CN116868111A - 低相对相位噪声光梳产生装置 - Google Patents

低相对相位噪声光梳产生装置 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种低相对相位噪声光梳产生装置，通过降低用于驱动光梳测距仪中的多个光梳产生器的不同频率的驱动信号的相对相位噪声，来使光梳的干涉信号的重复频率稳定。具备：至少3个振荡器(13、13A、13B)，该至少3个振荡器产生相位与由基准振荡器(11)提供的基准频率信号(FREF)的相位同步且频率互不相同的频率信号；以及至少2个频率变换器(14A、14B)，该至少2个频率变换器被输入由上述3个振荡器中的1个振荡器(13)得到的频率信号以及由除上述1个振荡器以外的各振荡器(13A、13B)得到的各频率信号，其中，上述至少2个频率变换器(14A、14B)分别将作为上述1个振荡器的频率信号与相位噪声比该频率信号的相位噪声小的其它振荡器的频率信号的和频信号或差频信号的、降低了相对相位噪声的至少2种调制信号作为驱动信号供给到至少2个光梳产生器(15A、15B)。

Description

低相对相位噪声光梳产生装置
技术领域
本发明涉及一种能够在根据测定光的干涉信号与基准光的干涉信号的时间差来测定距离的光梳测距仪等中使用的产生2个以上的光梳的低相对相位噪声光梳产生装置。本申请基于在日本于2021年3月22日申请的日本专利申请号特愿2021-026718而主张优先权，将该申请以参照的形式引入本申请中。
背景技术
以往，作为能够进行点的精密的距离测量的主动式距离测量方法，已知利用激光的基于光学原理的距离测量。在使用激光来测定到对象物体的距离的激光测距仪中，基于激光的发射时刻与由受光元件检测出照射至测定对象后被反射回来的激光的时刻之差，来计算到测定对象物的距离。另外，例如，对半导体激光器的驱动电流施加三角波等的调制，使用嵌入于半导体激光器元件中的光电二极管接收由对象物反射的反射光，根据光电二极管输出电流中出现的锯齿状波的主波数来得到距离信息。
作为高精度地测定从某个点到测定点的绝对距离的装置，已知激光测距仪。
在以往的绝对测距仪中，难以实现高精度地测量长的距离的实用的绝对测距仪，并且，为了得到高分辨率，只有如激光位移计那样需要返回原点的方法，但该方法不适合于绝对距离测定。
本案发明人等以前提出了一种测距仪、距离测定方法以及光学三维形状测定机(例如参照专利文献1)，具备脉冲式地射出分别被周期性地调制强度或相位且调制周期互不相同的具有干涉性的基准光和测定光的2个光梳产生器，通过基准光检测器来检测向基准面照射的基准光脉冲与向测定面照射的测定光脉冲的干涉光，并且通过测定光检测器来检测由上述基准面反射后的基准光脉冲与由上述测定面反射后的测定光脉冲的干涉光，根据通过上述基准光检测器和测定光检测器得到的2个干涉信号的时间差，求出到上述基准面的距离与到上述测定面的距离之差，由此能够高精度地且在短时间内进行测量。
另外，以前提出了一种能够进行反射光水平从低反射材料连续地至高反射材料的、反射光水平的动态范围广的测量的测距仪、距离测定方法以及光学三维形状测定机(例如参照专利文献2)。
在光梳测距仪中，从原理上说，使用从利用频率不同的2种调制信号来驱动的2个光梳产生器脉冲式地射出的具有干涉性的基准光脉冲和测定光脉冲，由此在信号处理部中针对由基准光检测器得到的干涉信号(下面称为参照信号。)以及由测定光检测器得到的干涉信号(下面称为测定信号。)进行频率分析，将从光梳的中心频率开始数起的模式编号设为N，计算参照信号与测定信号的N次模式之间的相位差来抵消从光梳产生器到基准点的光梳生成、传输过程的光相位差，之后，计算频率轴上每一次的相位差的增量来求出测定信号脉冲与参照信号脉冲的相位差，由此计算从基准点到测定面的距离。
如专利文献1所记载的那样，为了确保作为光梳测距仪中的2台光梳产生器的驱动信号源的频率fm和频率fm+Δf的信号的相对稳定性，重要的是使脉冲的重复频率相对固定。
并且，在光梳测距仪中，如果除了因频率fm与频率fm+Δf的频率差而引起的周期性的相位旋转、因测定光脉冲在测定区间往复而引起的相位的延迟以外，还存在附加的相位波动或相位噪声，则会成为测量结果的偏差的原因。关于干涉信号，参照信号和测定信号均以1/Δf为周期产生。通过以参照信号的产生时刻为基准计算测定信号的延迟时间或相位的处理，能够一定程度地消除与Δf相比非常低的频率的(比1/Δf长的周期的)相位波动、相位噪声。但是，对于以比Δf的倒数的周期短的期间变化的相位波动，没有校正方法，而是直接作为测量结果的偏差出现。为了减小作为测量时间的最短时间的Δf分之一周期的测量值的偏差，要求短期性的fm与fm+Δf的相对相位的稳定性。
用于驱动2个光梳产生器的调制信号例如能够通过被设为能够通过PLL(Phase-Locked Loop：锁相环)设定频率的调制信号产生器来获得。
但是，即使使用相同的基准振荡器，在例如通过PLL来将低频的基准信号的频率提高至微波频带的驱动频率时，也有可能累积相位的抖动，因此从短期来说有可能在相对相位中包含抖动。在该情况下，短时间地测量的情况下的测定精度降低。因而，为了缩短测量时间，需要一对使锁相环的频带取得很宽的振荡器。
另外，在光梳测距仪中，在信号处理部中也可以使用峰检测电路来求出信号的峰的时间差，或者对信号进行高速傅里叶变换来求出频率与相位的关系，由于信号的重复快，因此能够在短时间内进行距离测定。
在专利文献2的公开技术中，通过低增益的第二干涉信号或高增益的第二干涉信号的值的希尔伯特变换来求出原始的波形的正交相位分量，根据通过原始的波形与希尔伯特变换波形的平方和得到的包络线的平方波形的峰值来求出。
这意味着在专利文献1、专利文献2的形状测量器、测距仪中求出干涉波形的包络线峰很重要。如专利文献1的图2所示那样，包络线峰由基准脉冲序列与测定光脉冲序列之间的重叠决定。基准脉冲序列和测定光脉冲序列各自的抖动由fm和fm+Δf的信号的相位噪声决定，因此fm和fm+Δf的光梳的干涉信号的包络线峰的抖动由fm和fm+Δf的光梳的驱动信号的相对相位噪声决定。
在此，在图1中示出以往的光梳驱动电路的例子。其是从专利文献1的图6所示的光源100中摘取出此处要说明的部分而得到的。
振荡器103A、103B与共同的基准振荡器104之间进行了相位同步。通常来说，在基准振荡器104中使用10MHz的OCXO、或者与铷原子振荡器、铯原子振荡器进行了同步的10MHz的OCXO。根据测定距离、所需精度，来按需要选择基准频率的绝对频率的准确度。关于光梳产生器120A、120B，可以考虑是在生成具有周期性的驱动信号的振荡器103A、103B的信号过零时产生光脉冲序列的装置，各个脉冲的抖动由振荡器103A、103B的相位噪声决定。
