WO2022209008A1 - 光コム発生装置 - Google Patents

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optical
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一宏 今井
元伸 興梠
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株式会社Xtia
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    • G02F1/35—Non-linear optics
    • G02F1/353—Frequency conversion, i.e. wherein a light beam is generated with frequency components different from those of the incident light beams

Definitions

  • the present invention relates to an optical comb generator used in an optical comb rangefinder or the like that measures distance from the time difference between the interference signal of the measurement light and the interference signal of the reference light.
  • a laser rangefinder which measures the distance to an object using a laser beam, detects the distance to the object based on the difference between the time when the laser beam is emitted and the time when the light receiving element detects the laser beam that hits and is reflected from the object to be measured. is calculated (see Patent Document 1, for example).
  • the driving current of the semiconductor laser is modulated with a triangular wave or the like, and the reflected light from the object is received using a photodiode embedded in the semiconductor laser element, and the sawtooth that appears in the photodiode output current is obtained.
  • Distance information is obtained from the dominant wave number of the square wave.
  • a laser rangefinder is known as a device that measures the absolute distance from a certain point to a measurement point with high accuracy.
  • Patent Literature 1 describes a rangefinder that measures the distance from the time difference between the interference signal of the measurement light and the interference signal of the reference light.
  • the inventors of the present invention are equipped with two optical comb generators that emit pulses of coherent reference light and measurement light whose intensity or phase is modulated periodically and whose modulation frequencies are different from each other.
  • Interference light between the reference light pulse and the measurement light pulse irradiated on the measurement surface is detected by the reference photodetector, and the reference light pulse reflected by the reference surface and the measurement light pulse reflected by the measurement surface are detected.
  • the interference light is detected by the measurement photodetector, and the difference between the distance to the reference plane and the distance to the measurement plane is obtained from the time difference between the two interference signals obtained by the reference photodetector and the measurement photodetector. Therefore, an optical comb rangefinder that can be performed with high precision and in a short time has been proposed (see, for example, Patent Document 2).
  • the optical comb rangefinder signal processing is performed by using a coherent reference optical pulse and a measurement optical pulse emitted from two optical comb generators driven by two types of modulated signals with different frequencies in principle.
  • frequency analysis is performed on the interference signal obtained by the reference photodetector (hereinafter referred to as the reference signal) and the interference signal obtained by the measurement photodetector (hereinafter referred to as the measurement signal), and the optical comb
  • the mode number counted from the center frequency is P
  • the phase difference between the P-order modes of the reference signal and the measurement signal is calculated to cancel the optical phase difference in the optical comb generation and transmission process from the optical comb generator to the reference point.
  • the distance from the reference point to the measurement surface is calculated by calculating the increment of the phase difference per order on the frequency axis to obtain the phase difference of the signal pulse.
  • the measurement speed of the relative distance measurement performed in the optical comb rangefinder is determined by the frequency difference ⁇ f of the modulation frequency, and in the absolute distance measurement, the modulation frequency of the reference light pulse and the measurement light pulse is switched, and distance measurement is performed multiple times. It is necessary to calculate the absolute distance from each phase obtained by going.
  • the distance can be measured by alternately switching between two types of modulation signals that drive the two optical comb generators.
  • a phase offset caused by a signal return path other than the object to be measured becomes a measurement error.
  • an object of the present invention is to provide an optical comb rangefinder or the like that measures distance from the time difference between the interference signal of the measurement light and the interference signal of the reference light.
  • an optical comb generator capable of obtaining an absolute distance result with high accuracy through correction.
  • Another object of the present invention is an optical comb generator capable of measuring the absolute distance with high accuracy even for a moving object that needs to shorten the absolute distance measurement time as the moving speed increases. is to provide
  • the present invention is an optical comb generator for optical comb distance measurement that measures distance from the time difference between the interference signal of the measurement light and the interference signal of the reference light, and generates M (M is an integer of 2 or more) optical combs. and an optical comb generation unit provided with a reference frequency signal, and M types of drive signals with different modulation frequencies obtained by cyclically switching N (N is an integer of 3 or more) types of modulation frequencies phase-locked to the reference frequency signal. and a drive control unit for controlling to output M kinds of optical combs from the optical comb generation unit by supplying to the optical comb generators, and the optical comb generation unit is provided with the M optical comb generators. , output M types of optical combs having different modulation frequencies, each of which is periodically modulated in intensity or phase, and N types of modulation frequencies are cyclically switched.
  • the drive control unit includes N signal sources that output N types of modulated signals having mutually different modulation frequencies that are phase-locked with the reference frequency signal, and the N signals.
  • Switching control for outputting M types of modulated signals having different modulation frequencies, which are cyclically switched among N types of modulated signals, by controlling the operation of the N input M output switch section connected to the source and the switch section.
  • the N signal sources generate N kinds of modulated signals whose phases are synchronized with a reference frequency signal by a PLL circuit and whose modulation frequencies are fixed.
  • the drive control unit includes a signal source composed of M direct digital synthesizers (DDS) operating with a system clock phase-locked to the reference frequency signal; and switching control means for controlling the operation of the DDS to output M types of modulation signals having different modulation frequencies obtained by cyclically switching between N types of modulation frequencies, wherein the M types of modulation signals are used as drive signals. It can be supplied to the optical comb generator.
