力される。ただし、実際には、図７に示したように、ＰＷＭパターンおよびソフトパターンの各対称パターンも必要となる。ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧは、ディジタル演算によって、この各対称パターンに対応するデューティ指示値を内部で算出し、それを反映したＰＷＭ信号も生成する。

このように、図７の駆動方式を用いることで、ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧは、補正後デューティ指示値（カウント値）に基づきＰＷＭ信号を生成する実回路を、３個ではなく２個備えればよく、回路面積の低減等が可能になる。さらに、図７の駆動方式を用いることで、ＶＭ固定またはＧＮＤ固定からの振幅で制御されるため、電源電圧マージンに対して有利となり、モータトルク定数を大きくでき、消費電力を低減することが可能になる。

図３は、図２におけるＳＰＭ駆動部ＳＰＭＤＶの構成例を示す回路ブロック図である。ＳＰＭ駆動部ＳＰＭＤＶは、プリドライバ部ＰＤＶＢＫと、インバータ部ＩＮＶＢＫとを備える。インバータ部ＩＮＶＢＫは、ｕ相用ハーフブリッジ回路ＨＢｕと、ｖ相用ハーフブリッジ回路ＨＢｕと、ｗ相用ハーフブリッジ回路ＨＢｗとを備える。

ｕ相用ハーフブリッジ回路ＨＢｕは、ハイサイドトランジスタＭ１ｕと、ロウサイドトランジスタＭ２ｕとを備える。同様に、ｖ相用ハーフブリッジ回路ＨＢｖおよびｗ相用ハーフブリッジ回路ＨＢｗも、それぞれ、ハイサイドトランジスタＭ１ｖおよびＭ１ｗと、ロウサイドトランジスタＭ２ｖおよびＭ２ｗとを備える。ハイサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗおよびロウサイドトランジスタＭ２ｕ，Ｍ２ｖ，Ｍ２ｗは、ここではｎＭＯＳトランジスタとなっている。

ハイサイドトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）Ｍ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗのドレインは、電源電圧ＶＭに共通に結合され、ロウサイドトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）Ｍ２ｕ，Ｍ２ｖ，Ｍ２ｗのソースは、モータ接地端子ＭＧＮＤに共通に結合される。ハイサイドトランジスタＭ１ｕのソースおよびロウサイドトランジスタＭ２ｕのドレインは、ｕ相用駆動出力端子（ＯＵＴｕ）に結合される。同様に、ハイサイドトランジスタＭ１ｖおよびロウサイドトランジスタＭ２ｖは、ｖ相用駆動出力端子（ＯＵＴｖ）に結合され、ハイサイドトランジスタＭ１ｗおよびロウサイドトランジスタＭ２ｗは、ｗ相用駆動出力端子（ＯＵＴｗ）に結合される。モータ接地端子ＭＧＮＤは、電流検出用抵抗ＲＮＦを介して接地電源電圧ＧＮＤに結合される。

ｕ相用駆動出力端子（ＯＵＴｕ）、ｖ相用駆動出力端子（ＯＵＴｖ）およびｗ相用駆動出力端子（ＯＵＴｗ）は、それぞれ、スピンドルモータＳＰＭのｕ相用駆動入力端子ＰＩＮｕ、ｖ相用駆動入力端子ＰＩＮｖおよびｗ相用駆動入力端子ＰＩＮｗに結合される。スピンドルモータＳＰＭは、等価的に、Ｙ字結線されたｕ相用コイルＬｕ、ｖ相用コイルＬｖおよびｗ相用コイルＬｗを含んでいる。

プリドライバ部ＰＤＶＢＫは、ｕ相用プリドライバＰＤＶｕと、ｖ相用プリドライバＰＤＶｖと、ｗ相用プリドライバＰＤＶｗとを備える。ｕ相用プリドライバＰＤＶｕは、ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧからのｕ相用ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕに基づいてｕ相用ハーフブリッジ回路ＨＢｕを駆動する。同様に、ｖ相用プリドライバＰＤＶｖおよびｗ相用プリドライバＰＤＶｗは、それぞれ、ｖ相用ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｖおよびｗ相用ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｗに基づいてｖ相用ハーフブリッジ回路ＨＢｖおよびｗ相用ハーフブリッジ回路ＨＢｗを駆動する。

ここで、図２に戻り、ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧは、前述したように、６０ｄｅｇ毎の切り換えを行いながら、ＳＰＭ駆動部ＳＰＭＤＶにＰＷＭ信号を出力する。また、モータ駆動電流は正弦波状であるため、電流検出用抵抗ＲＮＦで検出される電流としては、正弦波の頂点を含む６０ｄｅｇの周期で繰り返した電流となる。そこで、電流誤差検出部ＥＲＲＤＥＴは、この正弦波波形を模写したディジタルパターンを生成する指示電流補正部ＣＲＮＴＣＰを備える。電流誤差検出部ＥＲＲＤＥＴは、前述した電流指示値ＳＰＮＣＲＮＴに指示電流補正部ＣＲＮＴＣＰからのディジタルパターンを乗算し、当該乗算結果を電流指示値ＳＰＮＣＲＮＴの代わりに減算器ＳＢ１に出力する。

また、進角制御部ＰＨＣＴは、駆動電圧位相生成部ＰＨＧおよびピーク格納部ＰＫＨＤを備える。駆動電圧位相生成部ＰＨＧは、所謂進角制御を行うため、正弦波駆動電圧制御部ＳＩＮＣＴへ位相情報θｄｒｖを出力する。正弦波駆動電圧制御部ＳＩＮＣＴは、この位相情報θｄｒｖに基づき、前述したＰＷＭパターンおよびソフトパターンをこの位相情報θｄｒｖに基づいてシフトさせ、このシフトさせたパターンを用いてデューティ指示値ＰＷＭＰ，ＳＯＦＴＰを生成する。

すなわち、スピンドルモータＳＰＭは、より詳細には、図３に示した各コイルＬｖ，Ｌｕ，Ｌｗに加えて、逆起電力（Ｂ−ＥＭＦ）を示す交流電圧源と、抵抗とを含めた等価回路で表される。モータのトルクを最大化するためには、当該等価回路に流れる電流の位相と、交流電圧源（逆起電力（Ｂ−ＥＭＦ））の位相とを一致させる必要がある。そのため、正弦波駆動電圧制御部ＳＩＮＣＴは、交流電圧源（逆起電力（Ｂ−ＥＭＦ））の位相よりも位相が進んだ正弦波電圧をモータに印加する必要がある。位相情報θｄｒｖは、この進み位相の大きさを表す。

駆動電圧位相生成部ＰＨＧは、具体的には、モータの駆動電流の振幅値ＩＳＰＮＯＵＴと回転周期カウント値ＮＣＮＴ（すなわちモータの回転速度）を変数とし、前述した等価回路における抵抗の抵抗値やコイルのインダクタンス値等を定数として所定の演算を行うことで位相情報θｄｒｖを算出する。ピーク格納部ＰＫＨＤは、アナログ・ディジタル変換器ＡＤＣからのディジタル値を、指示電流補正部ＣＲＮＴＣＰからのトリガ信号ＵＰＡＤＣに応じて保持することで、駆動電圧位相生成部ＰＨＧで用いる振幅値ＩＳＰＮＯＵＴを定める。指示電流補正部ＣＲＮＴＣＰは、例えば、生成するディジタルパターンの最大振幅の箇所でトリガ信号ＵＰＡＤＣを出力する。

シリアルＩＦ＆レジスタ部ＳＩＦＲＥＧは、シリアルポートＳＩＦと、当該シリアルポートＳＩＦを介してアクセスされるパラメータ設定レジスタ部ＲＥＧとを備える。パラメータ設定レジスタ部ＲＥＧは、例えば、図１のＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴによって設定される位相設定パラメータＫ１，Ｋ２や、電流制御パラメータＫｃｐ，Ｋｃｉを保持する。位相設定パラメータＫ１，Ｋ２は、前述した駆動電圧位相生成部ＰＨＧで用いられ、抵抗値やインダクタンス値等の定数を表す。電流制御パラメータＫｃｐ，Ｋｃｉは、ＰＩ補償器ＰＩＣＰで用いられる。更に、詳細は後述するが、パラメータ設定レジスタ部ＲＥＧは、ＰＷＭ補正部ＰＷＭＣＰで用いるＰＷＭ補正パラメータＫＲＥＶｘｘを保持する。

《プリドライバの構成および概略動作》
図８は、図３のＳＰＭ駆動部ＳＰＭＤＶにおいて、各相のプリドライバの構成例を示す回路図である。図３に示したｕ相用プリドライバＰＤＶｕ、ｖ相用プリドライバＰＤＶｖおよびｗ相用プリドライバＰＤＶｗのそれぞれは、図８に示すような構成を備える。図８のプリドライバＰＤＶは、ハイサイドトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）Ｍ１を駆動するカレントミラー回路ＣＭＲ１０，ＣＭＲ１１，ＣＭＲ１２および抵抗Ｒ１と、ロウサイドトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）Ｍ２を駆動するカレントミラー回路ＣＭＲ２０，ＣＭＲ２１，ＣＭＲ２２および抵抗Ｒ２とを備える。ハイサイドトランジスタＭ１およびロウサイドトランジスタＭ２は、駆動出力端子に駆動出力信号ＯＵＴを出力する。

また、図８のプリドライバＰＤＶは、ハイサイドトランジスタＭ１のオン・オフを制御するスイッチＳＷ１０，ＳＷ１１および２個の基準電流源（Ｉｂ）と、ロウサイドトランジスタＭ２のオン・オフを制御するスイッチＳＷ２０，ＳＷ２１および２個の基準電流源（Ｉｂ）とを備える。さらに、図８のプリドライバＰＤＶは、各スイッチＳＷ１０，ＳＷ１１，ＳＷ２０，ＳＷ２１のオン・オフを制御する制御ロジック回路ＬＧＣ１と、３個のコンパレータ回路ＣＭＰ１，ＣＭＰ１０，ＣＭＰ２０とを備える。

ハイサイドにおいて、カレントミラー回路ＣＭＲ１０は、ｐＭＯＳトランジスタＭＰ１０，ＭＰ１１で構成され、カレントミラー回路ＣＭＲ１１は、ｐＭＯＳトランジスタＭＰ１２，ＭＰ１３で構成され、カレントミラー回路ＣＭＲ１２は、ｎＭＯＳトランジスタＭＮ１０，ＭＮ１１で構成される。同様に、ロウサイドにおいて、カレントミラー回路ＣＭＲ２０は、ｐＭＯＳトランジスタＭＰ２０，ＭＰ２１で構成され、カレントミラー回路ＣＭＲ２１は、ｐＭＯＳトランジスタＭＰ２２，ＭＰ２３で構成され、カレントミラー回路ＣＭＲ２２は、ｎＭＯＳトランジスタＭＮ２０，ＭＮ２１で構成される。

ハイサイドに対応する２個のスイッチＳＷ１０，ＳＷ１１は、相補的にオン・オフが制御される。スイッチＳＷ１０がオン（ＳＷ１１がオフ）の場合、カレントミラー回路ＣＭＲ１０は活性化され、カレントミラー回路ＣＭＲ１１，ＣＭＲ１２は非活性化される。具体的には、スイッチＳＷ１０のオンに応じて、カレントミラー回路ＣＭＲ１０のｐＭＯＳトランジスタＭＰ１０に基準電流Ｉｂが入力され、カレントミラー回路ＣＭＲ１０の電流比（トランジスタのサイズ比）に応じた電流がｐＭＯＳトランジスタＭＰ１１へ転写される。その結果、ハイサイドトランジスタＭ１は、ゲート−ソース間容量が充電され、オンに制御される。

一方、スイッチＳＷ１１がオン（ＳＷ１０がオフ）の場合、カレントミラー回路ＣＭＲ１０は非活性化され、カレントミラー回路ＣＭＲ１１，ＣＭＲ１２は活性化される。具体的には、スイッチＳＷ１１のオンに応じて、カレントミラー回路ＣＭＲ１１のｐＭＯＳトランジスタＭＰ１２に基準電流Ｉｂが入力され、カレントミラー回路ＣＭＲ１１の電流比に応じた電流がｐＭＯＳトランジスタＭＰ１３へ転写される。カレントミラー回路ＣＭＲ１２は、当該電流をｎＭＯＳトランジスタＭＮ１０で受けてｎＭＯＳトランジスタＭＮ１１に転写する。その結果、ハイサイドトランジスタＭ１は、ゲート−ソース間容量が放電され、オフに制御される。また、当該放電動作は、高い抵抗値を持つ抵抗Ｒ１を介する経路でも行われる。