在此，图2引用专利文献1的图8的波形例，将各个包络线的峰时间表示为t0、t1、t2、t3、···、tn。2个光梳产生器120A、120B由于驱动信号的频率分别为fm+Δf和fm，因此干涉波形的包络线峰与驱动信号的差频Δf同步，包络线峰间隔为Tb＝1/Δf。
关于干涉波形的包络线峰的时间，如专利文献1的第[0045]段起所提及的那样，在光梳产生器120A、120B输出的光脉冲一致的定时成为峰，因此存在取决于对光梳产生器120A、120B进行驱动的2个振荡器103A、103B的相对相位噪声的抖动。
使用光梳干涉的测距仪以及光学三维形状测定机以参照信号的包络线峰为基准，根据到达测定信号的包络线峰为止的时间来求出到对象物体的距离。其测量精度由通过包络线峰值的抖动(与周期性相偏离的偏离量tn-nTb的抖动)的RMS值来代表的、2个振荡器103A、103B的相对相位噪声决定。当将2个振荡器103A、103B的相位噪声分别设为φA(t)、φB(t)时，包络线峰值的抖动(与周期性相偏离的偏离量tn-nTb的抖动)的RMS值通过下面的式(1)来表示。
在此，<>为时间平均。
在此，即使将基准振荡器104假定为无噪声的理想振荡器，由于相位同步的相位比较器的噪声限值和相位同步的控制频带存在极限，因此也存在不相关的相位噪声，当将2个振荡器103A、103B的相位噪声分别设为φA(t)和φB(t)时，由于φA(t)与φB(t)彼此不相关，因此tn-nTb的抖动的RMS值成为下面的式(2)。
在此，作为典型的振荡器的相位噪声的例子，关于Ultra Herley公司制造的UltraHerley Series PCRO、Ultra Herley Series PDRO、Ultra Herley Series PXS，在图3中示出引用非专利文献1的数据来绘制出的各振荡器的相位噪声特性。在设计高性能的系统时会选择相位噪声非常小的振荡器，该产品是相位噪声非常小的振荡器。
当设为fm＝25GHz时，振荡器103A、103B的相位噪声与图3所示的26GHz振荡器(Ultra Herley Series PCRO)的相位噪声相当。该相位噪声至少到100kHz为止都为-110dBc/Hz以上。当设为各不相关时，能够认为fm和fm+Δfm的相对相位噪声是作为PCRO的特性示出的约+3dB左右。
相位差的相位噪声的RMS值即使如下面的式(3)所示那样仅考虑100kHz为止的相位噪声的累计来进行计算，也为-57dBc。
-110dBc/Hz+3dB+10Lpg10(100kHz)＝-57dBc (3)
关于上述相位差的相位噪声的RMS值-57dBc，作为Tb＝10μs的情况下的干涉波形的抖动，以RMS值而言相当于14ns，当换算为fm＝25GHz的情况下的距离测定时，相当于6μm。
因而，在光梳测距仪中，为了减小测定的偏差，本质上需要减小式(1)所示的φA(t)-φB(t)。
在专利文献1、专利文献2的公开技术中，通过采用使用具有基准面的干涉仪和基准光检测器来测定包络线峰的系统与使用包含被测定距离的干涉仪和测定光检测器的干涉波形的包络线峰之差，来减少相位噪声的影响。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第5231883号公报
专利文献2：日本特开2020-008357号公报
非专利文献
非专利文献1：Ultra Herley主页https://www.ultra-herley.com/uploads/herley/datasheets/cti/Ultra％20Herley％20Series％20PDRO.pdfhttps://www.ultra-herley.com/uploads/herley/datasheets/cti/Ultra％20Herley％20Series％20PCRO.pdfhttps://www.ultra-herley.com/uploads/herley/datasheets/cti/Ultra％20Herley％20Series％20PXS.pdf
非专利文献2：Analog devices主页https://www.analog.com/media/jp/analog-dialogue/volume-51/number-3/articles/improved-dac-phase-noise-measurements-enable-ultra-low-phase-noise-dds-applications_jp.pdf
发明内容
发明要解决的问题
在专利文献1所公开的光梳测距仪中，2个振荡器103A、103B的频率为fm＝25GHz这样的高频。在对这种高频的振荡器使用低频(例如10MHz)的基准信号的相位同步中，相位比较器的分频度大，从而相位比较器的噪声大。另外，即使对相位比较器的噪声水平也进行了控制，由于相位比较器之间的噪声不相关，因此2台振荡器的相位噪声也不相关。另外，控制为宽频带会反过来成为使振荡器的相位噪声增大的原因，因此控制频带存在最优值。
然而，在专利文献1中，虽然强烈认识到多个光梳的驱动信号源的相对稳定性很重要，但是仅记载了需要一对使锁相环的频带取得很宽的振荡器，并没有示出实现多个光梳的驱动信号源的相对稳定性的方案。
因此，鉴于如上所述的以往的实际情况，本发明的目的在于提供一种通过降低用于驱动光梳测距仪中的多个光梳产生器的不同频率的驱动信号的相对相位噪声来使得光梳的干涉信号的重复频率稳定的低相对相位噪声光梳产生装置。
另外，本发明的其它目的在于能够降低测距仪、形状测量机等的测定偏差，并能够使测定高速化。
本发明的其它目的、通过本发明得到的具体的优点将根据下面说明的实施方式的说明而变得更加明确。
用于解决问题的方案
在本发明中，通过降低用于驱动光梳测距仪中的多个光梳产生器的不同频率的驱动信号的相对相位噪声，来使光梳的干涉信号的重复频率稳定。
即，本发明是一种低相对相位噪声光梳产生装置，其特征在于，具备：至少3个振荡器，所述至少3个振荡器产生频率互不相同的频率信号；至少2个频率变换器，所述至少2个频率变换器被输入由所述3个振荡器中的1个振荡器得到的频率信号、以及由除所述1个振荡器以外的各振荡器得到的各频率信号；以及至少2个光梳产生器，所述至少2个光梳产生器被供给由所述至少2个频率变换器进行频率变换而得到的频率互不相同的至少2种调制信号，其中，所述至少2个频率变换器分别将作为由所述1个振荡器得到的频率信号与由其它振荡器得到的频率信号的和频信号或差频信号的、降低了相对相位噪声的所述至少2种调制信号作为驱动信号供给到至少2个光梳产生器。