  • DDS direct digital synthesizers
  • the present invention is an optical comb generator for optical comb distance measurement that measures distance from the time difference between the interference signal of the measurement light and the interference signal of the reference light, wherein the modulation frequencies are phase-locked to the reference frequency signal. It is driven by N signal sources that output N different types of modulation signals as drive signals, and the drive signals output from the N signal sources.
  • An optical comb generating section having N optical comb generators for generating N different types of optical combs, and N types of optical combs generated by the N optical comb generators provided in the optical comb generating section.
  • an N-input M-output optical switch that cyclically selects and outputs M kinds of optical combs with different modulation frequencies, and an optical switch that controls the selection operation of the optical comb by the optical switch in synchronization with the reference frequency signal. and a switch control unit.
  • the drive control unit continuously switches between one direction and the reverse direction of the switching order, and the N (N is an integer of 3 or more) types of modulation frequencies are cyclically switched.
  • N is an integer of 3 or more
  • M is an integer equal to or greater than 2 types of optical combs having different modulation frequencies, which are switched to , are output from the optical comb generation unit.
  • M types of drive signals phase-locked with the reference frequency signal are supplied to the optical comb generator, and the intensity or phase of each of the signals is periodically modulated, resulting in N (N is an integer of 3 or more) types of modulation.
  • N is an integer of 3 or more
  • the distance is measured from the time difference between the interference signal of the measurement light and the interference signal of the reference light by outputting M (M is an integer equal to or greater than 2) types of optical combs whose frequencies are cyclically switched and whose modulation frequencies are different from each other.
  • M is an integer equal to or greater than 2
  • the absolute distance measurement time can be shortened and the absolute distance can be measured with high accuracy. It is possible to provide an optical comb generator capable of
  • FIG. 4 is a state transition diagram showing state transitions of drive signals supplied to two optical comb generators in the optical comb generator. It is a block diagram which shows the specific structural example of the switch part in the said optical comb generator.
  • FIG. 3 is a block diagram showing another configuration example of an optical comb generator to which the present invention is applied; It is a block diagram which shows the structural example of the frequency converter used for an optical comb generator.
  • 1 is a block diagram showing the basic configuration of an optical comb generator in which an optical comb generator is driven by a DDS oscillator; FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of an optical comb generator according to the present invention in which an optical comb generator is driven by a DDS oscillator;
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of an optical comb generator according to the present invention, in which an optical comb is switched by an optical switch;
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of an optical comb generator according to the present invention, in which an optical comb is switched by an optical switch;
  • two optical comb generators 16A for emitting coherent measurement light and reference light whose intensity or phase are periodically modulated and whose modulation frequencies are different from each other are emitted. , 16B.
  • This optical comb generator 10 is used in an optical comb rangefinder or a three-dimensional shape measuring machine that measures distance from the time difference between the interference signal of the measurement light and the interference signal of the reference light described in Patent Documents 1 and 2, for example. It is used as a light source for emitting coherent measurement light and reference light whose intensity or phase is modulated periodically and whose modulation frequencies are different from each other.
  • the optical comb generator 10 receives from the drive control unit 11 N (N is an integer of 3 or more) types of modulation cycles cyclically switched, and M (M is an integer of 2 or more) types of modulation frequencies different from each other.
  • the optical comb generator 16 to which the drive signal is applied periodically modulates the intensity or phase, respectively, and N (N is an integer of 3 or more) types of modulation frequencies are cyclically switched M (M) different modulation frequencies M is an integer greater than or equal to 2) types of optical combs are output.
  • a second modulated signal Fm2 is generated.
  • a third modulated signal Fm3 is generated.
  • isolators 13A, 13B, 13C, and 13D are inserted between the modulation signal generation section 12 and the switch section 14, and the signals from the modulation signal generation section 12 are transmitted through the isolators 13A, 13B, 13C, and 13D.
  • the isolators 13A, 13B, 13C, and 13D include isolation elements such as microwave amplifiers with large reverse isolation, ⁇ -type resistance attenuators, T-type resistance attenuators, microwave isolators using ferrite, and variable attenuators. and a band-pass filter, or an isolation circuit that combines an isolation amplifier with a resistance attenuator or a band-pass filter.
  • the switch section 14 cyclically converts four types of modulated signals F m1 , F m2 , F m3 , and F m4 input from the modulated signal generating section 12 through the isolators 13A, 13B, 13C, and 13D. are alternately output from two output terminals, and used as drive signals F mA and F mB for two optical comb generators 16A and 16B provided in the optical comb generator 16 connected to the two output terminals. It functions as a 4-input 2-output selector switch that cyclically switches among the four types of modulation signals Fm1 , Fm2 , Fm3 , and Fm4 to be supplied.
  • the transition states of the drive signals F mA and F mB to the two optical comb generators 16A and 16B provided in the optical comb generator 16 in the optical comb generator 10 are shown in FIG. , four kinds of modulation signals F m1 , F m2 , F m3 , and F m4 supplied as drive signals F mA and F mB to the optical comb generators 16A and 16B are cyclically switched.