ロウサイドもハイサイドの場合と同様の構成で同様の動作を行う。簡単に説明すると、まず、ロウサイドに対応する２個のスイッチＳＷ２０，ＳＷ２１は、相補的にオン・オフが制御される。スイッチＳＷ２０がオン（ＳＷ２１がオフ）の場合、カレントミラー回路ＣＭＲ２０は活性化され、カレントミラー回路ＣＭＲ２１，ＣＭＲ２２は非活性化される。具体的には、スイッチＳＷ２０のオンに応じて、カレントミラー回路ＣＭＲ２０は、入力された基準電流Ｉｂを所定の電流比で出力する。その結果、ロウサイドトランジスタＭ２は、ゲート−ソース間容量が充電され、オンに制御される。

一方、スイッチＳＷ２１がオン（ＳＷ２０がオフ）の場合、カレントミラー回路ＣＭＲ２０は非活性化され、カレントミラー回路ＣＭＲ２１，ＣＭＲ２２は活性化される。具体的には、スイッチＳＷ２１のオンに応じて、カレントミラー回路ＣＭＲ２１は、入力された基準電流Ｉｂを所定の電流比で出力する。カレントミラー回路ＣＭＲ２２は、当該電流を受け、それを所定の電流比で折り返す。その結果、ロウサイドトランジスタＭ２は、ゲート−ソース間容量が放電され、オフに制御される。また、当該放電動作は、高い抵抗値を持つ抵抗Ｒ２を介する経路でも行われる。

なお、前述したハイサイドトランジスタＭ１およびロウサイドトランジスタＭ２のゲート−ソース間容量の充電時間および放電時間は、基準電流Ｉｂの大きさによって適宜調整可能となっている。また、特に限定はされないが、ハイサイドトランジスタＭ１の電源電圧ＶＭは５Ｖ等であり、ロウサイドのカレントミラー回路ＣＭＲ２０，ＣＭＲ２１の電源電圧ＶＡＬも５Ｖ等である。一方、ハイサイドのカレントミラー回路ＣＭＲ１０，ＣＭＲ１１の電源電圧ＶＡＨは１０Ｖ等である。

コンパレータ回路ＣＭＰ１０は、ハイサイドトランジスタＭ１のゲート−ソース間電圧を予め定めたしきい値Ｖｔｈと比較することでハイサイドトランジスタＭ１のオフを検出する。コンパレータ回路ＣＭＰ１０は、ハイサイドトランジスタＭ１のオフを検出している期間で、ハイサイドオフ検出信号ＵＯＦＦＤＥＴを‘Ｈ’レベルにアサートする。同様にして、コンパレータ回路ＣＭＰ２０は、ロウサイドトランジスタＭ２のオフを検出している期間で、ロウサイドオフ検出信号ＬＯＦＦＤＥＴを‘Ｈ’レベルにアサートする。

コンパレータ回路ＣＭＰ１は、駆動出力信号ＯＵＴを中間電圧Ｖｍと比較し、出力検出信号ＯＵＴＤＥＴを出力する。中間電圧Ｖｍは、駆動出力信号ＯＵＴの最大電圧と最小電圧の中間に定められる。その結果、出力検出信号ＯＵＴＤＥＴのデューティは、駆動出力信号ＯＵＴのデューティを表す。制御ロジック回路ＬＧＣ１は、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤ、ハイサイドオフ検出信号ＵＯＦＦＤＥＴ、およびロウサイドオフ検出信号ＬＯＦＦＤＥＴを入力として、ロウサイドオン信号ＬＯＮおよびハイサイドオン信号ＵＯＮを出力する。

具体的には、制御ロジック回路ＬＧＣ１は、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤが‘Ｈ’レベルでロウサイドオフ検出信号ＬＯＦＦＤＥＴが‘Ｈ’レベル（アサート）の期間のみで、ハイサイドオン信号ＵＯＮを‘Ｈ’レベルにアサートする。ハイサイドオン信号ＵＯＮのアサートに応じて、スイッチＳＷ１０はオン（スイッチＳＷ１１はオフ）に制御される。また、制御ロジック回路ＬＧＣ１は、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤが‘Ｌ’レベルでハイサイドオフ検出信号ＵＯＦＦＤＥＴが‘Ｈ’レベル（アサート）の期間のみで、ロウサイドオン信号ＬＯＮを‘Ｈ’レベルにアサートする。ロウサイドオン信号ＬＯＮのアサートに応じて、スイッチＳＷ２０はオン（スイッチＳＷ２１はオフ）に制御される。

これにより、概略的な動作として、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤが‘Ｈ’レベルの期間では、ハイサイドトランジスタＭ１はオン（ロウサイドトランジスタＭ２はオフ）に制御され、駆動出力信号ＯＵＴは‘Ｈ’レベル（ほぼ電源電圧ＶＭのレベル）となる。一方、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤが‘Ｌ’レベルの期間では、ロウサイドトランジスタＭ２がオン（ハイサイドトランジスタＭ１がオフ）に制御され、駆動出力信号ＯＵＴは‘Ｌ’レベル（ほぼ接地電源電圧ＧＮＤのレベル）となる。

このような動作に伴い、理想的には、駆動出力信号ＯＵＴのデューティは、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤのデューティに等しくなる。前述したように、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤのデューティを用いると、スピンドルモータＳＰＭを高精度に正弦波駆動することができる。したがって、仮に、駆動出力信号ＯＵＴのデューティとＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤのデューティとが等しい場合、正弦波駆動の高精度化によってスピンドルモータＳＰＭの振動や騒音を低減することが可能になる。しかし、実際には、以下に説明するように、両者のデューティの間には誤差が生じ得る。

《プリドライバの詳細動作》
図９（ａ）は、図３のＳＰＭ駆動部ＳＰＭＤＶにおける電流ソース時の動作例を示す説明図であり、図９（ｂ）は、図９（ａ）の動作に対応するプリドライバの詳細な動作例を示す波形図である。図９（ａ）には、図３のＳＰＭ駆動部ＳＰＭＤＶの内、ｕ相用のハイサイドトランジスタＭ１ｕおよびロウサイドトランジスタＭ２ｕと、ｖ相用のハイサイドトランジスタＭ１ｖおよびロウサイドトランジスタＭ２ｖの部分が抽出して示されている。ここで、電流ソース時とは、例えば、図７の期間Ｔ１でのＰＷＭサイクル（第１ＰＷＭサイクル）のように、３相の駆動出力信号ＯＵＴの中のいずれか１相（ここではｖ相）がＧＮＤ固定に定められ、他の２相のハイサイドトランジスタ（ここではｕ相用およびｗ相用）がＰＷＭ信号で制御される状態を表す。

図９（ａ）の例では、ｖ相用のロウサイドトランジスタＭ２ｖがオンに固定されることで、ｖ相用駆動出力信号ＯＵＴｖがＧＮＤ固定に定められ、この状態で、ｕ相用のハイサイドトランジスタＭ１ｕはＰＷＭ信号で制御される。ＰＷＭ信号のオン期間では、ｕ相用のハイサイドトランジスタＭ１ｕはオンに制御され、ロウサイドトランジスタＭ２ｕはオフに制御される。当該オン期間では、ハイサイドトランジスタＭ１ｕは、駆動トランジスタとなり、オン固定のロウサイドトランジスタＭ２ｖに対して電流の供給経路を構築することで、スピンドルモータＳＰＭに駆動電流（ソース電流）Ｉｄを流す。

一方、ＰＷＭ信号のオフ期間では、ｕ相用のハイサイドトランジスタＭ１ｕはオフに制御され、ロウサイドトランジスタＭ２ｕはオンに制御される。当該オフ期間では、ロウサイドトランジスタＭ２ｕは、回生トランジスタとなり、オン固定のロウサイドトランジスタＭ２ｖと共に、スピンドルモータＳＰＭからの回生電流Ｉｒを流す。なお、ロウサイドトランジスタＭ２ｕは、実際には、ボディダイオードＤ２ｕを備えており、当該ボディダイオードＤ２ｕを介して回生電流Ｉｒを流すことも可能である。

図９（ｂ）には、図９（ａ）に示したように、ｕ相用のハイサイドトランジスタＭ１ｕがオンに制御された状態（期間Ｔ１ａに対応）からオフに制御され（期間Ｔ１ｂに対応）、再びオンに制御された場合（期間Ｔ１ｃに対応）のｕ相用プリドライバＰＤＶｖの動作波形例が示される。図９（ｂ）に示す各期間Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ，Ｔ１ｃは、便宜上、定常状態の期間を示しており、図９（ｂ）では、この各定常状態の間の過渡期の状態が詳細に示されている。

まず、期間Ｔ１ａに示すように、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕのオン期間（ここでは‘Ｈ’レベルに該当）では、駆動出力信号ＯＵＴｕの電圧レベルは、“ＶＭ−Ｉｄ×Ｒｏｎ１”（Ｒｏｎ１はＭ１ｕのオン抵抗）となる。この状態でＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕがオン期間からオフ期間（ここでは‘Ｌ’レベルに該当）に遷移すると、ハイサイドオン信号ＵＯＮが‘Ｌ’レベルにネゲートされる。これに応じて、ハイサイドトランジスタＭ１ｕでは、ゲート−ソース間容量が放電され、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが低下する。

ハイサイドトランジスタＭ１ｕで供給可能な電流が駆動電流Ｉｄにまで減少すると、駆動出力信号ＯＵＴｕが立ち下がり、負電圧となることで、モータからの回生電流ＩｒがボディダイオードＤ２ｕを介する経路で流れ始める。その結果、駆動出力信号ＯＵＴｕは、“ＧＮＤ−Ｖｆ２”（Ｖｆ２はボディダイオードＤ２ｕの順方向電圧）となる。当該立ち下がり期間において、ハイサイドトランジスタＭ１ｕでは、ソース−ドレイン間電圧が変動（上昇）するため、トランジスタの寄生容量の充放電等の影響でゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、おおむね一定に保たれる。駆動出力信号ＯＵＴｕの立ち下がりが止まると、ハイサイドトランジスタＭ１ｕのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、０Ｖに向けて再び低下する。

なお、図９（ｂ）では、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕがオン期間（‘Ｈ’レベル）からオフ期間（‘Ｌ’レベル）に遷移した時点から、駆動出力信号ＯＵＴｕの立ち下がりが始まる時点までの遅延時間をｔｄＵ１としている。また、駆動出力信号ＯＵＴｕの立ち下がりが始まった時点から、駆動出力信号ＯＵＴｕが中間電圧Ｖｍまで立ち下がった時点までの遅延時間をｔｄＯ１としている。この場合、駆動出力信号ＯＵＴｕは、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕがオン期間からオフ期間へ遷移したのち、遅延時間ｔｄＡ１（＝ｔｄＵ１＋ｔｄＯ１）を経て立ち下がることになる。

その後、ハイサイドトランジスタＭ１ｕのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがしきい値電圧Ｖｔｈよりも低下すると、ハイサイドオフ検出信号ＵＯＦＦＤＥＴは‘Ｈ’レベルにアサートされ、これに応じて、ロウサイドオン信号ＬＯＮは‘Ｈ’レベルにアサートされる。その結果、ロウサイドトランジスタＭ２ｕでは、ゲート−ソース間容量が充電され、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが最大電圧レベル（＝ＶＡＬ）に向けて上昇する。そして、ロウサイドトランジスタＭ２ｕがオンになると、回生電流ＩｒはロウサイドトランジスタＭ２ｕを介して流れる。このため、期間Ｔ１ｂに示すように、駆動出力信号ＯＵＴｕの電圧レベルは、“ＧＮＤ−Ｉｒ×Ｒｏｎ２”（Ｒｏｎ２はＭ２ｕのオン抵抗）となる。

その後、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕがオフ期間からオン期間に遷移すると、ロウサイドオン信号ＬＯＮが‘Ｌ’レベルにネゲートされる。これに応じて、ロウサイドトランジスタＭ２ｕでは、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが０Ｖに向けて低下する。そして、ロウサイドトランジスタＭ２ｕのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがしきい値電圧Ｖｔｈよりも低下すると、ロウサイドオフ検出信号ＬＯＦＦＤＥＴは‘Ｈ’レベルにアサートされ、これに応じて、ハイサイドオン信号ＵＯＮは‘Ｈ’レベルにアサートされる。

その結果、ハイサイドトランジスタＭ１ｕでは、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが上昇し、ハイサイドトランジスタＭ１ｕで供給可能な電流も増大する。ここで、ハイサイドトランジスタＭ１ｕで供給可能な電流が、モータに駆動電流を流せるレベルまで増大すると、モータの回生動作から、ハイサイドトランジスタＭ１ｕを介したモータの駆動動作に推移する。