在本发明所涉及的低相对相位噪声光梳产生装置中，能够设为，所述至少3个振荡器中的除所述1个振荡器以外的各振荡器的相位噪声比所述1个振荡器的相位噪声小。
在本发明所涉及的低相对相位噪声光梳产生装置中，能够设为，所述至少3个振荡器产生相位与由基准振荡器提供的基准频率信号的相位同步且频率互不相同的频率信号。
在本发明所涉及的低相对相位噪声光梳产生装置中，能够设为，所述至少2个频率变换器分别是混频器。
另外，在本发明所涉及的低相对相位噪声光梳产生装置中，能够设为，所述至少2个频率变换器分别由混频器、相位比较器以及电压控制型振荡器构成。
另外，在本发明所涉及的低相对相位噪声光梳产生装置中，能够设为，调制信号从所述至少2个频率变换器分别经由带通滤波器而作为驱动信号被供给到所述至少2个光梳产生器。
另外，在本发明所涉及的低相对相位噪声光梳产生装置中，能够设为，由所述1个振荡器得到的频率信号分别经由隔离器而被输入到所述至少2个频率变换器。
另外，在本发明所涉及的低相对相位噪声光梳产生装置中，能够设为，所述至少3个振荡器产生分别通过PLL电路而相位与基准的频率信号的相位同步且频率被固定的状态的至少3种调制信号。
另外，在本发明所涉及的低相对相位噪声光梳产生装置中，能够设为，所述至少3个振荡器中的除所述1个振荡器以外的各振荡器是通过相位与所述基准频率信号的相位同步的时钟来驱动的各数字直接合成振荡器(DDS：Direct Digital Synthesizer)。
另外，本发明所涉及的低相对相位噪声光梳产生装置能够设为，具备3个振荡器、2个频率变换器以及2个光梳产生器，所述3个振荡器产生相位与所述基准频率信号的相位同步且频率互不相同的频率信号，将通过所述2个频率变换器得到的降低了相对相位噪声的2种调制信号作为驱动信号供给到所述2个光梳产生器。
并且，本发明所涉及的低相对相位噪声光梳产生装置能够设为，当将X设为1以上的整数，将Y设为2以上的整数时，具备(X+Y)个振荡器、XY个频率变换器以及Y个光梳产生器，所述(X+Y)个振荡器产生相位与所述基准频率信号的相位同步且频率互不相同的频率信号，所述低相对相位噪声光梳产生装置是使由(Y+1)个振荡器、Y个频率变换器以及Y个光梳产生器构成的基本结构X重化而形成的。
发明的效果
在本发明中，能够提供如下的低相对相位噪声光梳产生装置：将作为由1个振荡器得到的频率信号与由相位噪声比该频率信号的相位噪声小的其它振荡器得到的频率信号的和频信号或差频信号的、降低了相对相位噪声的调制信号作为驱动信号供给到2个光梳产生器，由此使得光梳的干涉信号的重复频率稳定。
在本发明中，能够降低用于驱动多个光梳产生器的不同频率的驱动信号的相对相位噪声来使光梳的干涉信号的重复频率稳定，能够降低测距仪、形状测量机等的测定偏差并使测定高速化。
附图说明
图1是示出以往的光梳驱动电路的结构的框图。
图2是通过使由光梳驱动电路驱动的光梳产生器的输出干涉并由光检测器进行检测而得到的检测输出的波形图。
图3是示出引用专利文献1的数据进行绘制而得到的各振荡器的相位噪声的特性图。
图4是示出应用了本发明的低相对相位噪声光梳产生装置的结构例的框图。
图5是示出上述光梳产生装置中的频率变换器的结构例的框图。
图6是示出应用了本发明的低相对相位噪声光梳产生装置的其它结构例的框图。
图7是示出应用了本发明的低相对相位噪声光梳产生装置的其它结构例的框图。
图8是示出应用了本发明的低相对相位噪声光梳产生装置的其它结构例的框图。
图9是示出应用了本发明的低相对相位噪声光梳产生装置的又一其它结构例的框图。
图10是示出在上述低相对相位噪声光梳产生装置中向2个光梳产生器供给的驱动信号的状态转变的状态转变图。
具体实施方式
下面，参照附图来对本发明的实施方式进行详细说明。此外，针对共同的结构要素，在图中标注共同的指示标记来进行说明。另外，本发明不限定于下面的例子，在不脱离本发明的主旨的范围内能够任意地进行变更，这是不言而喻的。
本发明被应用于低相对相位噪声光梳产生装置10，该低相对相位噪声光梳产生装置10例如图4的框图所示那样具备2个光梳产生器15A、15B，该2个光梳产生器15A、15B射出分别被周期性地调制强度或相位且调制周期互不相同的具有干涉性的测定光和基准光。
该低相对相位噪声光梳产生装置10在例如专利文献1、2等所记载的根据测定光的干涉信号与基准光的干涉信号的时间差来测定距离的光梳测距仪、三维形状测定机中被用作射出分别被周期性地调制强度或相位且调制周期互不相同的具有干涉性的测定光和基准光的光源。
该低相对相位噪声光梳产生装置10具备从基准振荡器11经由3分支的功率分配器12A而被供给基准频率信号FREF的3个振荡器13A、13B、13、以及从第三振荡器13经由2分支的功率分配器12B而被供给第三频率信号的2个频率变换器14A、14B，通过从第一振荡器13A向第一频率变换器14A供给第一频率信号，从第二振荡器13B向第二频率变换器14B供给第二频率信号，得到由上述第一频率变换器14A进行频率变换而成为第一频率信号的频率f1与第三频率信号的频率f3的和频f1+f3的第一调制信号，并且得到由上述第二频率变换器14B进行频率变换而成为第二频率信号的频率f2与第三频率信号的频率f3的和频f2+f3的第二调制信号，将由上述第一频率变换器14A得到的第一调制信号供给到第一光梳产生器15A，并且将由上述第二频率变换器14B得到的第二调制信号供给到第二光梳产生器15B。
上述3个振荡器13A、13B、13产生例如通过PLL(Phase-Locked Loop：锁相环)而相位与由上述基准振荡器11提供的基准频率信号FREF的相位同步且频率互不相同的三种频率fb、fb+Δf、fm-fb的频率信号。
像这样，当将第一振荡器13A输出的第一频率信号的频率f1设为fb、将第二振荡器13B输出的第二频率信号的频率f2设为fb+Δf、将第三振荡器13B输出的第三频率信号的频率f3设为fm-fb时，由第一频率变换器14A基于第一频率信号和第三频率信号而得到的和频f1+f3为fm，从而由第一频率变换器14A得到频率为fm的第一调制信号，另外，基于第二频率信号和第三频率信号的和频f2+f3为fm+Δf，从而由第二频率变换器14B得到频率为fm+Δf的第二调制信号。
上述3个振荡器13A、13B、13中的除第三振荡器13以外的2个振荡器13A、13B的相位噪声比上述第三振荡器13的相位噪声小。
上述3个振荡器13A、13B、13的相位噪声分别设为φa(t)、φb(t)以及φC(t)。在此，平均值为0。假定为它们全部不相关。