  • the optical comb generator 10 is a reference light pulse and a measurement signal for performing absolute distance measurement requiring frequency switching in the optical comb rangefinder and the three-dimensional shape measuring machine described in Patent Documents 1 and 2.
  • Two types of optical combs are generated as light pulses, and the four types of modulation signals Fm1, Fm2, Fm3, and Fm4 are cyclically switched by the switch section 14 to drive the optical comb generators 16A and 16B.
  • the optical comb generators 16A and 16B output two types of optical combs whose modulation frequencies are cyclically switched and whose modulation frequencies are different from each other, as shown in Table 1. be.
  • Table 1 shows transition states OFCG1/OFCG2 and phase differences of the drive signals F mA and F mB of the two optical comb generators 16A and 16B in settings #1 to 4.
  • FIG. 2 is a state transition diagram showing state transitions of the drive signals F mA and F mB supplied to the two optical comb generators 16A and 16B in the optical comb generator 10.
  • FIG. 2 is a state transition diagram showing state transitions of the drive signals F mA and F mB supplied to the two optical comb generators 16A and 16B in the optical comb generator 10.
  • the optical comb rangefinder in principle, by using a coherent reference optical pulse and a measurement optical pulse emitted from two optical comb generators driven by two kinds of modulated signals with different frequencies, , in the signal processing unit, frequency analysis is performed on the interference signal obtained by the reference photodetector (hereinafter referred to as the reference signal) and the interference signal obtained by the measurement photodetector (hereinafter referred to as the measurement signal), and the optical comb P is the mode number counted from the center frequency of , calculate the phase difference between the P-order modes of the reference signal and the measurement signal, and cancel the optical phase difference in the optical comb generation and transmission process from the optical comb generator to the reference point. After that, the distance from the reference point to the measurement surface is calculated by calculating the increment of the phase difference per order on the frequency axis to obtain the phase difference of the signal pulse.
  • the phase difference between the reference signal and the measurement signal obtained by setting the four modulation frequencies shown in Table 1 is Setting #1 where f m and f m + ⁇ f results in ⁇ 2 ⁇ f m T, and setting #2 where the modulation frequency of the modulated signal is f m + ⁇ f m and f m + ⁇ f m + ⁇ f ⁇ 2 ⁇ (f m + ⁇ f m ).
  • the phase difference (-2 ⁇ f m T) between the reference signal and the measurement signal is in the form of ⁇ + 2m ⁇ where m is an integer, and only the ⁇ part is obtained by calculation. but the integer value m is unknown.
  • the integer m can be determined by multiplying this phase by f m / ⁇ f m and comparing it with the phase difference of #1.
  • 2 ⁇ fT is obtained from the difference between the phase difference ⁇ 2 ⁇ f m T at setting #1 in Table 1 and the phase difference ⁇ 2 ⁇ (f m + ⁇ f)T at setting #3.
  • 2 ⁇ fT is obtained from the difference between the phase difference ⁇ 2 ⁇ (f m + ⁇ f m )T at setting #2 in Table 1 and the phase difference ⁇ 2 ⁇ (f m + ⁇ f m + ⁇ f)T at setting #4.
  • absolute distance measurement is performed using the reference signal and the measurement signal obtained by setting the four modulation frequencies shown in Table 1 for measurement. That is, after holding one state for a certain period of time, it shifts to another state, measures the signal phase in that state in a certain interval, and uses the phases of the set states #1, #2, #3, and #4 to determine the absolute value. Execute the distance calculation process.
  • the measurement speed of the optical comb distance meter is 500 kHz, which is equal to ⁇ f for relative distance measurement within 6 mm, while for absolute distance measurement that requires frequency switching, the frequency switching time and absolute distance calculation time are included. Become.
  • the four types of modulation signals Fm1 , Fm2 , Fm3 , and Fm4 are cyclically switched by the switch section 14 to change the driving states of the two optical comb generators 16A and 16B.
  • the transition can be made quickly, and the absolute distance measurement time can be shortened by switching the modulation frequencies of the reference signal and the measurement signal and using them as two optical comb light sources for absolute distance measurement.
  • the oscillation frequency of the PLL oscillator can be switched and set in real time so as to obtain M types of modulation signals with mutually different modulation frequencies by using a PLL oscillator that can freely switch and set the oscillation frequency.
  • the settling time required to obtain a stable frequency signal at the target frequency by switching the oscillation frequency and synchronizing the phase with the set frequency is long. It takes a long time to measure the absolute distance, which is not practical. It is possible to shorten the distance measurement time and perform the absolute distance measurement with high accuracy.
  • the distance measurement range is expanded to 300 m, and the measurement An absolute distance result can be obtained with high accuracy by correcting the phase offset due to the signal transmission path other than the object. That is, when the modulation frequencies of the two optical comb generators (OFCG1, OFCG2) 16A, 16B are exchanged, the absolute value of the phase derived from the distance to be measured remains unchanged and the sign is reversed.
  • the offset derived from the cable length of the interference signal transmission line has a constant value without changing the sign. Therefore, by subtracting the results of the two phase measurements and dividing by 2, the phase value excluding the offset can be obtained.
  • the cyclic state transition is set so that when #1 is taken as the starting point, then #3, #2, #4, #2, #3, and then return to #1.