モータの駆動動作に推移すると、ハイサイドトランジスタＭ１ｕの駆動電流Ｉｄに伴い、駆動出力信号ＯＵＴｕは、“ＶＭ−Ｉｄ×Ｒｏｎ１”に向けて立ち上がる。当該立ち上がり期間において、ハイサイドトランジスタＭ１ｕでは、ソース−ドレイン間電圧が変動（低下）するため、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、おおむね一定に保たれる。駆動出力信号ＯＵＴｕの立ち上がりが止まると、ハイサイドトランジスタＭ１ｕのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、最大電圧レベル（≒ＶＡＨ−ＶＭ）に向けて再び上昇し、定常状態の期間Ｔ１ｃに到達する。

なお、図９（ｂ）では、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕがオフ期間（ここでは‘Ｌ’レベル）からオン期間（‘Ｈ’レベル）に遷移した時点から、ロウサイドトランジスタＭ２ｕがオンからオフに遷移する（すなわち、ＬＯＦＦＤＥＴがアサートされる）時点までの遅延時間をｔｄＬ２としている。また、ロウサイドトランジスタＭ２ｕがオフに遷移した時点から、ハイサイドトランジスタＭ１ｕのオフからオンへの遷移に応じて駆動出力信号ＯＵＴｕの立ち上がりが始まる時点までの遅延時間をｔｄＵ２としている。

さらに、駆動出力信号ＯＵＴｕの立ち上がりが始まった時点から、駆動出力信号ＯＵＴｕが中間電圧Ｖｍまで立ち上がった時点までの遅延時間をｔｄＯ２としている。この場合、駆動出力信号ＯＵＴｕは、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕがオフ期間からオン期間へ遷移したのち、遅延時間ｔｄＡ２（＝ｔｄＬ２＋ｔｄＵ２＋ｔｄＯ２）を経て立ち上がることになる。

以上のように、ハイサイドトランジスタＭ１ｕが電流ソースの動作を行う場合、駆動出力信号ＯＵＴｕでは、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕのオン期間からオフ期間への遷移時に遅延時間ｔｄＡ１の立ち下がり遅延が生じ、オフ期間からオン期間への遷移時に遅延時間ｔｄＡ２の立ち上がり遅延が生じる。ここで、図９（ｂ）から判るように、遅延時間ｔｄＡ２は、遅延時間ｔｄＡ１よりも大きくなる。

これは、駆動トランジスタ（ここではハイサイドトランジスタＭ１ｕ）をオフからオンに制御する場合、その前処理として、回生トランジスタ（ここではロウサイドトランジスタＭ２ｕ）のオンからオフへの制御（すなわち遅延時間ｔｄＬ２）が必要となるためである。その結果、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕのデューティと、駆動出力信号ＯＵＴｕのデューティとの間に誤差が生じる。具体的には、駆動出力信号ＯＵＴｕにおける実際のオン期間（ここでは‘Ｈ’パルス幅）は、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕのオン期間（ここでは‘Ｈ’レベル）と比較して短くなる。言い換えれば、駆動出力信号ＯＵＴｕのデューティは、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕのデューティよりも小さくなる。

図１０（ａ）は、図３のＳＰＭ駆動部ＳＰＭＤＶにおける電流シンク時の動作例を示す説明図であり、図１０（ｂ）は、図１０（ａ）の動作に対応するプリドライバの詳細な動作例を示す波形図である。図１０（ａ）には、図９（ａ）の場合と同様に、ｕ相用のハイサイドトランジスタＭ１ｕおよびロウサイドトランジスタＭ２ｕと、ｖ相用のハイサイドトランジスタＭ１ｖおよびロウサイドトランジスタＭ２ｖの部分が示されている。ここで、電流シンク時とは、例えば、図７の期間Ｔ２でのＰＷＭサイクル（第２ＰＷＭサイクル）のように、３相の駆動出力信号ＯＵＴの中のいずれか１相（ここではｖ相）がＶＭ固定に定められ、他の２相のロウサイドトランジスタ（ここではｕ相用およびｗ相用）がＰＷＭ信号で制御される状態を表す。

図１０（ａ）の例では、ｖ相用のハイサイドトランジスタＭ１ｖがオンに固定されることで、ｖ相用駆動出力信号ＯＵＴｖがＶＭ固定に定められ、この状態で、ｕ相用のロウサイドトランジスタＭ２ｕはＰＷＭ信号で制御される。ＰＷＭ信号のオン期間では、ｕ相用のロウサイドトランジスタＭ２ｕはオンに制御され、ハイサイドトランジスタＭ１ｕはオフに制御される。当該オン期間では、ロウサイドトランジスタＭ２ｕは、駆動トランジスタとなり、オン固定のハイサイドトランジスタＭ１ｖに対して電流の引き抜き経路を構築することで、スピンドルモータＳＰＭに駆動電流（シンク電流）Ｉｄを流す。

一方、ＰＷＭ信号のオフ期間では、ｕ相用のロウサイドトランジスタＭ２ｕはオフに制御され、ハイサイドトランジスタＭ１ｕはオンに制御される。当該オフ期間では、ハイサイドトランジスタＭ１ｕは、回生トランジスタとなり、オン固定のハイサイドトランジスタＭ１ｖと共に、スピンドルモータＳＰＭからの回生電流Ｉｒを流す。なお、ハイサイドトランジスタＭ１ｕは、実際には、ボディダイオードＤ１ｕを備えており、当該ボディダイオードＤ１ｕを介して回生電流Ｉｒを流すことも可能である。

図１０（ｂ）には、図９（ｂ）の場合と同様に、ｕ相用のハイサイドトランジスタＭ１ｕがオンに制御された状態（期間Ｔ２ａに対応）からオフに制御され（期間Ｔ２ｂに対応）、再びオンに制御された場合（期間Ｔ２ｃに対応）のｕ相用プリドライバＰＤＶｖの動作波形例が示される。図１０（ｂ）に示す各期間Ｔ２ａ，Ｔ２ｂ，Ｔ２ｃは、便宜上、定常状態の期間を示しており、図１０（ｂ）では、この各定常状態の間の過渡期の状態が詳細に示されている。

前述した図９（ｂ）では、駆動トランジスタがハイサイドトランジスタＭ１ｕであるのに対して、図１０（ｂ）では、駆動トランジスタがロウサイドトランジスタＭ２ｕである。このため、図１０（ｂ）の動作では、図９（ｂ）の動作と比較して、モータの駆動動作が行われる期間とモータの回生動作が行われる期間とが入れ替わっている。図９（ｂ）の期間Ｔ１ａ，Ｔ１ｃでは、モータの駆動動作が行われていたが、図１０（ｂ）の期間Ｔ２ａ，Ｔ２ｃでは、モータの回生動作が行われる。同様に、図９（ｂ）の期間Ｔ１ｂでは、モータの回生動作が行われていたが、図１０（ｂ）の期間Ｔ２ｂでは、モータの駆動動作が行われる。

まず、期間Ｔ２ａに示すように、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕのオフ期間（ここでは‘Ｈ’レベルに該当）では、駆動出力信号ＯＵＴｕの電圧レベルは、“ＶＭ＋Ｉｒ×Ｒｏｎ１”となる。この状態でＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕがオフ期間からオン期間（ここでは‘Ｌ’レベルに該当）に遷移すると、ハイサイドオン信号ＵＯＮが‘Ｌ’レベルにネゲートされる。これに応じて、ハイサイドトランジスタＭ１ｕでは、ゲート−ソース間容量が放電され、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが低下する。

ハイサイドトランジスタＭ１ｕのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがある程度低下すると、モータからの回生電流Ｉｒは、ボディダイオードＤ１ｕを介する経路で流れ始め、これに応じて、駆動出力信号ＯＵＴｕの電圧レベルは、“ＶＭ＋Ｖｆ１”（Ｖｆ１はボディダイオードＤ１ｕの順方向電圧）となる。また、ハイサイドトランジスタＭ１ｕのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがしきい値電圧Ｖｔｈよりも低下すると、ハイサイドオフ検出信号ＵＯＦＦＤＥＴは‘Ｈ’レベルにアサートされ、これに応じて、ロウサイドオン信号ＬＯＮは‘Ｈ’レベルにアサートされる。

その結果、ロウサイドトランジスタＭ２ｕでは、ゲート−ソース間容量が充電され、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが上昇すると共に、ロウサイドトランジスタＭ２ｕで引き抜き可能な電流が増大する。ここで、ロウサイドトランジスタＭ２ｕで引き抜き可能な電流が、モータに駆動電流を流せるレベルまで増大すると、モータの回生動作から、ロウサイドトランジスタＭ２ｕを介したモータの駆動動作に推移する。その結果、駆動出力信号ＯＵＴｕは、“ＧＮＤ＋Ｉｄ×Ｒｏｎ２”に向けて立ち下がる。

当該立ち下がり期間において、ロウサイドトランジスタＭ２ｕでは、ソース−ドレイン間電圧が変動（低下）するため、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは一定に保たれる。駆動出力信号ＯＵＴｕの立ち下がりが止まると、ロウサイドトランジスタＭ２ｕのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、最大電圧レベル（＝ＶＡＬ）に向けて再び上昇し、定常状態の期間Ｔ２ｂに到達する。

なお、図１０（ｂ）では、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕがオフ期間（‘Ｈ’レベル）からオン期間（‘Ｌ’レベル）に遷移した時点から、ハイサイドトランジスタＭ１ｕがオンからオフに遷移する（すなわち、ＵＯＦＦＤＥＴがアサートされる）時点までの遅延時間をｔｄＵ１としている。また、ハイサイドトランジスタＭ１ｕがオフに遷移した時点から、ロウサイドトランジスタＭ２ｕのオフからオンへの遷移に応じて駆動出力信号ＯＵＴｕの立ち下がりが始まる時点までの遅延時間をｔｄＬ１としている。

さらに、駆動出力信号ＯＵＴｕの立ち下がりが始まった時点から、駆動出力信号ＯＵＴｕが中間電圧Ｖｍまで立ち下がった時点までの遅延時間をｔｄＯ１としている。この場合、駆動出力信号ＯＵＴｕは、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕがオフ期間からオン期間へ遷移したのち、遅延時間ｔｄＡ１（＝ｔｄＵ１＋ｔｄＬ１＋ｔｄＯ１）を経て立ち下がることになる。

その後、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕがオン期間（‘Ｌ’レベル）からオフ期間（‘Ｈ’レベル）に遷移すると、ロウサイドオン信号ＬＯＮが‘Ｌ’レベルにネゲートされる。これに応じて、ロウサイドトランジスタＭ２ｕでは、ゲート−ソース間容量が放電され、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが低下する。ロウサイドトランジスタＭ２ｕで供給可能な電流が駆動電流Ｉｄにまで減少すると、駆動出力信号ＯＵＴｕが立ち上がり、電源電圧より高くなることで、モータからの回生電流ＩｒがボディダイオードＤ１ｕを介する経路で流れ始める。その結果、駆動出力信号ＯＵＴｕの電圧レベルは、“ＶＭ＋Ｖｆ１”となる。

当該立ち上がり期間において、ロウサイドトランジスタＭ２ｕでは、ソース−ドレイン間電圧が変動（上昇）するため、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、おおむね一定に保たれる。駆動出力信号ＯＵＴｕの立ち上がりが止まると、ロウサイドトランジスタＭ２ｕのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、０Ｖに向けて再び低下する。

そして、ロウサイドトランジスタＭ２ｕのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがしきい値電圧Ｖｔｈよりも低下すると、ロウサイドオフ検出信号ＬＯＦＦＤＥＴは‘Ｈ’レベルにアサートされ、これに応じて、ハイサイドオン信号ＵＯＮは‘Ｈ’レベルにアサートされる。その結果、ハイサイドトランジスタＭ１ｕのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、最大電圧レベル（≒ＶＡＨ−ＶＭ）に向けて上昇する。ハイサイドトランジスタＭ１ｕがオンになると、回生電流ＩｒはハイサイドトランジスタＭ１ｕを介して流れる。このため、期間Ｔ２ｃに示すように、駆動出力信号ＯＵＴｕの電圧レベルは、“ＶＭ＋Ｉｒ×Ｒｏｎ１”となる。

なお、図１０（ｂ）では、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕがオン期間（‘Ｌ’レベル）からオフ期間（‘Ｈ’レベル）に遷移した時点から、駆動出力信号ＯＵＴｕの立ち上がりが始まる時点までの遅延時間をｔｄＬ２としている。また、駆動出力信号ＯＵＴｕの立ち上がりが始まった時点から、駆動出力信号ＯＵＴｕが中間電圧Ｖｍまで立ち上がった時点までの遅延時間をｔｄＯ２としている。この場合、駆動出力信号ＯＵＴｕは、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕがオン期間からオフ期間へ遷移したのち、遅延時間ｔｄＡ２（＝ｔｄＬ２＋ｔｄＯ２）を経て立ち上がることになる。