上述频率变换器14A、14B分别具有以下功能：生成被输入的第三频率信号与相位噪声比该第三频率信号的相位噪声小的其它频率信号的和频信号或差频信号，即进行频率的加法或减法。
而且，在频率变换器14A、14B为加法器的情况下，由第一频率变换器14A得到的频率为fm的信号的相位噪声φA(t)为下面的式(4)。
φA(t)＝φC(t)+φa(t) (4)
另外，由第二频率变换器14B得到的频率为fm+Δf的信号的相位噪声φB(t)为下面的式(5)。
φB(t)＝φC(t)+φb(t) (5)
当将其代入上述的式(1)时，tn-nTb的抖动的RMS值为下面的式(6)。
上述(6)式是被测定距离为0的情况下的计算。也可以认为是使用专利文献1、专利文献2的公开技术的基准光检测器来测定包络线峰的系统的计算。在使用包含被测定距离的干涉仪和测定光检测器来检测干涉波形的包络线峰的系统中，必须考虑被测定距离的时间延迟τ。在被测定距离的时间延迟设为τ的情况下，(6)式被改写为下面的(7)式。
在此，<φC(t)φC(t-τ)>为振荡器13的相位噪声的自相关函数。在自相关大的τ的范围内，2<φC(t)2>-2<φC(t)φC(t-τ)>这一项能够取较小的值。在下述中，将τ近似为0来进行讨论。
即，抖动由频率为fb的第一频率信号的相位噪声φa(t)及频率为fb+Δf的第二频率信号的相位噪声φb(t)决定，由上述第一振荡器13A输出的频率f1(fb)的第一频率信号的相位噪声φa(t)及上述第二振荡器13B输出的频率f2(fb+Δf)的第二频率信号的相位噪声φb(t)决定。
因而，即使是fm＝25GHz，只要例如fb、fb+Δf为1GHz左右，则φa(t)、φb(t)的相位噪声水平就被降低为与图3所示的PCRO的特性相当的水平，从而在图3的偏移频率1MHz的范围内能够预计约20dB的相对相位噪声的改善。
并且，当将fb、fb+Δf设为100MHz左右时，成为与图3所示的XPS的特性相当的水平，能够预计40dB以上的相对相位噪声的改善。
在此，在上述低相对相位噪声光梳产生装置10中，设为频率变换器14A、14B进行频率的加法而进行了说明，但是也可以进行频率的减法。在该情况下，将第三振荡器13产生的第三频率信号的频率f3设为fm+fb、将第一振荡器13A产生的第一频率信号的频率f1设为fb、将第二振荡器13B产生的第二频率信号的频率f2设为fb-Δf，由此通过在频率变换器14A、14B中进行频率的减法，由第一频率变换器14A得到频率为fm的第一调制信号，另外，基于第二频率信号和第三频率信号的和频f2-f3为fm+Δf，由第二频率变换器14B得到频率为fm+Δf的第二调制信号。
在上述低相对相位噪声光梳产生装置10中，将二极管、双平衡混频器、IQ混频器等混频器、或者例如图5所示那样的结构的利用了相位同步的频率变换器14用于频率变换器14A、14B。
在此，在将二极管、双平衡混频器、IQ混频器等混频器用于上述频率变换器14A、14B的情况下，由于混频器为非线性元件，因此会产生除所需要的频率成分以外的频率成分，因而如图4中点划线的框所示的那样，在频率变换器14A、14B的输出侧分别插入带通滤波器16A、16B来仅将所需要的频率成分作为驱动信号供给到光梳产生器15A、15B。
例如，在使用了混频器的第一频率变换器14A中，不仅产生所需要的fm的频率成分，也产生不期望的频率成分fm+Mfb(除M＝0以外)的杂散。在此，M为整数。当该频率成分混入到作为驱动信号而向第一光梳产生器15A供给的第一调制信号中时，有时会在上述第一光梳产生器15A的光梳产生中成为杂散而对测量值产生影响。为了该影响，使用带通滤波器16A来仅使所需要的fm的频率成分通过，使除此以外的频率成分衰减到不影响测定规格的程度。
另外，由使用了混频器的第一频率变换器14A产生的不期望的频率成分fm+Mfb还向输入侧的功率分配器12B的方向传播，由于功率分配器12B也不是理想的特性，因此会到达第二频率变换器14B。通过对到达了第二频率变换器14B的上述不期望的频率成分fm+Mfb进行频率变换，在该第二频率变换器14B的输出中会混入fm+Mfb+M’(fb+Δf)的频率成分。
在此，M’为整数。由于M+M’＝0以外的频率成分会处于fm+fb或fm-fb之外，因此能够通过使所需要的fm+Δf的频率通过的带通滤波器16A来使M+M’＝0以外的频率成分衰减。但是，M+M’＝0的频率成分为fm+M’Δf，是与所需要的M’＝1的fm+Δfm非常接近的频率成分，难以通过带通滤波器16A来去除，因此如图4的点划线的框所示的那样，能够通过在输入侧分别插入隔离器17A、17B，来使频率变换器14A、14B的反射成分衰减。
对于上述隔离器17A、17B，能够使用反向隔离度大的微波放大器、PI型电阻衰减器、T型电阻衰减器、使用了铁氧体的微波隔离器等隔离器元件、将可变衰减器与带通滤波器组合而成的隔离器电路、将隔离放大器与电阻衰减器、带通滤波器组合而成的隔离器电路等。
另外，能够通过将第一振荡器13输出的第一频率信号的频率f1变更为(fm-fb)/P，并取代上述隔离器17A、17B而将倍频数为P的倍频器插入到频率变换器14A、14B的输入侧，来减少频率变换器14A、14B的反射成分的影响。
即，通过各倍频器对从第一振荡器13经由功率分配器12B供给的第一频率信号的频率(fm-fb)/P进行P倍频后向频率变换器14A、14B输入，由此由第一频率变换器14A得到频率为fm的第一调制信号，另外，由第二频率变换器14B得到频率为fm+Δf的第二调制信号。
即使由第二频率变换器14B产生的不需要的频率成分fm+Mfb被传播，由于倍频器作为分频器的效果小、即隔离效果高，因此与(fm-fb)/P接近的频率成分经由带通滤波器而到达第一频率变换器14A的量也会非常小。
并且，能够通过将仅使第三振荡器13产生的第三频率信号的频率f3成分通过的带通滤波器插入到功率分配器12B的输出侧，来减少由频率变换器14A、14B产生的反射成分的影响。
即，能够通过带通滤波器来仅使第三振荡器13产生的第三频率信号的频率f3成分、即(fm-fb)的频率成分通过，在使用倍频器的情况下，能够通过带通滤波器来仅使(fm-fb)/P的频率成分通过，并使除此以外的频率成分衰减到不影响测定规格的程度。例如，即使(fm-fb)的频率成分或(fm-fb)/P的频率成分到达了第一频率变换器14A，由于与第一振荡器13产生的第三频率信号的频率f3相同，因此也不会产生不需要的杂散成分。
在上述低相对相位噪声光梳产生装置10中，在实际使用上采用将它们组合而实现了性能的提高的最佳的构造。