  • This setting takes into account the measurement results obtained by switching the frequencies driving OFCG1 and OFCG2, and the results obtained by reversing the frequency switching order to calculate the distance. The distance measurement error is minimized and the distance measurement is determined in the shortest possible time.
  • the order of switching the four modulation frequencies shown in Table 1 is arbitrary in principle, but #1 ⁇ #2 ⁇ #3 ⁇ # 4 ⁇ #4 ⁇ #3 ⁇ #2 ⁇ #1, or #1 ⁇ #3 ⁇ #2 ⁇ #4 ⁇ #4 ⁇ #2 ⁇ #3 ⁇ #1.
  • the distance is basically calculated with a set of four "transition states" of the frequency.
  • an optical comb generator that outputs M (M is an integer equal to or greater than 2) types of optical combs with different modulation frequencies that are cyclically switched;
  • M is an integer equal to or greater than 2
  • the drive state of the two optical comb generators can be rapidly changed, and the reference signal and the By switching the modulation frequency of the measurement signal and using it as two optical comb light sources for absolute distance measurement, the absolute distance measurement time can be shortened.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a specific configuration example of the 4-input 2-output switch section 14 provided in the optical comb generator 10. As shown in FIG. 3
  • the switch section 14, as shown in the block diagram of FIG . , Fm4 are input through isolators 13A, 13B, 13C, and 13D connected to the modulation signal generating section 12 into four switch circuits 14 1A , 14 1B , 14 1C , each having one input and two outputs in the first stage.
  • 14 1D provided in the next stage to which the four types of modulation signals F m1 , F m2 , F m3 , and F m4 are inputted via the switch circuits 14 1A , 14 1B , 14 1C and 14 1D in the first stage.
  • 14 3B , and the two switch circuits 14 4A and 14 4B of the final stage connected to the two switch circuits 14 3A and 14 3B , each having two inputs and one output, are controlled by the control section (logic circuit) 15 to generate a reference frequency signal of 10 MHz.
  • the control section (logic circuit) 15 By switching control in synchronism with F REF , the transition states of the drive signals F mA and F mB to the two optical comb generators 16A and 16B are changed as shown in FIG. , 16B as the drive signals Fma , Fmb .
  • one of the two output terminals of the four switch circuits 14 1A , 14 1B , 14 1C and 14 1D at the first stage is the input terminal of the two switch circuits 14 2A and 14 2B at the next stage. , and the other output terminal is terminated by a terminating resistor.
  • Modulated signals F m1 , F m2 , F m3 , and F m4 are input to four first-stage switch circuits 14 1A , 14 1B , 14 1C , and 14 1D , and output terminals of two final-stage switch circuits 14 4A , 14 4B .
  • the four types of modulated signals F m1 , F m2 , F m3 , and F m4 cyclically switched are first and second band-pass filters 14A, 14A, and 14A, each of which comprises an isolator circuit combining an isolation amplifier and a band-pass filter. 14B to be output.
  • the 1 GHz signal generated by the modulation signal generator 12 is used as the driving signal to be supplied to the two optical comb generators 16A and 16B in the optical comb generator 10 shown in FIG.
  • the band frequency signals F 1 , F 2 , F 3 and F 4 are up-converted by frequency converters 23A and 23B to obtain 25 GHz band modulated signals F mA and F mB .
  • the modulation signal generator 12 of the drive controller 11 in the optical comb generator 20 includes four PLL oscillators 12A, 12B, 12C, 12C, 12B, 12C, 12C, 12C, 12C, 12F, and 12F for generating frequency signals F 1 , F 2 , F 3 , and F 4 in the 1 GHz band. 12D and one PLL oscillator 12E generating a frequency signal F0 of 24 GHz.
  • the fifth PLL oscillator 12E of the modulation signal generator 12 is phase-locked by the PLL circuit to the reference frequency signal FREF supplied from the reference oscillator 12R, and the frequency f0 is fixed at 24 GHz. is supplied to the frequency converters 23A and 23B of the above 2 through the power divider 21.
  • a second frequency signal F2 is generated.
  • a fixed fourth frequency signal F4 is generated.
  • the first to fourth frequency signals F1, F2 , F3, F4 obtained by the first to fourth PLL oscillators 12A, 12B, 12C, 12D are generated by the isolator 13A. , 13B, 13C, and 13D to the switch section 14 with 4 inputs and 2 outputs.
  • the switch section 14 is synchronous with the reference frequency signal F REF given by the reference oscillator 12R of the modulation signal generation section 12, and receives four signals from the modulation signal generation section 12 via the isolators 13A, 13B, 13C and 13D.
  • the first to fourth frequency signals F 1 , F 2 , F 3 , and F 4 input to the input terminals of are cyclically switched to output from two output terminals, and four types of frequency signals F in the 1 GHz band are output 1 , F2 , F3, F4 as a 4 -input, 2 -output selector switch for supplying the first and second modulated signals Fma , Fmb obtained by cyclically switching between 1, F2, F3, and F4 to the two frequency converters 23A, 23B. Function.
  • isolators 13A, 13B, 13C, and 13D are inserted between the modulated signal generating section 12 and the switching section 14, and the switching circuit 14 is switched from the modulated signal generating section 12 through the isolators 13A, 13B, 13C, and 13D.