以上のように、ロウサイドトランジスタＭ２ｕが電流シンクの動作を行う場合、駆動出力信号ＯＵＴｕでは、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕのオフ期間からオン期間への遷移時に遅延時間ｔｄＡ１の立ち下がり遅延が生じ、オン期間からオフ期間への遷移時に遅延時間ｔｄＡ２の立ち上がり遅延が生じる。ここで、図１０（ｂ）から判るように、遅延時間ｔｄＡ１は、遅延時間ｔｄＡ２よりも大きくなる。

これは、図９（ｂ）の場合と同様に、駆動トランジスタ（ここではロウサイドトランジスタＭ２ｕ）をオフからオンに制御する場合、その前処理として、回生トランジスタ（ここではハイサイドトランジスタＭ１ｕ）のオンからオフへの制御（すなわち図１０（ｂ）の遅延時間ｔｄＵ１）が必要となるためである。その結果、図９（ｂ）の場合と同様に、駆動出力信号ＯＵＴｕにおける実際のオン期間（ここでは‘Ｌ’パルス幅）は、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕのオン期間（ここでは‘Ｌ’レベル）と比較して短くなる。言い換えれば、駆動出力信号ＯＵＴｕのデューティは、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕのデューティよりも小さくなる。

《ＰＷＭ補正部の概略構成および概略動作［１］》
図９（ｂ）および図１０（ｂ）に示したように、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕのデューティと、駆動出力信号ＯＵＴｕのデューティとの間には、誤差が生じる。ただし、このデューティの誤差要因となる立ち上がり・立ち下がり遅延時間の差分（すなわち｜ｔｄＡ２−ｔｄＡ１｜）は、通常、一定となる。そこで、図１１（ａ）および図１１（ｂ）に示すように、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕのデューティに、この差分に基づく補正を予め加えることで、当該デューティの誤差を低減することが可能になる。

図１１（ａ）は、図２におけるＰＷＭ補正部ＰＷＭＣＰの概略構成例を示す概念図であり、図１１（ｂ）は、図１１（ａ）の入出力特性の一例を示す図である。図１１（ａ）に示すＰＷＭ補正部ＰＷＭＣＰは、ＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ１およびＳＯＦＴＰ用補正部ＳＰＣＰ１を備える。ＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ１は、第１デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＡｐを備え、ＳＯＦＴＰ用補正部ＳＰＣＰ１も、第１デューティ補正回路［２］ＤＴＣＰＡｓを備える。

第１デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＡｐは、ＰＷＭパターン用のデューティ指示値ＰＷＭＰを受け、当該デューティ指示値ＰＷＭＰの増分と同じ増分で変化し、かつ定数となるオフセット値ＯＦが反映されるＰＷＭパターン用の補正後デューティ指示値（第１補正後デューティ指示値）ＰＷＭＲを生成する。同様に、第１デューティ補正回路［２］ＤＴＣＰＡｓは、ソフトパターン用のデューティ指示値ＳＯＦＴＰを受け、当該デューティ指示値ＳＯＦＴＰの増分と同じ増分で変化し、かつ定数となるオフセット値ＯＦが反映されるソフトパターン用の補正後デューティ指示値（第１補正後デューティ指示値）ＳＯＦＴＲを生成する。

第１デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＡｐは、図１１（ｂ）の例では、入力されたデューティ指示値ＰＷＭＰから−２％のオフセット値ＯＦを減算することで、補正後デューティ指示値ＰＷＭＲを出力している。同様に、第１デューティ補正回路［２］ＤＴＣＰＡｓも、入力されたデューティ指示ＳＯＦＴＰから−２％のオフセット値ＯＦを減算することで、補正後デューティ指示値ＳＯＦＴＲを出力している。デューティ指示値ＰＷＭＰ，ＳＯＦＴＰおよび補正後デューティ指示値ＰＷＭＲ，ＳＯＦＴＲは、前述したように、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤのオン期間を長さ（すなわちデューティ）を指示する値である。

図１２（ａ）および図１２（ｂ）は、デューティ指示値に対する実際のデューティ（駆動出力信号のデューティ）の特性例を示す図であり、図１２（ａ）は、デューティ補正を行わない場合の特性であり、図１２（ｂ）は、図１１（ａ）の第１デューティ補正回路を用いて補正を行う場合の特性である。図１２（ａ）は、言い換えれば、図２のＳＰＭ駆動部ＳＰＭＤＶ（具体的には図８の回路）の入出力特性を表す。以下、ＰＷＭパターン用のデューティ指示値を例に説明するが、ソフトパターン用のデューティ指示値に関しても同様である。

図１２（ａ）において、デューティ指示値ＰＷＭＰをそのまま用いると、ＰＷＭＰ≦９０％の範囲に示すように、実際のデューティは、デューティ指示値ＰＷＭＰよりも小さくなる。これは、図９（ｂ）および図１０（ｂ）で述べた通りであり、実際のデューティからデューティ指示値ＰＷＭＰを減算した場合、図１２（ａ）に示すように、−２％のオフセット値ＯＦが生じる。なお、実際のデューティとは、駆動出力信号ＯＵＴのデューティであり、例えば図８に示した出力検出信号ＯＵＴＤＥＴのデューティに該当する。

そこで、図１１（ｂ）に示したような補正後デューティ指示値ＰＷＭＲを用いる。これにより、図１２（ｂ）におけるデューティ指示値ＰＷＭＰ≦８８％の範囲に示すように、実際のデューティとデューティ指示値ＰＷＭＰとを同一にすることができる。具体例として、まず、第１デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＡｐは、デューティ指示値ＰＷＭＰ＝８８％から−２％のオフセット値ＯＦを減算することで、補正後デューティ指示値ＰＷＭＲ＝９０％を生成する。

これを受けて、図２のＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧは、補正後デューティ指示値ＰＷＭＲ＝９０％に基づくＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤを生成する。一方、ＳＰＭ駆動部ＳＰＭＤＶは、図１２（ａ）に示すように、補正後デューティ指示値ＰＷＭＲ＝９０％に基づくＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤを受けて、８８％のデューティを持つ駆動出力信号ＯＵＴを生成する。その結果、実際のデューティ（８８％）は、デューティ指示値ＰＷＭＰ（８８％）に等しくなる。

《ＰＷＭ補正部の概略構成および概略動作［１］の問題点》
しかし、図１２（ｂ）に示すように、ＰＷＭＰ＞８８％の範囲では、図１１（ｂ）の補正後デューティ指示値ＰＷＭＲを用いても、実際のデューティとデューティ指示値ＰＷＭＰとの間に誤差が生じ得る。この要因について、図１３を用いて説明する。図１３は、図１１（ａ）のＰＷＭ補正部を用いた場合の問題点の一例を示す図であり、図９（ｂ）において、デューティ指示値が増加した場合の状況を示す波形図である。

図１３に示す状況Ａは、例えば、図１１（ｂ）におけるＰＷＭＰ＝８８％（ＰＷＭＲ＝９０％）の場合であり、第１デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＡｐのみで補正が可能な限界を表す。当該状況Ａでは、立ち下がり遅延時間ｔｄＡ１および立ち上がり遅延時間ｔｄＡ２（＝ｔｄＬ２＋ｔｄＵ２＋ｔｄＯ２）は、共に、図９（ｂ）の場合と同じ長さである。したがって、第１デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＡｐのみで補正が可能となる。

一方、図１３に示す状況Ｂは、デューティ指示値ＰＷＭＰが増加し、例えばＰＷＭＰ＝９０％（ＰＷＭＲ＝９２％）になった場合であり、状況Ｃは、デューティ指示値ＰＷＭＰが更に増加し、例えばＰＷＭＰ＝９２％（ＰＷＭＲ＝９４％）になった場合である。まず、状況Ｂでは、デューティ指示値ＰＷＭＰの増加に伴い、回生トランジスタ（ここではロウサイドトランジスタＭ２ｕ）のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、状況Ａ（すなわち図９（ｂ）の場合）と異なり、最大電圧レベル（＝ＶＡＬ）に到達していない。

これにより、ＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤｕがオフ期間からオン期間に遷移した時点から、ロウサイドトランジスタＭ２ｕがオンからオフに遷移する時点までの遅延時間ｔｄＬ３は、状況Ａの遅延時間ｔｄＬ２よりも短くなっている。これに応じて、立ち上がり遅延時間ｔｄＡ３（＝ｔｄＬ３＋ｔｄＵ２＋ｔｄＯ２）も、状況Ａの場合と比較して“ｔｄＬ２−ｔｄＬ３”だけ短くなる。

ここで、デューティ指示値ＰＷＭＰがΔＰＷＭＰだけ増加した場合を想定する。まず、デューティ指示値ＰＷＭＰが、状況Ａに対応するデューティ指示値（例えば８８％）以下の場合、デューティ指示値ＰＷＭＰがΔＰＷＭＰだけ増加すると、これに応じて駆動出力信号ＯＵＴのデューティ（ここでは‘Ｈ’期間）もΔＰＷＭＰだけ増加する。

一方、デューティ指示値ＰＷＭＰが、状況Ｂに対応するデューティ指示値（例えば９０％）近辺の場合、デューティ指示値ＰＷＭＰがΔＰＷＭＰだけ増加すると、駆動出力信号ＯＵＴのデューティもΔＰＷＭＰだけ増加しつつ、更に、立ち上がり遅延時間ｔｄＡ３が、当該ΔＰＷＭＰに相応する時間だけ短くなっていく。立ち上がり遅延時間ｔｄＡ３が短くなると、駆動出力信号ＯＵＴのデューティは、増加方向に推移する。その結果、駆動出力信号ＯＵＴのデューティは、図１２（ｂ）に示すように、デューティ指示値ＰＷＭＰがΔＰＷＭＰだけ増加すると、当該ΔＰＷＭＰよりも大きい増分で増加することになる。

次に、状況Ｃでは、デューティ指示値ＰＷＭＰの更なる増加に伴い、駆動トランジスタ（ここではＭ１ｕ）のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、状況Ｂと異なり、しきい値電圧Ｖｔｈまで低下していない。その結果、状況Ｃでは、状況Ｂの遅延時間ｔｄＵ２よりも短い遅延時間ｔｄＵ４が生じる。さらに、駆動トランジスタのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがしきい値電圧Ｖｔｈまで低下しないため、状況Ｂと異なり、回生トランジスタ（ここではＭ２ｕ）のオン・オフ動作（すなわち遅延時間ｔｄＬ３）自体が生じない。

その結果、状況Ｃの立ち上がり遅延時間ｔｄＡ４（＝ｔｄＵ４＋ｔｄＯ２）は、状況Ｂの立ち上がり遅延時間ｔｄＡ３（＝ｔｄＬ３＋ｔｄＵ２＋ｔｄＯ２）よりも更に短くなる。立ち上がり遅延時間ｔｄＡ４が短くなると、状況Ｂの場合と同様に、駆動出力信号ＯＵＴのデューティは、デューティ指示値ＰＷＭＰがΔＰＷＭＰだけ増加すると、当該ΔＰＷＭＰよりも大きい増分で増加することになる。

なお、状況Ａから状況Ｂに向かう過程では、ディーティ指示値ＰＷＭＰの増加と共に、回生トランジスタ（Ｍ２ｕ）のゲート−ソース間容量の放電時間（ｔｄＬ２）が短くなっていく。また、状況Ｂから状況Ｃに向かう過程では、ディーティ指示値ＰＷＭＰの増加と共に、回生トランジスタ（Ｍ２ｕ）のゲート−ソース間容量の放電時間（ｔｄＬ３）が短くなっていき、その後、駆動トランジスタ（Ｍ１ｕ）のゲート−ソース間容量の充電時間（ｔｄＵ２）が短くなっていく。

したがって、例えば、駆動トランジスタおよび回生トランジスタの各充放電時間が全て均一となるように図８のプリドライバＰＤＶを構成した場合、駆動出力信号ＯＵＴのデューティは、ディーティ指示値ＰＷＭＰの変化に対してリニア特性で変化する。図１２（ｂ）の例では、駆動出力信号ＯＵＴのデューティは、デューティ指示値ＰＷＭＰがΔＰＷＭＰだけ増加すると、“２×ΔＰＷＭＰ”の増分で増加している。