此外，在上述低相对相位噪声光梳产生装置10中，设为当将fb、fb+Δf设为100MHz左右时能够预计40dB以上的相对相位噪声的改善，但是在fm＝25GHz的情况下且在fb＝100MHz的情况下，对于带通滤波器16A、16B，需要2500以上的Q值极高的滤波器，以降低fm+fb或fm-fb的杂散。
在此，对于上述频率变换器14A、14B，也能够使用如图5所示那样的结构的利用了相位同步的频率变换器14，而不使用二极管、双平衡混频器、IQ混频器等混频器。
该频率变换器14具备相位比较器141、电压控制型振荡器142以及混频器143，由该相位比较器141来控制该电压控制型振荡器142的振荡相位，从该电压控制型振荡器142输出的频率信号被分支后输入到该混频器143。
在该频率变换器14中，在上述混频器143中，由上述第三振荡器13得到的频率f3即fm-fb的第三频率信号被输入到混频器143，例如在作为上述频率变换器14A使用的情况下，向上述相位比较器141输入由上述第一振荡器13A得到的频率f1即fb的第一频率信号，从上述电压控制型振荡器142输出频率f4即fm的第四频率信号。
上述混频器143向上述相位比较器141输入上述第四频率信号的f4即fm与上述第三频率信号的频率f3即fm-fb的差频f4-f3＝fb的频率信号。
在上述相位比较器141中，进行上述差频fb的频率信号与上述频率f1即fb的第一频率信号之间的相位比较，并反馈给上述电压控制型振荡器142，来对上述电压控制型振荡器142的振荡相位进行控制，由此由上述电压控制型振荡器142得到相位与上述频率f3即fm-fb的第三频率信号的相位同步的上述频率f4即fm的第四频率信号。
另外，该频率变换器14在作为上述频率变换器14B使用的情况下，向上述相位比较器141输入由上述第二振荡器13B得到的频率f2即fb+Δf的第二频率信号，由此对上述电压控制型振荡器142的振荡相位进行控制，使得由电压控制型振荡器142得到的第五频率信号的频率f5与上述第三频率信号的频率f3的差频f5f3同上述第二频率信号的频率f2一致。
f5＝f2+f3
＝(fb+Δf)+(fm-fb)
＝fm+Δf
从而由上述电压控制型振荡器142得到相位与上述频率f3即fm-fb的第三频率信号的相位同步的上述频率f5即fm+Δf的第五频率信号。
在此，相位比较器141是双平衡混频器等相位比较器，由于进行相同频率之间的相位比较，因此噪声低。另外，由于在fb的频率下进行频率比较，因此控制频带能够较大，例如能够取10MHz以上。因此，频率变换器14A、14B的输出的相对相位噪声等于频率fb的第四频率信号与频率fb+Δf的第五频率信号的相对相位噪声。
另外，由于相比于频率fb的第四频率信号或频率fb+Δf的第五频率信号的相位同步的控制频带，频率变换器14的输出足够大，因此能够减小电压控制型振荡器142的杂散fm+fb或fm的杂散。
因而，通过将上述利用了相位同步的频率变换器14分别用作上述频率变换器14A、14B，不需要输出侧的带通滤波器16A、16B，或者能够降低输出侧的带通滤波器16A、16B的规格。
另外，通过使上述图4的框图所示的低相对相位噪声光梳产生装置10的结构双重化来在频率fb及频率fb+Δf的产生阶段进行相对相位噪声的降低，能够降低带通滤波器16A、16B的规格。
图6的框图所示的低相对相位噪声光梳产生装置20具备4个振荡器13、23、23A、23B、4个频率变换器14A、14B、24A、24B以及2个光梳产生器15A、15B，该4个振荡器13、23、23A、23B产生相位与由上述基准振荡器11提供的基准频率信号的相位同步且频率互不相同的频率信号，该低相对相位噪声光梳产生装置20是使上述低相对相位噪声光梳产生装置10的结构双重化而形成的。
此外，在该低相对相位噪声光梳产生装置20中，针对与上述低相对相位噪声光梳产生装置10相同的结构要素标注相同的附图标记并省略详细的说明。
即，该低相对相位噪声光梳产生装置20具备经由4分支的功率分配器22A而被供给的4个振荡器23A、23B、13、23、从第三振荡器13经由2分支的功率分配器12B而被供给第三频率信号的第一频率变换器14A及第二频率变换器14B、以及从第四振荡器23经由2分支的功率分配器22B而被供给第八频率信号的第三频率变换器24A及第四频率变换器24B。
而且，在该低相对相位噪声光梳产生装置20中，从第四振荡器23A向第三频率变换器24A供给第六频率信号，从第五振荡器23B向第四频率变换器24B供给第七频率信号，由此通过上述第三频率变换器24A得到进行频率变换而成为第六频率信号的频率f6与第八频率信号的频率f8的和频f6+f8的频率f9＝f6+f8的第九频率信号，并且通过上述第四频率变换器24B得到进行频率变换而成为第七频率信号的频率f7与第八频率信号的频率f8的和频f7+f8的频率f10＝f7+f8的第十频率信号，将由上述第三频率变换器24A得到的第九频率信号向第一频率变换器14A供给，并且将由上述第四频率变换器24B得到的第十频率信号向第二频率变换器14B供给。
在此，上述第一至第四振荡器23A、23B、13、23的相位与由上述基准振荡器11提供的例如频率10MHz的基准频率信号FREF的相位同步且振荡频率被固定，第三振荡器13输出频率f3＝fm-fb的第三频率信号，第八振荡器23输出频率f8＝fb-fc的第八频率信号，第四振荡器23A输出频率f6＝fc的第六频率信号，第五振荡器23B输出频率f7＝fc+Δf的第七频率信号。
在该低相对相位噪声光梳产生装置20中，上述第一频率变换器14A从上述第三频率变换器24A被供给
f9＝f6+f8
＝fb-fc+fc
＝fb
的第九频率f9的第九频率信号，由此将由第三振荡器13提供的第三频率信号的频率f3＝fm-fb与上述第九频率信号的频率f9的和频f4
f4＝f3+f9
＝fm-fb+fb
＝fm
的第一调制信号作为驱动信号供给到第一光梳产生器15A。
另外，上述第二频率变换器14B从上述第四频率变换器24B被供给频率f10
f10＝f7+f8
＝(fc+Δf)+(fb-fc)
＝fb+Δf
的第十频率信号，由此将由第三振荡器13提供的第三频率信号的频率f3＝fm-fb与上述第十频率信号的频率f10的和频f5
f5＝f3+f10
＝(fm-fb)+(fb+Δf)
＝fm+Δf
的第二调制信号作为驱动信号供给到第二光梳产生器15B。
在此，从上述第四频率变换器24B向上述第二频率变换器14B供给的第十频率信号的频率f10即fb+Δf发为1GHz+500kHz，fc设为100MHz。