  • the frequency signals F 1 , F 2 , F 3 , and F 4 By inputting the frequency signals F 1 , F 2 , F 3 , and F 4 to , it is possible to prevent the operation of the signal source from becoming unstable due to load fluctuations caused by the disconnection or release of circuits after the switch circuit 14 . can.
  • the isolators 13A, 13B, 13C, and 13D include isolation elements such as microwave amplifiers with large reverse isolation, ⁇ -type resistance attenuators, T-type resistance attenuators, microwave isolators using ferrite, and variable attenuators. and a band-pass filter, or an isolation circuit that combines an isolation amplifier with a resistance attenuator or a band-pass filter.
  • the first and second frequency converters 23A and 23B receive a frequency signal F0 of a frequency (for example, 24 GHz) supplied from the fifth PLL oscillator 12E and four types of 1 GHz band from the switch section.
  • the first and second frequency converters 23A and 23B convert the first and second modulated signals Fma and Fmb consisting of frequency signals F1, F2 , F3 and F4 in the 1 GHz band to the above It functions as an up-converter for frequency-converting the first and second modulation signals F mA and F mB in the 25 GHz band to be supplied as drive signals to the first and second optical comb generators 16A and 16B.
  • the first and second frequency converters 23A and 23B are frequency mixers such as diodes, double-balanced mixers and IQ mixers, or, for example, frequency converters using phase synchronization configured as shown in FIG. 23 is used.
  • the frequency mixers are nonlinear elements.
  • #2, #3, and #4 generate frequency components other than the necessary frequency components ( fm , fm + ⁇ fm , fm + ⁇ f, fm + ⁇ fm + ⁇ f).
  • band-pass filters 24A and 24B are inserting at the output sides of the frequency converters 23A and 23B, respectively, only necessary frequency components are supplied as drive signals to the optical comb generators 16A and 16B.
  • the band-pass filter 24A is used to pass only the required fm frequency component and attenuate the other frequency components to such an extent that the measurement specifications are not affected.
  • the unwanted frequency component f m +Sf b generated by the first frequency converter 23A using a frequency mixer also propagates in the direction of the power divider 21 on the input side, and the power divider 21 also has ideal characteristics. , so it reaches the second frequency converter 23B.
  • the output of the second frequency converter 23B includes f m +Sf b +S′(f b + ⁇ f ) is mixed.
  • (f b + ⁇ f) is the frequency of the modulated signal before frequency conversion input to the frequency converter 23B.
  • the isolators 22A and 22B include isolation elements such as microwave amplifiers with large reverse isolation, pi-shaped resistance attenuators, T-shaped resistance attenuators, microwave isolators using ferrite, variable attenuators and band-pass filters. or an isolation circuit combining an isolation amplifier with a resistance attenuator or a band-pass filter.
  • f b and f b + ⁇ f are set to about 100 MHz, an improvement in relative phase noise of 40 dB or more can be expected.
  • the pass filters 25A and 25B require very high Q-value filters of 2500 or more to reduce spurious at f m +f b or f m -f b .
  • the frequency converters 23A and 23B are not frequency mixers such as diodes, double-balanced mixers, and IQ mixers, but frequency converters 23 using phase synchronization having the configuration shown in FIG. can also
  • the frequency converter 23 includes a phase comparator 231, a voltage-controlled oscillator 232 whose oscillation phase is controlled by the phase comparator 231, and a frequency signal output from the voltage-controlled oscillator 232.
  • a frequency mixer 233 is provided.
  • a modulated signal F b having a modulated frequency f b in the 100 MHz band is input to the phase comparator 231, and the fifth PLL oscillator 12E outputs a frequency signal having a frequency of f m ⁇ f b of 24.9 GHz. is supplied to frequency mixer 233 .
  • the frequency mixer 233 obtains the frequency signal of the difference frequency f b ' between the modulated signal F m of the 25 GHz band modulated frequency f m output from the voltage controlled oscillator 232 and the frequency signal F 0 of the 24.9 GHz band.
  • the modulation of the 100 MHz band is performed.
  • the voltage-controlled oscillator 232 outputs a modulated signal Fm with a modulated frequency fm in the 25 GHz band whose frequency is fixed in phase synchronization with the modulated signal Fb with a frequency fb .
  • the phase comparator 231 receives four frequency signals F 1 , F 2 , F 3 and F 4 in the 100 MHz band through the switch section 14.
  • the frequency signal of the difference frequency f b ′ and the first modulated signal F ma are phase-compared, and the voltage-controlled oscillator 232
  • the voltage-controlled oscillator 232 is fed back to control the oscillation phase of the voltage-controlled oscillator 232 so that the first modulated signal Fma of the 100-MHz band is up-converted to generate the modulated signal FmA of the frequency fmA of the 25-GHz band.
  • the phase comparator 231 receives four frequency signals F 1 , F 2 , F 3 and F 4 in the 100 MHz band through the switch section 14.
  • the switch section 14 By supplying the cyclically switched second modulated signal Fmb , a phase comparison is performed between the frequency signal of the difference frequency fb ′ and the second modulated signal Fmb , and the voltage-controlled oscillator 232
  • the voltage-controlled oscillator 232 is fed back to control the oscillation phase of the voltage-controlled oscillator 232, and the second modulated signal Fmb of the 100-MHz band is up-converted to generate the modulated signal FmB of the frequency fmB of the 25-GHz band.