以上のように、状況Ｂおよび状況Ｃでは、駆動出力信号ＯＵＴのデューティが、デューティ指示値ＰＷＭＰの増分よりも大きい増分で増加するため、第１デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＡｐのみでは高精度な補正を行うことが困難となる。なお、図１３では、図９（ｂ）の電流ソース時の動作を例に説明を行ったが、図１０（ｂ）の電流シンク時の動作の場合も同様である。すなわち、回生トランジスタ（ここではＭ１ｕ）のオン・オフが不十分となること等に伴い遅延時間ｔｄＡ１が短くなっていき、その結果、駆動出力信号ＯＵＴのデューティが、デューティ指示値ＰＷＭＰの増分よりも大きい増分で増加する。

《ＰＷＭ補正部の概略構成および概略動作［２］》
図１４（ａ）は、図２におけるＰＷＭ補正部ＰＷＭＣＰの別の概略構成例を示す概念図であり、図１４（ｂ）は、図１４（ａ）の入出力特性の一例を示す図である。図１４（ａ）に示すＰＷＭ補正部ＰＷＭＣＰは、ＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ２およびＳＯＦＴＰ用補正部ＳＰＣＰ２を備える。ＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ２は、図１１（ａ）に示した第１デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＡｐに加えて、第２デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＢｐおよび選択部ＳＥＬｐを備える。同様に、ＳＯＦＴＰ用補正部ＳＰＣＰ２は、図１１（ａ）に示した第１デューティ補正回路［２］ＤＴＣＰＡｓに加えて、第２デューティ補正回路［２］ＤＴＣＰＢｓおよび選択部ＳＥＬｓを備える。

第１デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＡｐは、図１１（ｂ）に示した入出力特性に基づき、第１補正後デューティ指示値ＰＷＭＲＡを生成する。第２デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＢｐは、ＰＷＭパターン用のデューティ指示値ＰＷＭＰを受け、当該デューティ指示値ＰＷＭＰの増分とは異なる増分で変化する補正後デューティ指示値（第２補正後デューティ指示値）ＰＷＭＲＢを生成する。選択部ＳＥＬｐは、デューティ指示値ＰＷＭＰとデューティ基準値ＫＲＥＶとの大小関係に応じて、第１補正後デューティ指示値ＰＷＭＲＡおよび第２補正後デューティ指示値ＰＷＭＲＢのいずれか一方をＰＷＭパターン用の補正後デューティ指示値ＰＷＭＲとして出力する。

詳細には、選択部ＳＥＬｐは、デューティ指示値ＰＷＭＰがデューティ基準値ＫＲＥＶよりも小さい場合に、第１補正後デューティ指示値ＰＷＭＲＡを出力し、デューティ指示値ＰＷＭＰがデューティ基準値ＫＲＥＶよりも大きい場合に、第２補正後デューティ指示値ＰＷＭＲＢを出力する。この際に、第２デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＢｐは、感度係数をＳ（０＜Ｓ＜１）として、例えば、“（ＰＷＭＰ−ＫＲＥＶ）×Ｓ”を演算することで、デューティ指示値ＰＷＭＰの増分よりも小さい増分で変化する第２補正後デューティ指示値ＰＷＭＲＢを生成する。デューティ基準値ＫＲＥＶは、前述した図１３の状況Ａに示したように、第１デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＡｐによって補正が可能なデューティ指示値ＰＷＭＰの上限値を表す。

第１デューティ補正回路［２］ＤＴＣＰＡｓは、図１１（ｂ）に示した入出力特性に基づき、第１補正後デューティ指示値ＳＯＦＴＲＡを生成する。第２デューティ補正回路［２］ＤＴＣＰＢｓは、ソフトパターン用のデューティ指示値ＳＯＦＴＰを受け、当該デューティ指示値ＳＯＦＴＰの増分とは異なる増分で変化する補正後デューティ指示値（第２補正後デューティ指示値）ＳＯＦＴＲＢを生成する。選択部ＳＥＬｓは、デューティ指示値ＳＯＦＴＰとデューティ基準値ＫＲＥＶとの大小関係に応じて、第１補正後デューティ指示値ＳＯＦＴＲＡおよび第２補正後デューティ指示値ＳＯＦＴＲＢのいずれか一方をソフトパターン用の補正後デューティ指示値ＳＯＦＴＲとして出力する。

ここで、ＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ２とＳＯＦＴＰ用補正部ＳＰＣＰ２とは、入出力となるデューティ指示値および補正後デューティ指示値がＰＷＭパターン用かソフトパターン用かで異なる点を除き、同様の構成を用いて同様の動作を行う。したがって、以下、ＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ２を代表として、その詳細について説明する。

図１４（ｂ）では、デューティ基準値ＫＲＥＶが８８％に定められた場合を例として、デューティ指示値ＰＷＭＰを入力とし、補正後デューティ指示値ＰＷＭＲを出力とする入出力特性の一例が示される。ＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ２は、デューティ指示値ＰＷＭＰがデューティ基準値ＫＲＥＶ（８８％）よりも小さい場合、図１１（ｂ）に示したように、補正後デューティ指示値ＰＷＭＲとして、デューティ指示値ＰＷＭＰからオフセット値ＯＦ（ここでは２％）が減算された第１補正後デューティ指示値ＰＷＭＲＡを出力する。

一方、ＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ２は、デューティ指示値ＰＷＭＰがデューティ基準値ＫＲＥＶ（８８％）よりも大きい場合、補正後デューティ指示値ＰＷＭＲとして、デューティ指示値ＰＷＭＰの増分“ＰＷＭＰ−ＫＲＥＶ”のＳ１（０＜Ｓ１＜１）倍（ここでは１／２倍）の増分で変化する第２補正後デューティ指示値ＰＷＭＲＢを出力する。ここで、例えば、図１２（ｂ）の例では、ＰＷＭＰ≧８８％の範囲で、駆動出力信号ＯＵＴのデューティは、デューティ指示値ＰＷＭＰの増分“ＰＷＭＰ−ＫＲＥＶ”のＪ倍（ここでは２倍）の増分で変化している。

これに応じて、図１４（ｂ）の例では、ＰＷＭＰ≧８８％の範囲で、補正後デューティ指示値ＰＷＭＲを、デューティ指示値ＰＷＭＰの増分“ＰＷＭＰ−ＫＲＥＶ”のＳ１（＝１／Ｊ）倍（ここでは１／２倍）の増分で変化させている。この場合、入力の増分“ＰＷＭＰ−ＫＲＥＶ”が、その（１／Ｊ）倍の増分に補正され、そのＪ倍が出力の増分となる。これにより、入力（すなわちデューティ指示値ＰＷＭＰ）の増分と出力（すなわち駆動出力信号ＯＵＴのデューティ）の増分とが等しくなり、ＰＷＭＰ≧８８％の範囲でも、駆動出力信号ＯＵＴのデューティはデューティ指示値ＰＷＭＰに等しくなる。

より詳細には、図１４（ｂ）の入出力特性は、図１２（ａ）の入出力特性の逆関数（ｘ＝ｙ対称の関数）に基づく特性となっている。例えば、ＳＰＭ駆動部ＳＰＭＤＶに８０％〜１００％の入力デューティを入力した場合、実際のデューティは、図１２（ａ）の特性を表す所定の伝達関数に基づいて定められる。一方、その逆関数を用いると、実際のデューティを８０％〜１００％に定めるために必要な入力デューティを算出することができる。したがって、８０％〜１００％のデューティ指示値ＰＷＭＰに対して生成される補正後デューティ指示値ＰＷＭＲを、前述した逆関数で算出される入力デューティに定めると、８０％〜１００％のデューティ指示値ＰＷＭＰに対し、実際のデューティも同じく８０％〜１００％となる。

また、第２デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＢｐは、図１４（ｂ）に示したような入出力特性を実現するため、詳細には、“（ＰＷＭＰ−ＫＲＥＶ）×Ｓ”（０＜Ｓ＜１）の値と、オフセット値ＯＦとを用いた演算によって第２補正後デューティ指示値を生成する。ただし、より詳細な演算方法は、幾つかの方法が考えられる。代表的には、図１４（ｂ）から判るように、感度係数Ｓ１を用いて“ＰＷＭＲ＝ＫＲＥＶ−ＯＦ＋（ＰＷＭＰ−ＫＲＥＶ）×Ｓ１”を演算する方法や、感度係数Ｓ２を用いて“ＰＷＭＲ＝ＰＷＭＰ−ＯＦ−（ＰＷＭＰ−ＫＲＥＶ）×Ｓ２”（Ｓ２＝１−Ｓ１）を演算する方法等が挙げられる。

《ＰＷＭ補正部の概略構成および概略動作［２］の主要な効果》
図１５は、図１４（ｂ）の入出力特性を用いた場合において、デューティ指示値に対する実際のデューティ（駆動出力信号のデューティ）の特性例を示す図である。図１４（ｂ）の入出力特性を用いることで、図１５に示すように、デューティ指示値ＰＷＭＰ≦８８％の範囲に加えて、デューティ指示値ＰＷＭＰ＞８８％の範囲でも、実際のデューティをデューティ指示値ＰＷＭＰに等しくすることが可能になる。

例えば、図１４（ｂ）において、デューティ指示値ＰＷＭＰ＝９２％の場合、補正後デューティ指示値ＰＷＭＲ＝９２％である。補正後デューティ指示値ＰＷＭＲ＝９２％のＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤでＳＰＭ駆動部ＳＰＭＤＶを制御すると、図１２（ａ）に示したように、実際のデューティ（駆動出力信号ＯＵＴのデューティ）はデューティ指示値ＰＷＭＰと同じ９２％となる。また、図１４（ｂ）において、デューティ指示値ＰＷＭＰ＝９６％の場合、補正後デューティ指示値ＰＷＭＲ＝９４％である。補正後デューティ指示値ＰＷＭＲ＝９４％のＰＷＭ信号ＰＷＭＯＮ＿ＭＯＤでＳＰＭ駆動部ＳＰＭＤＶを制御すると、図１２（ａ）に示したように、実際のデューティはデューティ指示値ＰＷＭＰと同じ９６％となる。

これにより、デューティ指示値ＰＷＭＰが高精度に反映されたデューティを用いて実際にモータを駆動することが可能になるため、モータに歪の少ない駆動電流（正弦波電流）を流せるようになり、トルクリップルを低減できる。その結果、モータの騒音、振動を低減することが可能になる。さらに、これにより、図１で述べたように、磁気ヘッドＨＤの位置決め精度を高めることが可能になる。

《ＰＷＭ補正部の詳細構成および動作》
図１６は、図１４（ａ）におけるＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ２の詳細な構成例を示す回路ブロック図である。ここでは、ＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ２を例とするが、ＳＯＦＴＰ用補正部ＳＰＣＰ２に関しても同様である。図１６に示すＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ２ａは、デューティオフセット検出部ＯＦＤＥＴと、感度調整部ＳＳＣＴ１と、比較部ＣＭＰＲｐ１と、選択部ＳＥＬｐ１と、減算部（誤差補正部）ＳＢ３０とを備える。当該ＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ２ａは、専用のハードウェアを設ける方式や、プロセッサにソフトウェア処理を実行させる方式や、専用のハードウェアとソフトウェア処理とを組み合わせる方式によって構成することが可能である。

デューティオフセット検出部ＯＦＤＥＴは、図１４（ａ）の第１デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＡｐの主要部となり、感度調整部ＳＳＣＴ１は、第２デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＢｐの主要部となる。比較部ＣＭＰＲｐ１および選択部ＳＥＬｐ１は、図１４（ａ）の選択部ＳＥＬｐに対応する。ここでは、デューティオフセット検出部ＯＦＤＥＴと感度調整部ＳＳＣＴ１とで、共通の減算器（誤差補正部）ＳＢ３０を介して補正を行う構成となっているため、厳密には図１４（ａ）と若干構成が異なるが、概念的には、図１４（ａ）の構成と同一である。

デューティオフセット検出部ＯＦＤＥＴは、カウンタＣＵＮＴ２０と、選択部ＳＥＬ２０〜ＳＥＬ２２と、ラッチ回路ＬＴ２０，ＬＴ２１と、減算器ＳＢ２０と、制御ロジック回路ＬＧＣ２０とを備える。セレクタＳＥＬ２１は、オフセット値ＯＦとして、駆動方向指示信号ＤＲＶＤＩＲが‘Ｈ’レベル（電流ソースに対応）の時にはソース用オフセット値ＯＦ＿Ｕを出力し、駆動方向指示信号ＤＲＶＤＩＲが‘Ｌ’レベル（電流シンクに対応）の時にはシンク用オフセット値ＯＦ＿Ｌを出力する。駆動方向指示信号ＤＲＶＤＩＲは、図２に示すように、電流ソースおよび電流シンクを定めるＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧから出力される。