在该低相对相位噪声光梳产生装置20中，上述驱动信号的相对相位噪声是由向第一光梳产生器15A、第二光梳产生器15B供给驱动信号的上述第四振荡器23A、第五振荡器23B决定的，而不再是由上述低相对相位噪声光梳产生装置10中的第一振荡器13A、第一振荡器13B决定的。即使fb为1GHz，由于fc为100MHz，因此其比率为10左右，因而也能够针对上述第三频率变换器24A、第四频率变换器24B插入带通滤波器26A、26B来容易地去除不需要的频率成分。
将上述第一至第四振荡器23A、23B、13、23的相位噪声分别设为φD(t)、φc(t)、φd(t)。在此，平均值为0。假定为它们全部不相关。
在上述第四频率变换器24A、第五频率变换器24B为加法器的情况下，由上述第四频率变换器24A得到的频率fb的第九频率信号的相位噪声φa(t)及由上述第五频率变换器24B得到的频率fb+Δf的第十频率信号的相位噪声φb(t)分别为下面的式(8)、式(9)。
φa(t)＝φD(t)+φc(t) (8)
φb(t)＝φD(t)+φd(t) (9)
当将其代入上述式(6)时，tn-nTb的抖动的RMS值为下面的式(10)。
在此，φc(t)、φd(t)的相位噪声为与图3所示的100MHz振荡器XPS的特性相当的水平，与25GHz的相位噪声相比能够预计40dB以上的相对相位噪声的改善。
上述低相对相位噪声光梳产生装置20是使上述图4的框图所示的低相对相位噪声光梳产生装置10的基本结构双重化而得到的，但是光梳产生器也能够设为3个以上，另外，当将X设为1以上的整数，将M设为2以上的整数时，能够通过具备(X+Y)个振荡器、XY个频率变换器以及Y个光梳产生器，且该(X+Y)个振荡器产生相位与上述基准频率信号的相位同步且频率互不相同的频率信号，来使由(Y+1)个振荡器、Y个频率变换器以及Y个光梳产生器构成的基本结构X重化。
例如设X＝3、Y＝3，则能够通过具备4个振荡器、6个频率变换器以及3个光梳产生器，来构成使由4个振荡器、3个频率变换器以及3个光梳产生器构成的基本结构三重化而得到的低相对相位噪声光梳产生装置。
另外，在X重化而得到的低相对相位噪声光梳产生装置中，在具备振荡频率相同的振荡器的情况下，例如在上述低相对相位噪声光梳产生装置20中，如果第三振荡器13与第四振荡器23的振荡频率相同，则能够将第三振荡器13兼作第四振荡器23，从而能够减少振荡器的数量。
在此，在上述图4的框图所示的低相对相位噪声光梳产生装置10中，设为在第一振荡器13A及第二振荡器13B中产生通过PLL而相位与由基准振荡器11提供的基准频率信号FREF的相位同步且频率互不相同的第一频率信号及第二频率信号，但是也能够采用DDS(Direct Digital Synthesizer：数字直接合成振荡器)。
DDS是在频率比输出频率高的系统时钟下进行动作的高速信号发生器，根据奈奎斯特定理，如果为系统时钟的一半以下的频率则理论上能够输出。DDS能够认为是一种分频器，分频比不需要是整数值。DDS输出的相位噪声由系统时钟决定，并减少与分频比相应的量。在相同的系统时钟下进行动作的多个DDS输出的相对的相位噪声比绝对相位噪声小(例如参照非专利文献2)。通过将这样的在相同的系统时钟下进行动作的DDS振荡器用于fm、fm+Δf、fb、fb+Δf或fc、fc+Δf的信号源，能够减小相对相位噪声。
图7所示的低相对相位噪声光梳产生装置30是将上述低相对相位噪声光梳产生装置10中的第一振荡器13A及第二振荡器13B置换为DDS振荡器33A、33B而得到的，具备通过PLL而相位与从基准振荡器11经由2分支的功率分配器32A提供的基准频率信号FREF的相位同步地产生系统时钟的振荡器33，由该振荡器33得到的系统时钟经由2分支的功率分配器32B而被供给到DDS振荡器33A、33B。上述DDS振荡器33A、33B通过相位与上述基准频率信号FREF的相位同步的同一系统时钟来驱动，因此能够产生使相对相位噪声降低了与上述低相对相位噪声光梳产生装置10相当及更多的量的频率fm的第一调制信号及频率fm+Δf的第二调制信号并向2个光梳产生器15A、15B供给。
此外，在该低相对相位噪声光梳产生装置30中，针对与上述低相对相位噪声光梳产生装置10相同的结构要素标注相同的附图标记并省略详细的说明。
另外，图8所示的低相对相位噪声光梳产生装置40是将上述低相对相位噪声光梳产生装置20中的第四振荡器23A及第五振荡23B置换为DDS振荡器43A、43B而得到的，具备通过PLL而相位与从基准振荡器11经由3分支的功率分配器12A提供的基准频率信号FREF的相位同步地产生系统时钟的振荡器43，由该振荡器43得到的系统时钟经由2分支的功率分配器44而被供给到DDS振荡器43A、43B。上述DDS振荡器43A、43B通过相位与上述基准频率信号FREF的相位同步的同一系统时钟来驱动，因此能够产生使相对相位噪声降低了与上述低相对相位噪声光梳产生装置20相当及更多的量的频率fc的第六频率信号及频率fc+Δf的第七频率信号。
此外，在该低相对相位噪声光梳产生装置40中，针对与上述低相对相位噪声光梳产生装置20相同的结构要素标注相同的附图标记并省略详细的说明。
第四频率变换器24A及第五频率变换器24B将由上述DDS振荡器43A、43B得到的降低了相对相位噪声的频率fc的第六频率信号及频率fc+Δf的第七频率信号与由第八振荡器23提供的频率f8＝fb-fc的第八频率信号的和频f9＝f6+f8＝fb、f10＝f7+f8＝fb+Δf的第九、第十频率信号经由带通滤波器26A、26B供给到第一频率变换器14A及第二频率变换器14B。
在上述第一频率变换器14A及第二频率变换器14B中，能够将作为由第三振荡器13提供的第三频率f3＝fm-fb的频率信号与经由上述带通滤波器26A、26B而从上述第四频率变换器24A及第五频率变换器24B供给的第九频率信号及第十频率信号的和频信号而得到的、频率fm的第一调制信号作为驱动信号而从上述第一频率变换器14A供给到第一光梳产生器15A，且将频率fm+Δf的第二调制信号作为驱动信号而从上述第二频率变换器14B供给到第二光梳产生器15B。
图9所示的低相对相位噪声光梳产生装置50通过取代上述低相对相位噪声光梳产生装置10中的第二振荡器13A及第三振荡器13B而将从合成器电路53输出的4种频率信号经由开关电路54循环切换地输入，来将调制周期被循环切换且周期互不相同的2种频率信号供给到第一频率变换器14A及第二频率变换器14B。
此外，在该低相对相位噪声光梳产生装置50中，针对与上述低相对相位噪声光梳产生装置10相同的结构要素标注相同的附图标记并省略详细的说明。