  • a phase comparator such as a double balanced mixer is used for the phase comparator 231, which is low noise because it performs phase comparison between the same frequencies.
  • the control band can be widened, for example, 10 MHz or more. Therefore, the relative phase noise of the outputs of the frequency converters 23A and 23B is the relative phase noise of the signals with the modulation frequencies f b and f b + ⁇ f m in the 100 MHz band.
  • the control band of the PLL is wide, the settling time required to obtain a stable frequency signal at the target frequency can be shortened.
  • the spurious f m +f b or the spurious f m ⁇ of the voltage controlled oscillator 232 f b can be made smaller.
  • the band-pass filters 23A and 23B on the output side can be eliminated or the specifications can be reduced.
  • the drive control section 11 cyclically switches and sets the oscillation frequency of each of the M PLL oscillators, thereby eliminating the need for a switch section.
  • M kinds of modulated signals with different modulation frequencies can be obtained by M PLL oscillators and supplied as driving signals to M optical comb generators.
  • M kinds of modulated signals with different modulation frequencies can be obtained by M PLL oscillators and supplied as driving signals to M optical comb generators.
  • M kinds of modulated signals with different modulation frequencies can be obtained by M PLL oscillators and supplied as driving signals to M optical comb generators.
  • M kinds of modulated signals with different modulation frequencies can be obtained by M PLL oscillators and supplied as driving signals to M optical comb generators.
  • M kinds of modulated signals with different modulation frequencies can be obtained by M PLL oscillators and supplied as driving signals to M optical comb generators.
  • M kinds of modulated signals with different modulation frequencies can be obtained by M PLL oscillators and supplied as driving signals to M optical comb generators.
  • a DDS oscillator can be used by switching and setting the oscillation frequency in real time.
  • FIG. 6 shows a basic configuration example of an optical comb generator 30 in which an optical comb generator 36A of an optical comb generator 36 is driven by a drive controller 31 having a modulated signal generator 32 using a DDS oscillator 33. shown in the block diagram of
  • the drive controller 31 in this optical comb generator 30 comprises a modulation signal generator 32 using a DDS oscillator 33 and a DDS controller 35 for controlling the operation of the DDS oscillator 33.
  • the DDS controller 35 controls the operation.
  • Modulated signals of various modulation frequencies are supplied from the DDS oscillator 33 to the optical comb generator 36A provided in the optical comb generator 36 as drive signals.
  • the modulated signal generator 32 includes a PLL oscillator 32A that generates a system clock in synchronization with the reference frequency signal FREF generated by the reference signal generator 32R, and a DDS oscillator 33 that is driven by this system clock.
  • the DDS control unit 35 By controlling the operation of the DDS oscillator 33 by the DDS control unit 35, the frequency is switched with the phase continuous at an arbitrary timing set by the DDS control unit 35, and various modulation frequencies are generated from the DDS oscillator 33. modulation signal.
  • An optical comb generator 36A provided in the optical comb generator 36 generates an optical comb by being driven by a modulation signal that can be instantaneously switched to various modulation frequencies supplied from the DDS oscillator 33 as a drive signal. .
  • the DDS oscillator 33 is driven by the system clock, unlike an oscillator based on the phase synchronization method, reads the waveform data of the ROM table in the selected DDS, DA-converts it, and outputs the frequency signal. can be switched, and there is no relaxation time like phase locking. This contributes to the simplification of the optical comb generation system that switches the modulation frequency, reduces the waste time of the relaxation time, and contributes to high-speed measurement.
  • the first and second modulated signals cyclically switched at the timing of the transition state shown in FIG. F ma and F mb are output alternately.
  • 25 GHz band modulation signals F mA and F mB are obtained, and supplied as drive signals to two optical comb generators 16A and 16B provided in the optical comb generator 36 .
  • the modulation signal generator 32 in this optical comb generator 40 has a PLL oscillator 32B that generates a frequency signal of 24 GHz in synchronization with the reference frequency signal F REF generated by the reference signal generator 32R.
  • a frequency signal having a frequency of 24 GHz generated by the PLL oscillator 33B is supplied to the frequency converters 42A and 42B via the isolators 41A and 41B, whereby the first frequency signal of the 1 GHz band generated by the DDS oscillators 33A and 33B is generated.
  • the second modulated signals F ma , F mb are up-converted to 25 GHz band modulated signals F mA , F mB by the frequency converters 42A, 42B, and the optical comb generator 36 passes through the band-pass filters 43A, 43B. are supplied as drive signals to two optical comb generators 36A and 36B provided in the .
  • the frequency converters 23 using phase synchronization shown in FIG. be able to.
  • the DDS control unit 35 controls the operation of the DDS oscillators 33A and 33B to cyclically switch the modulation frequency while the phase is continuous.
  • the driving state of the two optical comb generators 36A and 36B can be rapidly changed, and the absolute distance can be measured by switching the modulation frequency of the reference signal and the measurement signal and using them as two optical comb light sources for absolute distance measurement. can save time.