また、当該ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧは、ソース用オフセット値ＯＦ＿Ｕおよびシンク用オフセット値ＯＦ＿Ｌを定めるためのトリガ信号ＴＲＧＯＦＦも出力する。具体的には、まず、減算器ＳＢ２０は、実際のデューティから補正後デューティ指示値ＰＷＭＲを減算することで誤差を算出する。実際のデューティは、図８に示した出力検出信号ＯＵＴＤＥＴのパルス幅を、ディジタル制御の基準クロックを用いて図１６のカウンタＣＵＮＴ２０でカウントすることで測定される。

ここで、トリガ信号ＴＲＧＯＦＦが‘Ｈ’レベルで、駆動方向指示信号ＤＲＶＤＩＲが‘Ｈ’レベル（電流ソース）の場合、制御ロジック回路ＬＧＣ２０を介して選択部ＳＥＬ２１の取り込み経路側（‘１’側）が選択される。この場合、減算器ＳＢ２０で検出された誤差は、選択部ＳＥＬ２１を介してラッチ回路ＬＴ２１に取り込まれ、ラッチ回路ＬＴ２１の出力によってソース用オフセット値ＯＦ＿Ｕが定められる。また、トリガ信号ＴＲＧＯＦＦおよび駆動方向指示信号ＤＲＶＤＩＲがそれぞれ‘Ｈ’レベルおよび‘Ｈ’レベルではない場合、制御ロジック回路ＬＧＣ２０を介して選択部ＳＥＬ２１のラッチ経路側（‘０’側）が選択される。この場合、ラッチ回路ＬＴ２１の出力は、選択部ＳＥＬ２１を介して維持される。

一方、トリガ信号ＴＲＧＯＦＦが‘Ｈ’レベルで、駆動方向指示信号ＤＲＶＤＩＲが‘Ｌ’レベル（電流シンク）の場合、制御ロジック回路ＬＧＣ２０を介して選択部ＳＥＬ２０の取り込み経路側（‘１’側）が選択される。この場合、減算器ＳＢ２０で検出された誤差は、選択部ＳＥＬ２０を介してラッチ回路ＬＴ２０に取り込まれ、ラッチ回路ＬＴ２０の出力によってシンク用オフセット値ＯＦ＿Ｌが定められる。また、トリガ信号ＴＲＧＯＦＦおよび駆動方向指示信号ＤＲＶＤＩＲがそれぞれ‘Ｈ’レベルおよび‘Ｌ’レベルではない場合、制御ロジック回路ＬＧＣ２０を介して選択部ＳＥＬ２０のラッチ経路側（‘０’側）が選択される。この場合、ラッチ回路ＬＴ２０の出力は、選択部ＳＥＬ２０を介して維持される。

感度調整部ＳＳＣＴ１は、選択部ＳＥＬ１０と、減算器ＳＢ１０と、乗算器ＭＵＬ１０と、加算器ＡＤＤ１０とを備える。選択部ＳＥＬ１０は、駆動方向指示信号ＤＲＶＤＩＲが‘Ｈ’レベル（電流ソース）の時には、ソース用デューティ基準値（第１デューティ基準値）ＫＲＥＶｕをデューティ基準値ＫＲＥＶとして出力する。一方、選択部ＳＥＬ１０は、駆動方向指示信号ＤＲＶＤＩＲが‘Ｌ’レベル（電流シンク）の時には、シンク用デューティ基準値（第２デューティ基準値）ＫＲＥＶｌをデューティ基準値ＫＲＥＶとして出力する。各デューティ基準値（ＫＲＥＶｕ，ＫＲＥＶｌ）は、例えば、予めシミュレーションを行うこと等で任意に定められ、図２のパラメータ設定レジスタ部ＲＥＧ内に、ＰＷＭ補正パラメータＫＲＥＶｘｘとして予め設定される。

減算器ＳＢ１０は、デューティ指示値ＰＷＭＰからデューティ基準値ＫＲＥＶを減算し、乗算器ＭＵＬ１０は、当該減算結果“ＰＷＭＰ−ＫＲＥＶ”をＳ２（例えば、Ｓ２＝１／２）倍する。加算器ＡＤＤ１０は、当該乗算結果“（ＰＷＭＰ−ＫＲＥＶ）×Ｓ２”にデューティオフセット検出部ＯＦＤＥＴからのオフセット値ＯＦを加算する。

比較部ＣＭＰＲｐ１は、デューティ指示値ＰＷＭＰとデューティ基準値ＫＲＥＶとの大小関係を比較する。選択部ＳＥＬｐ１は、当該大小関係に基づいて、ＰＷＭＰ≦ＫＲＥＶの場合には、デューティオフセット検出部ＯＦＤＥＴからのオフセット値ＯＦを出力し、ＰＷＭＰ＞ＫＲＥＶの場合には、感度調整部ＳＳＣＴ１の加算器ＡＤＤ１０からの出力“（ＰＷＭＰ−ＫＲＥＶ）×Ｓ２＋ＯＦ”を出力する。

減算器（誤差補正部）ＳＢ３０は、デューティ指示値ＰＷＭＰから選択部ＳＥＬｐ１の出力を減算することで、補正後デューティ指示値ＰＷＭＲを出力する。その結果、補正後デューティ指示値ＰＷＭＲは、ＰＷＭＰ≦ＫＲＥＶの場合には、“ＰＷＭＰ−ＯＦ”となり、ＰＷＭＰ＞ＫＲＥＶの場合には、図１４（ｂ）で述べたように、“ＰＷＭＰ−ＯＦ−（ＰＷＭＰ−ＫＲＥＶ）×Ｓ２”となる。

このように、図１６の構成では、ソース用オフセット値ＯＦ＿Ｕおよびシンク用オフセット値ＯＦ＿Ｌと、ソース用デューティ基準値ＫＲＥＶｕおよびシンク用デューティ基準値ＫＲＥＶｌとが設けられる。ソース用オフセット値ＯＦ＿Ｕおよびソース用デューティ基準値ＫＲＥＶｕは、図９（ａ）および図９（ｂ）に示した動作が行われる場合に用いられ、シンク用オフセット値ＯＦ＿Ｌおよびシンク用デューティ基準値ＫＲＥＶｌは、図１０（ａ）および図１０（ｂ）に示した動作が行われる場合に用いられる。

図９（ｂ）および図１０（ｂ）に示したように、電流ソース時と電流シンク時とでは、動作が若干異なるため、オフセット値およびデューティ基準値も、若干異なる恐れがある。このため、図１６では、２種類のオフセット値（ＯＦ＿Ｌ，ＯＦ＿Ｕ）と、２種類のデューティ基準値（ＫＲＥＶｕ，ＫＲＥＶｌ）が設けられる。これにより、デューティ指示値ＰＷＭＰと実際のデューティ（駆動出力信号ＯＵＴのデューティ）とを、より高精度に一致されることが可能になる。

また、オフセット値に関しては、実際の測定結果に基づいて定められるため、これによっても、デューティ指示値ＰＷＭＰと実際のデューティとを、より高精度に一致されることが可能になる。なお、ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧは、例えば、ＨＤＤ装置の起動時等でトリガ信号ＴＲＧＯＦＦを‘Ｈ’レベルに制御し、起動後の通常動作では、トリガ信号ＴＲＧＯＦＦを‘Ｌ’レベルに制御する。この場合、デューティオフセット検出部ＯＦＤＥＴは、起動時等でオフセット値を定め、通常動作では、当該定めたオフセット値を維持する。

ここで、図１６に示した各減算器および加算器の極性は、特に図１６に限定されず、適宜変更することが可能である。例えば、減算器ＳＢ２０を、補正後デューティ指示値ＰＷＭＲからカウンタＣＵＮＴ２０の出力を減算するような構成とした場合、これに応じて、その他の各減算器や加算器の極性も適宜変わり得る。また、図１６では、“ＰＷＭＲ＝ＰＷＭＰ−ＯＦ−（ＰＷＭＰ−ＫＲＥＶ）×Ｓ２”の演算を行う構成としたが、図１４（ｂ）等で述べたように、“ＰＷＭＲ＝ＫＲＥＶ−ＯＦ＋（ＰＷＭＰ−ＫＲＥＶ）×Ｓ１”の演算を行う構成としてもよい。さらに、乗算部ＭＵＬの感度係数Ｓ２は、ＳＰＭ駆動部ＳＰＭＤＶの構成（すなわち図１２（ｂ）の特性）に応じて適宜定められればよく、場合によっては、図２のパラメータ設定レジスタＲＥＧで任意に設定可能としてもよい。

以上、本実施の形態１の方式を用いることで、代表的には、モータの騒音、振動を低減できる。

（実施の形態２）
《ＰＷＭ補正部の詳細構成および動作（変形例［１］）》
図１７は、本発明の実施の形態２によるモータ駆動装置において、ＰＷＭＰ用補正部の詳細な構成例を示す回路ブロック図である。図１７に示すＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ２ｂは、図１６のＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ２ａと比較して、感度調整部ＳＳＣＴ２の構成が異なる点と、比較部ＣＭＰＲｐ２の入力が異なる点とを除いて図１６の場合と同様である。図１７の感度調整部ＳＳＣＴ２は、図１６に示した減算器ＳＢ１０、乗算器ＭＵＬ１０および加算器ＡＤＤ１０に加えて、選択部ＳＥＬ１１，ＳＥＬ１２、カウンタＣＵＮＴ１０およびラッチ回路ＬＴ１０を備える。

図１７に示すＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ２ｂは、概念的には、図１４（ａ）に示したＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ２におけるデューティ基準値ＫＲＥＶを、実際の測定結果に基づいて定めるような構成となっている。概略を述べると、デューティ基準値ＫＲＥＶは、回生トランジスタのオン期間を監視することで定められ、当該オン期間が所定の期間よりも短くなった時点のデューティ指示値ＰＷＭＰに定められる。

具体的には、まず、選択部ＳＥＬ１２は、駆動方向指示信号ＤＲＶＤＩＲが‘Ｈ’レベル（電流ソース）の時には、図９（ｂ）等に示したロウサイドオン信号ＬＯＮを出力し、駆動方向指示信号ＤＲＶＤＩＲが‘Ｌ’レベル（電流シンク）の時には、図１０（ｂ）等に示したハイサイドオン信号ＵＯＮを出力する。カウンタＣＵＮＴ１０は、当該選択部ＳＥＬ１２から出力された信号の‘Ｈ’期間（アサート期間）をディジタル制御の基準クロックでカウントする。

一方、選択部ＳＥＬ１１は、このカウンタＣＵＮＴ１０からのカウント値に対する判定基準値ＲＲＥＶを出力する。選択部ＳＥＬ１１は、判定基準値ＲＲＥＶとして、駆動方向指示信号ＤＲＶＤＩＲが‘Ｈ’レベル（電流ソース）の時にはソース用判定基準値ＲＲＥＶｕを出力し、駆動方向指示信号ＤＲＶＤＩＲが‘Ｌ’レベル（電流シンク）の時にはシンク用デューティ基準値ＲＲＥＶｌを出力する。各判定基準値（ＲＲＥＶｕ，ＲＲＥＶｌ）は、例えば、図２のパラメータ設定レジスタ部ＲＥＧによって任意に定められる。

比較部ＣＭＰＲｐ２は、カウンタＣＵＮＴ１０からのカウント値が判定基準値ＲＲＥＶよりも小さくなった時点で、検出信号ＰＷＭＤＥＴを‘Ｌ’レベルから‘Ｈ’レベルに遷移させる。ラッチ回路ＬＴ１０は、この検出信号ＰＷＭＤＥＴの‘Ｈ’遷移をトリガとして、デューティ指示値ＰＷＭＰをラッチし、デューティ基準値ＫＲＥＶを出力する。当該デューティ基準値ＫＲＥＶは、電流ソース時には、ロウサイドオン信号ＬＯＮとソース用判定基準値ＲＲＥＶｕとの比較結果に基づく値（第１デューティ基準値）に定められ、電流シンク時には、ハイサイドオン信号ＵＯＮとシンク用判定基準値ＲＲＥＶｌとの比較結果に基づく値（第２デューティ基準値）に定められる。

減算器ＳＢ１０は、デューティ指示値ＰＷＭＰから、当該ラッチ回路ＬＴ１０からのデューティ基準値ＫＲＥＶを減算する。また、選択部ＳＥＬｐ１は、比較部ＣＭＰＲｐ２からの出力が‘Ｈ’レベルの場合には、感度調整部ＳＳＣＴ２内の加算器ＡＤＤ１０からの出力を選択し、‘Ｌ’レベルの場合には、デューティオフセット検出部ＯＦＤＥＴからのオフセット値ＯＦを選択する。