该低相对相位噪声光梳产生装置50例如具备输出差频为500kHz的独立的4个频率信号(F1：1000MHz、F2：1010MHz、F3：1000.5MHz、F4：1010.5MHz)的合成器电路53、以及从上述合成器电路53分别经由隔离器57A、57B、57C、57D而被输入4个频率信号的4输入2输出的开关电路54，在上述开关电路54的2个输出端子连接有上述第一频率变换器14A及第二频率变换器14B。
在该低相对相位噪声光梳产生装置50中，第一振荡器13向上述第一频率变换器14A及第二频率变换器14B供给相位与从基准振荡器11经由5分支的功率分配器52而供给的基准频率信号FREF的相位同步且振荡相位固定的频率F0(例如24GHz)的频率信号。
上述合成器电路53具备产生相位与从基准振荡器11经由5分支的功率分配器52而供给的基准频率信号FREF的相位分别同步且频率被固定的互不相同的4种频率F1、F2、F3、F4的频率信号的4个振荡器53A、53B、53C、53D。
第二振荡器53A产生通过PLL电路而相位与由上述基准振荡器11产生的基准频率信号FREF的相位同步且被固定为第一频率F1(1000MHz)的第一频率信号。
另外，第三振荡器53B产生通过PLL电路而相位与由上述基准振荡器11产生的基准频率信号FREF的相位同步且被固定为第二频率F2(1010MHz)的第二频率信号。
另外，第三振荡器53C产生通过PLL电路而相位与由上述基准振荡器11产生的基准频率信号FREF的相位同步且频率被固定为第三频率1000.5MHz的第三频率信号F3。
并且，第四振荡器53D产生通过PLL电路而相位与由上述基准振荡器11产生的基准频率信号FREF的相位同步且频率被固定为第四频率F4(1010.5MHz)的第四频率信号。
上述开关电路54将从上述合成器电路53经由上述隔离器57A、57B、57C、57D而输入的1GHz频带的4种频率信号循环切换地从2个输出端子交替地输出。即，上述开关电路54作为对向与上述2个输出端子连接的上述第一频率变换器14A及第二频率变换器14B供给的1GHz频带的4种频率信号进行循环切换的4输入2输出的选择开关发挥功能。
在此，通过在上述合成器电路53与开关电路54之间插入隔离器57A、57B、57C、57D，并从上述合成器电路53经由隔离器57A、57B、57C、57D向开关电路54输入频率信号，能够防止由于因开关电路54以后的电路的切断、释放等引起的负荷变动而使信号源的动作变得不稳定。
对于上述隔离器57A、57B、57C、57，能够使用反向隔离度大的微波放大器、PI型电阻衰减器、电阻衰减器、使用了铁氧体的微波隔离器等隔离器元件、将可变衰减器与带通滤波器组合而成的隔离器电路、将隔离放大器与电阻衰减器、带通滤波器组合而成的隔离器电路等。
而且，上述第一频率变换器14A及第二频率变换器14B根据从上述第一振荡器13供给的频率F0(例如24GHz)的频率信号以及从上述开关电路54循环切换地交替输出的1GHz频带的4种频率F1、F2、F3、F4的频率信号，得到将由上述开关电路54循环切换的上述1GHz频带的4种频率F1、F2、F3、F4的频率信号进行频率变换而成为25GHz频带的4种调制频率Fm1、Fm2、Fm3、Fm4的第一调制信号Fma及第二调制信号Fmb，并作为驱动信号供给到上述第一光梳产生器15A及第二光梳产生器15B。
即，上述第一频率变换器14A及第二频率变换器14B作为将1GHz频带的频率信号进行频率变换而成为作为驱动信号供给到上述第一光梳产生器15A及第二光梳产生器15B的25GHz频带的第一调制信号Fma及第二调制信号Fmb的上变频器发挥功能。
在此，该低相对相位噪声光梳产生装置50产生2种光梳来作为用于在专利文献1、2等所记载的光梳测距仪、三维形状测定机中进行需要切换频率的绝对距离测定的基准光脉冲和测定光脉冲，通过将由上述开关电路54对上述1GHz频带的4种频率F1、F2、F3、F4的频率信号进行循环切换并由上述第一频率变换器14A及第二频率变换器14B上变频为25GHz频带的4种调制频率Fm1、Fm2、Fm3、Fm4而得到的第一调制信号Fma及第二调制信号Fmb作为驱动信号供给到上述第一光梳产生器15A及第二光梳产生器15B，从上述第一光梳产生器15A及第二光梳产生器15B输出如表1所示那样循环切换调制周期且调制周期互不相同的2种光梳。
[表1]
表1示出了#1～#4的设定中的第一光梳产生器15A及第二光梳产生器15B的驱动信号的转变状态OFCG1/OFCG2和相位差，驱动信号的频率为Δf＝500kHz、Δfm＝10MHz、fm＝Fm1(25000MHz)、fm+Δfm＝Fm2(25010MHz)、fm+Δf＝Fm3(25000.5MHz)、fm+Δfm+Δf＝Fm4(25010.5MHz)。图10是示出在该低相对相位噪声光梳产生装置50中向2个光梳产生器15A、15B供给的驱动信号的状态转变的状态转变图。
在此，在光梳测距仪中，从原理上说，通过使用从利用频率不同的2种调制信号来驱动的2个光梳产生器脉冲式地射出的具有干涉性的基准光脉冲和测定光脉冲，来在信号处理部中针对由基准光检测器得到的干涉信号(下面称为参照信号。)和由测定光检测器得到的干涉信号(下面称为测定信号。)进行频率分析，将从光梳的中心频率开始数起的模式编号设为N，计算参照信号与测定信号的N次模式之间的相位差来抵消从光梳产生器到基准点的光梳生成、传输过程的光相位差，之后，计算频率轴上每一次的相位差的增量来求出信号脉冲的相位差，由此计算从基准点到测定面的距离。
此外，当测定距离超过调制频率fm的半波长时，由于物光的周期性，该半波长的整数倍的距离不明确，无法唯一地求出距离，因此使用设定为表1所示的4种调制频率的基准光脉冲和测定光脉冲来进行4次测定，在信号处理部中使用通过进行相同的处理所得到的各相位差来计算超过与半波长相当的多义性距离(La＝c/2fm，c：光速)的距离。
即，关于设定为表1所示的4种调制频率进行测定而得到的参照信号与测定信号的相位差，在用于驱动2个光梳产生器(OFCG1、OFCG2)的调制信号的调制频率为fm和fm+Δf的#1的设定下上述相位差为-2πfmT，在调制信号的调制频率为fm+Δfm和fm+Δfm+Δf的#2的设定下上述相位差为-2π(fm+Δfm)T，在调制信号的调制频率为fm+fm和fm的#3的设定下上述相位差为-2π(fm+Δf)T，在调制信号的调制频率为fm+Δfm+Δf和fm+Δfm的#4的设定下上述相位差为-2π(fm+Δfm+Δf)T。
在距离(La＝c/2fm，c：光速)也长的情况下，参照信号与测定信号的相位差(-2πfmT)在将m设为整数时为φ+2mπ的形式，通过计算仅能求出φ的部分，整数值m是未知的。