  • the optical comb generator 16 (36) supplies the optical comb generator 16 (36) with M types of drive signals with different modulation frequencies, in which N types of modulation frequencies phase-locked to the reference frequency signal F REF are cyclically switched, Drive control can be performed to output M types of optical combs from the optical comb generating section 16 (36).
  • the drive control section 11 circulates N kinds of modulated signals having mutually different oscillation frequencies which are phase-locked to the reference frequency signal F REF given by the reference frequency signal generator 12R.
  • N types of modulated signals with different oscillation frequencies obtained by N PLL oscillators can be output from N inputs and M outputs.
  • the switching unit 14 cyclically switches to obtain M types of modulated signals having mutually different modulation frequencies, and the M types of modulated signals are used as drive signals for the M optical comb generators provided in the optical comb generation unit. can be supplied.
  • the drive control unit 31 cyclically switches between N types of modulated signals having different oscillation frequencies which are phase-locked to the reference frequency signal FREF by M DDS oscillators.
  • M kinds of modulated signals having different modulation frequencies the M kinds of modulated signals can be supplied as drive signals to M optical comb generators provided in the optical comb generator.
  • the drive control section 11 inputs N kinds of modulated signals having different oscillation frequencies which are phase-locked with the reference frequency signal FREF given by the reference frequency signal generator 12R.
  • M types of optical combs are output by M optical comb generators provided in the optical comb generation unit using M types of modulated signals with mutually different modulation frequencies as driving signals.
  • N optical comb generators 16A, 16B it is also possible to cyclically select and output M types of optical combs having different modulation frequencies from the types of optical combs by the N-input M-output optical switch 31 .
  • optical combs it is not necessary for all the optical combs to have different modulation frequencies, and some of them can be used for different switching, such as the same modulation frequency but different wavelengths. It is essential to include a set of optical combs of the same wavelength band with different modulation frequencies in order to take interference, but even if optical combs of different wavelength bands are included with the same combination of modulation frequencies, it will still function. do.
  • the optical comb generator 16 in this optical comb generator 50 has four optical comb generators 16A, 16B and 16C that generate four types of optical combs with mutually different modulation frequencies.
  • the drive control unit 11 includes four PLL oscillators 12A, 12B, 12B, 12B, 12B, 12B, 12B, 12B, 12B, 12B, 12B, 12B, 12B, 12D, 12D, 12D, 12D, and 12D.
  • An output optical switch 51 and a control unit 52 for controlling the selection operation of the optical comb by the 4-input 2-output optical switch 51 are provided. Two types of optical combs are output by cyclically selecting different types of optical combs.