ここで、第１デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＡｐと第２デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＢｐとの間の切り換え要否は、図１３から判るように、回生トランジスタのオン期間が所定の期間よりも短くなったか否かで判断することができる。回生トランジスタのオン期間は、電流ソース時にはロウサイドオン信号ＬＯＮのアサート期間となり、電流シンク時にはハイサイドオン信号ＵＯＮのアサート期間となる。

そこで、比較部ＣＭＰＲｐ２は、この回生トランジスタのオン期間（すなわちカウンタＣＵＮＴ１０の出力）を監視し、それが判定基準値ＲＲＥＶの期間よりも短くなった時点のデューティ指示値ＰＷＭＰをデューティ基準値ＫＲＥＶとしてラッチ回路ＬＴ１０に保持させる。例えば、デューティ指示値ＰＷＭＰが増加していく場合を想定すると、ある時点で、回生トランジスタのオン期間が判定基準値ＲＲＥＶの期間よりも短くなり、ラッチ回路ＬＴ１０には、その時点のデューティ指示値ＰＷＭＰがデューティ基準値ＫＲＥＶとして保持される。

また、比較部ＣＭＰＲｐ２は、このデューティ基準値ＫＲＥＶが保持されるタイミングと同じタイミングで、選択部ＳＥＬｐ１に第２デューティ補正回路ＤＴＣＰＢｐ側を選択させる。比較部ＣＭＰＲｐ２は、更なるデューティ指示値ＰＷＭＰの増加に伴い、回生トランジスタのオン期間が判定基準値ＲＲＥＶの期間よりも短い限り、選択部ＳＥＬｐ１に第２デューティ補正回路ＤＴＣＰＢｐ側を選択させる。この状態は、言い換えれば、選択部ＳＥＬｐ１がＰＷＭＰ＞ＫＲＥＶの場合に、第２デューティ補正回路ＤＴＣＰＢｐ側を選択していることになる。

一方、比較部ＣＭＰＲｐ２は、例えば、デューティ指示値ＰＷＭＰが減少方向となり、回生トランジスタのオン期間が判定基準値ＲＲＥＶの期間よりも長くなると、選択部ＳＥＬｐ１に第１デューティ補正回路ＤＴＣＰＡｐ側を選択させる。この回生トランジスタのオン期間が判定基準値ＲＲＥＶの期間よりも長くなった時点のデューティ指示値ＰＷＭＰは、ラッチ回路ＬＴ１０に保持されているデューティ基準値ＫＲＥＶに等しくなる。したがって、この状態は、言い換えれば、選択部ＳＥＬｐ１がＰＷＭＰ≦ＫＲＥＶの場合に、第１デューティ補正回路ＤＴＣＰＡｐ側を選択していることになる。

以上、本実施の形態２の方式を用いることで、実施の形態１の方式と比較して、モータの騒音、振動の更なる低減が図れる場合がある。すなわち、実施の形態１の方式では、デューティ基準値ＫＲＥＶは、予め定めた定数であるため、例えば、温度や製造プロセス等によって各トランジスタの特性ばらつきが生じた場合に、補正精度が低下する恐れがある。一方、本実施の形態２の方式では、デューティ基準値ＫＲＥＶは、回生トランジスタのオン期間を実際に測定することで定められる変数であるため、実施の形態１の方式と比較して補正精度の向上が図れる場合がある。ただし、回路面積等の観点では、実施の形態１の方式の方が有益となる。

（実施の形態３）
《ＰＷＭ補正部の詳細構成および動作（変形例［２］）》
図１８は、本発明の実施の形態３によるモータ駆動装置において、ＰＷＭＰ用補正部の詳細な構成例を示す回路ブロック図である。図１９は、本発明の実施の形態３によるモータ駆動装置において、プリドライバの詳細な構成例を示す回路図である。図１９に示すプリドライバＰＤＶ１は、図８に示したプリドライバＰＤＶと比較して、コンパレータ回路ＣＭＰ２，ＣＭＰ３が追加されている点が異なっている。

コンパレータ回路ＣＭＰ２は、ハイサイドトランジスタＭ１のゲート電圧を“ＶＡＨ−Ｖｔｈ２”と比較することで、当該ゲート電圧が電源電圧ＶＡＨに到達している場合に、ハイサイドフルオン検出信号ＵＯＮＤＥＴを‘Ｈ’レベルにアサートする。しきい値電圧Ｖｔｈ２は、コンパレータ回路ＣＭＰ２のオフセット等を加味し、電源電圧ＶＡＨへの到達有無を判定するために必要な微小な電圧値に定められる。同様に、コンパレータ回路ＣＭＰ３は、ロウサイドトランジスタＭ２のゲート電圧を“ＶＡＬ−Ｖｔｈ２”と比較することで、当該ゲート電圧が電源電圧ＶＡＬに到達している場合に、ロウサイドフルオン検出信号ＬＯＮＤＥＴを‘Ｈ’レベルにアサートする。

図１８に示すＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ２ｃは、図１７のＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ２ｂと比較して、感度調整部ＳＳＣＴ３の構成が異なる点と、比較部ＣＭＰＲｐ３の入力が異なる点とを除いて図１７の場合と同様である。図１８の感度調整部ＳＳＣＴ３は、図１７に示した減算器ＳＢ１０、乗算器ＭＵＬ１０、加算器ＡＤＤ１０、およびラッチ回路ＬＴ１０に加えて、選択部ＳＥＬ１３およびカウンタＣＵＮＴ１１を備える。

図１８に示すＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ２ｃは、概念的には、図１７の場合と同様に、図１４（ａ）に示したＰＷＭＰ用補正部ＰＰＣＰ２におけるデューティ基準値ＫＲＥＶを、実際の測定結果に基づいて定めるような構成となっている。概略を述べると、デューティ基準値ＫＲＥＶは、回生トランジスタをオンに制御する際に印加する電圧を監視することで定められ、当該電圧が所定の電圧まで到達しなくなった時点のデューティ指示値ＰＷＭＰに定められる。

具体的には、まず、選択部ＳＥＬ１３は、駆動方向指示信号ＤＲＶＤＩＲが‘Ｈ’レベル（電流ソース）の時には、図１９に示したロウサイドフルオン検出信号ＬＯＮＤＥＴを出力し、駆動方向指示信号ＤＲＶＤＩＲが‘Ｌ’レベル（電流シンク）の時には、ハイサイドフルオン検出信号ＵＯＮＤＥＴを出力する。カウンタＣＵＮＴ１１は、当該選択部ＳＥＬ１３から出力された信号の‘Ｈ’期間（アサート期間）をディジタル制御の基準クロックでカウントする。

比較部ＣＭＰＲｐ３は、カウンタＣＵＮＴ１１からのカウント値がゼロとなった時点で、検出信号ＰＷＭＤＥＴを‘Ｌ’レベルから‘Ｈ’レベルに遷移させる。ラッチ回路ＬＴ１０は、この検出信号ＰＷＭＤＥＴの‘Ｈ’遷移をトリガとして、デューティ指示値ＰＷＭＰをラッチし、デューティ基準値ＫＲＥＶを出力する。当該デューティ基準値ＫＲＥＶは、電流ソース時には、ロウサイドフルオン検出信号ＬＯＮＤＥＴの判定結果に基づく値（第１デューティ基準値）に定められ、電流シンク時には、ハイサイドフルオン検出信号ＵＯＮＤＥＴの判定結果に基づく値（第２デューティ基準値）に定められる。

ここで、第１デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＡｐと第２デューティ補正回路［１］ＤＴＣＰＢｐとの間の切り換え要否は、図１３から判るように、回生トランジスタのゲート電圧が最大電圧レベルに到達できるか否かで判断することができる。回生トランジスタが最大電圧レベルに到達している場合、電流ソース時にはロウサイドフルオン検出信号ＬＯＮＤＥＴのアサート期間が生じ、電流シンク時にはハイサイドフルオン検出信号ＵＯＮＤＥＴのアサート期間が生じる。

そこで、比較部ＣＭＰＲｐ３は、この各フルオン検出信号（ＬＯＮＤＥＴ，ＵＯＮＤＥＴ）のアサート期間の有無を監視し、アサート期間が無くなった時点のデューティ指示値ＰＷＭＰをデューティ基準値ＫＲＥＶとしてラッチ回路ＬＴ１０に保持させる。例えば、デューティ指示値ＰＷＭＰが増加していく場合を想定すると、ある時点で、フルオン検出信号のアサート期間が無くなり、ラッチ回路ＬＴ１０には、その時点のデューティ指示値ＰＷＭＰがデューティ基準値ＫＲＥＶとして保持される。

また、比較部ＣＭＰＲｐ３は、このデューティ基準値ＫＲＥＶが保持されるタイミングと同じタイミングで、選択部ＳＥＬｐ１に第２デューティ補正回路ＤＴＣＰＢｐ側を選択させる。比較部ＣＭＰＲｐ３は、更なるデューティ指示値ＰＷＭＰの増加に伴い、フルオン検出信号のアサート期間が生じない限り、選択部ＳＥＬｐ１に第２デューティ補正回路ＤＴＣＰＢｐ側を選択させる。この状態は、言い換えれば、選択部ＳＥＬｐ１がＰＷＭＰ＞ＫＲＥＶの場合に、第２デューティ補正回路ＤＴＣＰＢｐ側を選択していることになる。

一方、比較部ＣＭＰＲｐ３は、例えば、デューティ指示値ＰＷＭＰが減少方向となり、フルオン検出信号のアサート期間が生じると、選択部ＳＥＬｐ１に第１デューティ補正回路ＤＴＣＰＡｐ側を選択させる。このフルオン検出信号のアサート期間が生じた時点のデューティ指示値ＰＷＭＰは、ラッチ回路ＬＴ１０に保持されているデューティ基準値ＫＲＥＶに等しくなる。したがって、この状態は、言い換えれば、選択部ＳＥＬｐ１がＰＷＭＰ≦ＫＲＥＶの場合に、第１デューティ補正回路ＤＴＣＰＡｐ側を選択していることになる。

以上、本実施の形態３の方式を用いることで、実施の形態２の場合と同様に、実施の形態１の方式と比較して、モータの騒音、振動の更なる低減が図れる場合がある。すなわち、本実施の形態３の方式では、デューティ基準値ＫＲＥＶは、回生トランジスタのゲート電圧における最大電圧レベルへの到達有無を実際に測定することで定められる変数であるため、実施の形態１の方式と比較して補正精度の向上が図れる場合がある。

さらに、実施の形態２の方式と比較して、より直接的な測定結果を用いているため、実施の形態２の方式よりも更に補正精度の向上が図れる場合がある。すなわち、図１３で述べたように、第１デューティ補正回路ＤＴＣＰＡｐの限界点は、直接的には、回生トランジスタの最大電圧レベルへの到達有無で定められ、その間接的な要素として、回生トランジスタのオン期間に依存する。一方、回路面積の観点では、コンパレータ回路ＣＭＰ２，ＣＭＰ３が不要な分、実施の形態２の方式の方が有益となる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。例えば、前述した実施の形態は、本発明を分かり易く説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

例えば、本実施の形態の方式は、ＨＤＤ装置に限らず、ＤＶＤ再生録画装置やブルーレイ再生録画装置等を含め、各種モータの駆動方法として適用可能である。その中でも、特に、ＰＷＭ周波数が高い用途に適用することが有益である。すなわち、ＰＷＭ周波数が高くなるほど、相対的にデューティの誤差も大きくなり得るため、より有益な効果が得られる。ＨＤＤ装置では、ＰＷＭ周波数は、例えば、１００ｋ［Ｈｚ］程度である。

また、モータの駆動方式には、前述したような正弦波駆動方式の他に、矩形波駆動方式等も存在する。連続するＰＷＭサイクルにおいて、矩形波駆動方式では、通常、デューティは一定となるが、正弦波駆動方式では、デューティは可変に制御される。また、正弦波駆動方式は、矩形波駆動方式と比べて、通常、モータの高効率化、低振動・低騒音化が図れる。したがって、本実施の形態の方式は、矩形波駆動方式に適用することも可能であるが、特に、正弦波駆動方式に適用することが有益となる。

ＰＷＭＣＰ ＰＷＭ補正部
ＰＰＣＰ ＰＷＭＰ用補正部
ＳＰＣＰ ＳＯＦＴＰ用補正部
ＰＷＭＰ，ＳＯＦＴＰ デューティ指示値
ＫＲＥＶ デューティ基準値
ＰＷＭＲ，ＳＯＦＴＲ 補正後デューティ指示値
ＯＦ オフセット値
Ｓ 感度係数
ＤＴＣＰＡ 第１デューティ補正回路
ＤＴＣＰＢ 第２デューティ補正回路
ＳＥＬ 選択部
ＰＷＭＲＡ，ＳＯＦＴＲＡ 第１補正後デューティ指示値
ＰＷＭＲＢ，ＳＯＦＴＲＢ 第２補正後デューティ指示値