另一方面，#1的设定下的参照信号与测定信号的相位差-2πfmT同#2的设定下的参照信号与测定信号的相位差-2π(fm+Δfm)T之差为2πΔfmT，另外，#3的设定下的参照信号与测定信号的相位差-2π(fm+Δf)T同#4的设定下的参照信号与测定信号的相位差-2π(fm+Δfm+Δf)T之差为2πΔfmT，如果是与1/Δfm的波长相当的距离(若Δfm＝10MHz则La为15m)以内，则相位唯一地确定。
而且，能够通过将该相位乘以fm/Δfm并与#1的相位差进行比较，来判定整数m。
并且，根据表1的#1的设定下的相位差-2πfmT与#3的设定下的相位差-2π(fm+Δf)T之差，能够得到2πΔf。
在此，在设为fm＝25GHz、Δf＝500kHz、Δfm＝10MHz的情况下，由于Δf＝500kHz，因此能够进行La＝300m以内的距离测量。
在搭载有该低相对相位噪声光梳产生装置50的光梳测距仪中，使用设定为表1所示的4种调制频率进行测定而得到的参照信号和测定信号，来进行绝对距离测量。即，将1种状态保持了固定时间之后转变为其它状态，在固定的区间进行该状态下的信号相位测量，使用#1、#2、#3、#4的设定状态的相位来执行绝对距离的计算处理。
关于光梳测距仪中的测量速度，在6mm以内的相对距离测定中与Δf相等为500kHz，与此相对，在需要切换频率的绝对距离测定中，包括了频率的切换时间和绝对距离计算时间。
在上述低相对相位噪声光梳产生装置50中，在上述合成器电路53与上述开关电路54之间插入有隔离器57A、57B、57C、57D，因此不会由于通过上述开关电路54对上述4种频率F1、F2、F3、F4的频率信号进行循环切换的瞬间的负荷变动而使上述合成器电路53的动作变得不稳定，能够迅速地切换光梳产生器15A、15B的驱动信号来使驱动状态转变。即，能够通过上述开关电路54对上述4种调制频率Fm1、Fm2、Fm3、Fm4进行循环切换来迅速地使第一光梳产生器15A及第二光梳产生器15B的驱动状态转变，通过用作切换参照信号和测定信号的调制频率来进行绝对距离测量的2个光梳光源，能够缩短绝对距离的测定时间。
此外，如果只是距离测量，则仅以#1和#2的设定、或者仅以#3和#4的设定也能够进行，但是通过如上所述的#1、#2、#3、#4的设定、即通过由上述开关电路54循环地切换上述4种调制频率Fm1、Fm2、Fm3、Fm4，能够校正除测定对象以外的信号传输路径所造成的相位偏移，从而高精度地得到绝对距离结果。即，在更换了2个光梳产生器(OFCG1、OFCG2)的调制频率时，因测定对象距离而产生的相位的绝对值不变但符号反转。另一方面，因干涉信号传输路径的线缆长度而产生的偏移的符号不变而为固定值。因而，当将2次的相位测定的结果相减并除以2时，能够求出排除了偏移的相位值。
附图标记说明
10、20、30、40、50：低相对相位噪声光梳产生装置；11：基准振荡器；12A、12B、22A、22B、32、44、52：功率分配器；13、13A、13B、23、23A、23B、33、33A、33B、43、43A、43B、53A、53B、53C、53D：振荡器；14、14A、14B、24A、24B、143：频率变换器；15A、15B：光梳产生器；16A、16B、26A、26B：带通滤波器；17A、17B、57A、57B、57C、57D：隔离器；53：合成器电路；54：开关电路；141：相位比较器；142：电压控制型振荡器。

Claims (11)

1.一种低相对相位噪声光梳产生装置，其特征在于，具备：
至少3个振荡器，所述至少3个振荡器产生频率互不相同的频率信号；
至少2个频率变换器，所述至少2个频率变换器被输入由所述3个振荡器中的1个振荡器得到的频率信号、以及由除所述1个振荡器以外的各振荡器得到的各频率信号；以及
至少2个光梳产生器，所述至少2个光梳产生器被供给由所述至少2个频率变换器进行频率变换而得到的频率互不相同的至少2种调制信号，
其中，所述至少2个频率变换器分别将作为由所述1个振荡器得到的频率信号与由其它振荡器得到的频率信号的和频信号或差频信号的、降低了相对相位噪声的所述至少2种调制信号作为驱动信号供给到至少2个光梳产生器。
2.根据权利要求1所述的低相对相位噪声光梳产生装置，其特征在于，
所述至少3个振荡器中的除所述1个振荡器以外的各振荡器的相位噪声比所述1个振荡器的相位噪声小。
3.根据权利要求1或2所述的低相对相位噪声光梳产生装置，其特征在于，
所述至少3个振荡器产生相位与由基准振荡器提供的基准频率信号的相位同步且频率互不相同的频率信号。
4.根据权利要求1至3中的任一项所述的低相对相位噪声光梳产生装置，其特征在于，
所述至少2个频率变换器分别是混频器。
5.根据权利要求1至3中的任一项所述的低相对相位噪声光梳产生装置，其特征在于，
所述至少2个频率变换器分别由混频器、相位比较器以及电压控制型振荡器构成。
6.根据权利要求1至5中的任一项所述的低相对相位噪声光梳产生装置，其特征在于，
调制信号从所述至少2个频率变换器分别经由带通滤波器而作为驱动信号被供给到所述至少2个光梳产生器。
7.根据权利要求1至6中的任一项所述的低相对相位噪声光梳产生装置，其特征在于，
由所述1个振荡器得到的频率信号分别经由隔离器而被输入到所述至少2个频率变换器。
8.根据权利要求1至5中的任一项所述的低相对相位噪声光梳产生装置，其特征在于，
所述至少3个振荡器产生分别通过锁相环电路而相位与基准的频率信号的相位同步且频率被固定的状态的至少3种调制信号。
9.根据权利要求3所述的低相对相位噪声光梳产生装置，其特征在于，
所述至少3个振荡器中的除所述1个振荡器以外的各振荡器是通过相位与所述基准频率信号的相位同步的时钟来驱动的各数字直接合成振荡器。
10.根据权利要求3所述的低相对相位噪声光梳产生装置，其特征在于，
具备3个振荡器、2个频率变换器以及2个光梳产生器，所述3个振荡器产生相位与所述基准频率信号的相位同步且频率互不相同的频率信号，
将通过所述2个频率变换器得到的降低了相对相位噪声的2种调制信号作为驱动信号供给到所述2个光梳产生器。
11.根据权利要求3所述的低相对相位噪声光梳产生装置，其特征在于，
在将X设为1以上的整数，将Y设为2以上的整数时，
具备(X+Y)个振荡器、XY个频率变换器以及Y个光梳产生器，所述(X+Y)个振荡器产生相位与所述基准频率信号的相位同步且频率互不相同的频率信号，
所述低相对相位噪声光梳产生装置是使由(Y+1)个振荡器、Y个频率变换器以及Y个光梳产生器构成的基本结构X重化而形成的。
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