Claims (20)

1. モータ駆動装置を用いてモータを駆動するモータの駆動方法であって、
   前記モータ駆動装置は、
   オンに制御された際に前記モータに駆動電流を流す駆動トランジスタと、
   前記駆動トランジスタと共にハーフブリッジ回路を構成し、オンに制御された際に前記モータからの回生電流を流す回生トランジスタと、
   を有し、
   ＰＷＭサイクル内のオン期間の比率を表すデューティ指示値を出力するデューティ指示動作と、
   前記デューティ指示値を補正し、前記デューティ指示値とデューティ基準値との大小関係に応じて、第１補正後デューティ指示値および第２補正後デューティ指示値のいずれか一方を補正後デューティ指示値として出力するデューティ補正動作と、
   前記補正後デューティ指示値に基づくＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成動作と、
   前記ＰＷＭ信号の前記オン期間で前記駆動トランジスタをオンに制御し、前記ＰＷＭ信号のオフ期間で前記回生トランジスタをオンに制御し、前記ＰＷＭ信号の前記オフ期間から前記オン期間への遷移に応じて前記回生トランジスタをオンからオフへ制御し、前記回生トランジスタのオフを検出した以降に前記駆動トランジスタをオフからオンへ制御するドライブ動作と、
   を実行し、
   前記第１補正後デューティ指示値は、前記デューティ指示値の増分と同じ増分で変化し、かつ定数となるオフセット値が反映された値であり、
   前記第２補正後デューティ指示値は、前記デューティ指示値の増分とは異なる増分で変化する値である、
   モータの駆動方法。
2. 請求項１記載のモータの駆動方法において、
   前記デューティ補正動作では、前記デューティ指示値が前記デューティ基準値よりも小さい場合に、前記第１補正後デューティ指示値が出力され、前記デューティ指示値が前記デューティ基準値よりも大きい場合に、前記第２補正後デューティ指示値が出力され、
   前記第２補正後デューティ指示値は、前記デューティ指示値の増分よりも小さい増分で変化する、
   モータの駆動方法。
3. 請求項２記載のモータの駆動方法において、
   前記第１補正後デューティ指示値は、前記デューティ指示値に前記オフセット値を加減算することで生成され、
   前記第２補正後デューティ指示値は、前記デューティ指示値を“ＰＷＭＰ”、前記デューティ基準値を“ＫＲＥＶ”、感度係数を“Ｓ”（０＜Ｓ＜１）とした場合、“（ＰＷＭＰ−ＫＲＥＶ）×Ｓ”の値と、前記オフセット値とを用いた演算によって生成される、
   モータの駆動方法。
4. 請求項１記載のモータの駆動方法において、
   前記デューティ基準値は、設定によって任意の値に定められる、
   モータの駆動方法。
5. 請求項１記載のモータの駆動方法において、
   前記デューティ基準値は、前記回生トランジスタのオン期間を監視することで定められ、当該オン期間が所定の期間よりも短くなった時点の前記デューティ指示値に定められる、
   モータの駆動方法。
6. 請求項１記載のモータの駆動方法において、
   前記デューティ基準値は、前記回生トランジスタをオンに制御する際に印加する電圧を監視することで定められ、当該電圧が所定の電圧まで到達しなくなった時点の前記デューティ指示値に定められる、
   モータの駆動方法。
7. 請求項１記載のモータの駆動方法において、
   前記デューティ指示動作では、前記モータの駆動電流を正弦波状に制御するための、前記ＰＷＭサイクル毎の前記デューティ指示値が出力される、
   モータの駆動方法。
8. 請求項１記載のモータの駆動方法において、
   前記モータ駆動装置は、
   電源電圧が供給されるハイサイドトランジスタと、
   接地電源電圧が供給されるロウサイドトランジスタと、
   を有し、
   第１ＰＷＭサイクルでは、前記ハイサイドトランジスタおよび前記ロウサイドトランジスタは、それぞれ前記駆動トランジスタおよび前記回生トランジスタとなり、
   第２ＰＷＭサイクルでは、前記ハイサイドトランジスタおよび前記ロウサイドトランジスタは、それぞれ前記回生トランジスタおよび前記駆動トランジスタとなり、
   前記デューティ基準値は、前記第１ＰＷＭサイクルで用いられる第１デューティ基準値と、前記第２ＰＷＭサイクルで用いられる第２デューティ基準値と、で構成される、
   モータの駆動方法。
9. 外部に設けられたモータを駆動するモータ駆動装置であって、
   オンに制御された際に前記モータに駆動電流を流す駆動トランジスタと、
   前記駆動トランジスタと共にハーフブリッジ回路を構成し、オンに制御された際に前記モータからの回生電流を流す回生トランジスタと、
   ＰＷＭサイクル内のオン期間の比率を表すデューティ指示値を出力するデューティ指示部と、
   前記デューティ指示値を補正し、補正後デューティ指示値を出力するデューティ補正部と、
   前記補正後デューティ指示値に基づくＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
   前記ＰＷＭ信号の前記オン期間で前記駆動トランジスタをオンに制御し、前記ＰＷＭ信号のオフ期間で前記回生トランジスタをオンに制御するドライバ部と、
   を有し、
   前記ドライバ部は、前記ＰＷＭ信号の前記オフ期間から前記オン期間への遷移に応じて前記回生トランジスタをオンからオフへ制御し、前記回生トランジスタのオフを検出した以降に前記駆動トランジスタをオフからオンへ制御し、
   前記デューティ補正部は、
   前記デューティ指示値の増分と同じ増分で変化し、かつ定数となるオフセット値が反映される第１補正後デューティ指示値を生成する第１デューティ補正回路と、
   前記デューティ指示値の増分とは異なる増分で変化する第２補正後デューティ指示値を生成する第２デューティ補正回路と、
   前記デューティ指示値とデューティ基準値との大小関係に応じて、前記第１補正後デューティ指示値および前記第２補正後デューティ指示値のいずれか一方を前記補正後デューティ指示値として出力する選択部と、
   を有する、
   モータ駆動装置。
10. 請求項９記載のモータ駆動装置において、
    前記選択部は、前記デューティ指示値が前記デューティ基準値よりも小さい場合に、前記第１補正後デューティ指示値を出力し、前記デューティ指示値が前記デューティ基準値よりも大きい場合に、前記第２補正後デューティ指示値を出力し、
    前記第２補正後デューティ指示値は、前記デューティ指示値の増分よりも小さい増分で変化する、
    モータ駆動装置。
11. 請求項１０記載のモータ駆動装置において、
    前記第１デューティ補正回路は、前記デューティ指示値に前記オフセット値を加減算することで前記第１補正後デューティ指示値を生成し、
    前記第２デューティ補正回路は、前記デューティ指示値を“ＰＷＭＰ”、前記デューティ基準値を“ＫＲＥＶ”、感度係数を“Ｓ”（０＜Ｓ＜１）とした場合、“（ＰＷＭＰ−ＫＲＥＶ）×Ｓ”の値と、前記オフセット値とを用いた演算によって前記第２補正後デューティ指示値を生成する、
    モータ駆動装置。
12. 請求項９記載のモータ駆動装置において、
    前記デューティ基準値は、設定によって任意の値に定められる、
    モータ駆動装置。
13. 請求項９記載のモータ駆動装置において、
    前記デューティ基準値は、前記回生トランジスタのオン期間を監視することで定められ、当該オン期間が所定の期間よりも短くなった時点の前記デューティ指示値に定められる、
    モータ駆動装置。
14. 請求項９記載のモータ駆動装置において、
    前記デューティ基準値は、前記回生トランジスタをオンに制御する際に印加する電圧を監視することで定められ、当該電圧が所定の電圧まで到達しなくなった時点の前記デューティ指示値に定められる、
    モータ駆動装置。
15. 請求項９記載のモータ駆動装置において、
    前記デューティ指示部は、前記モータの駆動電流を正弦波状に制御するための、前記ＰＷＭサイクル毎の前記デューティ指示値を出力する、
    モータ駆動装置。
16. 請求項９記載のモータ駆動装置において、
    前記モータ駆動装置は、
    電源電圧が供給されるハイサイドトランジスタと、
    接地電源電圧が供給されるロウサイドトランジスタと、
    を有し、
    第１ＰＷＭサイクルでは、前記ハイサイドトランジスタおよび前記ロウサイドトランジスタは、それぞれ前記駆動トランジスタおよび前記回生トランジスタとなり、
    第２ＰＷＭサイクルでは、前記ハイサイドトランジスタおよび前記ロウサイドトランジスタは、それぞれ前記回生トランジスタおよび前記駆動トランジスタとなり、
    前記デューティ基準値は、前記第１ＰＷＭサイクルで用いられる第１デューティ基準値と、前記第２ＰＷＭサイクルで用いられる第２デューティ基準値と、で構成される、
    モータ駆動装置。
17. データを記憶する磁気ディスクと、
    前記磁気ディスクを回転させるモータと、
    前記モータを３相の正弦波で駆動するモータ駆動装置と、
    を備えるハードディスク装置であって、
    前記モータ駆動装置は、
    オンに制御された際に前記モータに駆動電流を流す駆動トランジスタと、
    前記駆動トランジスタと共にハーフブリッジ回路を構成し、オンに制御された際に前記モータからの回生電流を流す回生トランジスタと、
    ＰＷＭサイクル内のオン期間の比率を表すデューティ指示値を出力するデューティ指示部と、
    前記デューティ指示値を補正し、補正後デューティ指示値を出力するデューティ補正部と、
    前記補正後デューティ指示値に基づくＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
    前記ＰＷＭ信号の前記オン期間で前記駆動トランジスタをオンに制御し、前記ＰＷＭ信号のオフ期間で前記回生トランジスタをオンに制御するドライバ部と、
    を有し、
    前記ドライバ部は、前記ＰＷＭ信号の前記オフ期間から前記オン期間への遷移に応じて前記回生トランジスタをオンからオフへ制御し、前記回生トランジスタのオフを検出した以降に前記駆動トランジスタをオフからオンへ制御し、
    前記デューティ補正部は、
    前記デューティ指示値の増分と同じ増分で変化し、かつ定数となるオフセット値が反映される第１補正後デューティ指示値を生成する第１デューティ補正回路と、
    前記デューティ指示値の増分とは異なる増分で変化する第２補正後デューティ指示値を生成する第２デューティ補正回路と、
    前記デューティ指示値とデューティ基準値との大小関係に応じて、前記第１補正後デューティ指示値および前記第２補正後デューティ指示値のいずれか一方を前記補正後デューティ指示値として出力する選択部と、
    を有する、
    ハードディスク装置。
18. 請求項１７記載のハードディスク装置において、
    前記選択部は、前記デューティ指示値が前記デューティ基準値よりも小さい場合に、前記第１補正後デューティ指示値を出力し、前記デューティ指示値が前記デューティ基準値よりも大きい場合に、前記第２補正後デューティ指示値を出力し、
    前記第２補正後デューティ指示値は、前記デューティ指示値の増分よりも小さい増分で変化する、
    ハードディスク装置。
19. 請求項１８記載のハードディスク装置において、
    前記第１デューティ補正回路は、前記デューティ指示値に前記オフセット値を加減算することで前記第１補正後デューティ指示値を生成し、
    前記第２デューティ補正回路は、前記デューティ指示値を“ＰＷＭＰ”、前記デューティ基準値を“ＫＲＥＶ”、感度係数を“Ｓ”（０＜Ｓ＜１）とした場合、“（ＰＷＭＰ−ＫＲＥＶ）×Ｓ”の値と、前記オフセット値とを用いた演算によって前記第２補正後デューティ指示値を生成する、
    ハードディスク装置。
20. 請求項１７記載のハードディスク装置において、
    前記モータ駆動装置は、
    電源電圧が供給されるハイサイドトランジスタと、
    接地電源電圧が供給されるロウサイドトランジスタと、
    を有し、
    第１ＰＷＭサイクルでは、前記ハイサイドトランジスタおよび前記ロウサイドトランジスタは、それぞれ前記駆動トランジスタおよび前記回生トランジスタとなり、
    第２ＰＷＭサイクルでは、前記ハイサイドトランジスタおよび前記ロウサイドトランジスタは、それぞれ前記回生トランジスタおよび前記駆動トランジスタとなり、
    前記デューティ基準値は、前記第１ＰＷＭサイクルで用いられる第１デューティ基準値と、前記第２ＰＷＭサイクルで用いられる第２デューティ基準値と、で構成される、
    ハードディスク装置。

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