  • optical comb generator 11, 31 drive controller, 12, 32 modulation signal generator, 12A, 12B, 12C, 12D, 12E, 32A, 32B PLL oscillator, 12R, 32R reference signal Oscillator 13A, 13B, 13C, 13D, 22A, 22B, 41A, 41B Isolator 14 Switch section 14A, 14B, 24A, 24B, 43A, 43B Bandpass filter 15, 52 Control section 16, 36 Optical comb generation Section, 16A, 16B, 16C, 16D, 36A, 36B Optical comb generator, 23, 23A, 23B Frequency converter, 21 Power divider, 33, 33A, 33B DDS oscillator, 35 DDS control section, 51 Optical switch, 231 Phase Comparator, 22 voltage controlled oscillator, 233 frequency mixer

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Abstract

測定光の干渉信号と基準光の干渉信号の時間差から距離を測定する光コム距離計などにおいて、測定対象以外の信号返送経路による位相オフセットを補正して高精度に絶対距離結果を得ることができる光コム発生装置を提供する。駆動制御部１１により、光コム発生部１６に備えられたＭ個の光コム発生器１６Ａ，１６Ｂに駆動信号を供給して、それぞれ周期的に強度又は位相が変調され、Ｎ（（Ｎは３以上の整数）の整数）種類の変調周波数が巡回的に切り替えられた互いに変調周波数が異なるＭ（Ｍは２以上の整数）種類の光コムを上記Ｍ個の光コム発生器１６Ａ，１６Ｂから出力させる制御を行う。

Description

光コム発生装置
　本発明は、測定光の干渉信号と基準光の干渉信号の時間差から距離を測定する光コム距離計などに用いられる光コム発生装置に関する。本出願は、日本国において２０２１年３月２９日に出願された日本特許出願番号特願２０２１－０５５６４０を基礎として優先権を主張するものであり、この出願を参照することにより、本出願に援用される。
　従来より、精密なポイントの距離計測が可能なアクティブ式距離計測方法として、レーザ光を利用する光学原理による距離計測が知られている。レーザ光を用いて対象物体までの距離を測定するレーザ距離計ではレーザ光の発射時刻と、測定対象に当たり反射してきたレーザ光を受光素子にて検出した時刻との差に基づいて、測定対象物までの距離が算出される（たとえば特許文献１参照）。また、例えば、半導体レーザの駆動電流に三角波等の変調をかけ、対象物での反射光を半導体レーザ素子の中に埋め込まれたフォトダイオードを使用して受光し、フォトダイオード出力電流に現れた鋸歯状波の主波数から距離情報を得ている。
　ある点から測定点までの絶対距離を高精度で測定する装置としてレーザ距離計が知られている。たとえば、特許文献１には、測定光の干渉信号と基準光の干渉信号の時間差から距離を測定する距離計が記載されている。
　従来の絶対距離計では、長い距離を高精度で測れる実用的な絶対距離計を実現することが難しく、高い分解能を得るためにはレーザ変位計のように原点復帰が必要なため絶対距離測定に適さない方法しか手段がなかった。
　本件発明者等は、それぞれ周期的に強度又は位相が変調され、互いに変調周波数が異なる干渉性のある基準光と測定光をパルス出射する２つの光コム発生器を備え、基準面に照射される基準光パルスと測定面に照射される測定光パルスとの干渉光を基準光検出器により検出するとともに、上記基準面により反射された基準光パルスと上記測定面により反射された測定光パルスとの干渉光を測定光検出器により検出して、上記基準光検出器と測定光検出器により得られる２つ干渉信号の時間差から、上記基準面までの距離と上記測定面までの距離の差を求めることにより、高精度で、しかも短時間に行うことの可能な光コム距離計を先に提案している（例えば、特許文献２参照。）。
　また、測定面までの距離の基準点位置を基準光路により規定して、長距離測定を高精度で、しかも短時間に行うことができるようにした光コム距離計を先に提案している（例えば、特許文献３参照）。
　光コム距離計では、原理的に周波数が異なる２種類の変調信号により駆動される２つの光コム発生器からパルス出射される干渉性のある基準光パルスと測定光パルスを用いることにより、信号処理部において、基準光検出器により得られる干渉信号（以下、参照信号と言う。）と、測定光検出器により得られる干渉信号（以下、測定信号と言う。）について周波数解析を行い、光コムの中心周波数から数えたモード番号をＰとして、参照信号と測定信号のＰ次モード同士の位相差を計算して光コム発生器から基準点までの光コム生成、伝送過程の光位相差を相殺した後、周波数軸で次数１あたりの位相差の増分を計算して信号パルスの位相差を求めることにより、基準点から測定面までの距離を算出する。
　ここで、マイクロ波帯域の変調周波数にΔｆ（例えば、５００ｋＨｚ）の周波数差のある１対の変調信号により駆動される２つの光コム発生器から出力される基準光パルスと測定光パルスを用いて行われる光コム距離計における相対距離測定の計測速度は、上記変調周波数の周波数差Δｆで決定され、絶対距離測定では、基準光パルスと測定光パルスの変調周波数を切り替えて、複数回距離測定を行って得られる各位相から絶対距離を計算する必要がある。
特開２００１－３４３２３４号公報 特許第５２３１８８３号公報 特開２０２０－１２６４１号公報
　測定光の干渉信号と基準光の干渉信号の時間差から距離を測定する光コム距離計では、原理的に２つの光コム発生器を駆動する２種類の変調信号を交互に切り替えることにより、距離計測を行うことができるのであるが、測定対象以外の信号返送経路による位相オフセットが測定誤差となるという問題点がある。また、測定対象が速度をもって移動している場合も考慮しなければならない問題もある。
　本発明の目的は、上述の如き問題点に鑑み、測定光の干渉信号と基準光の干渉信号の時間差から距離を測定する光コム距離計などにおいて、測定対象以外の信号伝送経路による位相オフセットを補正して高精度に絶対距離結果を得ることができる光コム発生装置を提供することにある。
　また、本発明の他の目的は、移動速度が速くなればなるほど絶対距離の測定時間を短縮する必要がある移動体に対しても、高精度に絶対距離測定を行うことができる光コム発生装置を提供することにある。
　本発明の他の目的、本発明によって得られる具体的な利点は、以下に説明される実施の形態の説明から一層明らかにされる。
　本発明は、測定光の干渉信号と基準光の干渉信号の時間差から距離を測定する光コム距離計測用の光コム発生装置であって、Ｍ（Ｍは２以上の整数）個の光コム発生器を備える光コム発生部と、基準周波数信号に位相同期されたＮ（Ｎは３以上の整数）種類の変調周波数が巡回的に切り替えられた互いに変調周波数が異なるＭ種類の駆動信号を上記Ｍ個の光コム発生器に供給して、上記光コム発生部からＭ種類の光コムを出力させる制御を行う駆動制御部とを備え、上記光コム発生部は、上記Ｍ個の光コム発生器から、それぞれ周期的に強度又は位相が変調され、Ｎ種類の変調周波数が巡回的に切り替えられた互いに変調周波数が異なるＭ種類の光コムを出力することを特徴とする。
　本発明に係る光コム発生装置において、上記駆動制御部は、上記基準周波数信号に位相同期された互いに変調周波数の異なるＮ種類の変調信号を出力するＮ個の信号源と、上記Ｎ個の信号源に接続されたＮ入力Ｍ出力のスイッチ部と、上記スイッチ部の動作を制御して、Ｎ種類の変調信号を巡回的に切り替えた互いに変調周波数が異なるＭ種類の変調信号を出力させる切り替え制御手段とを備え、上記Ｍ種類の変調信号を駆動信号として上記Ｍ個の光コム発生器に供給するものとすることができる。
　また、本発明に係る光コム発生装置において、上記Ｎ個の信号源は、それぞれＰＬＬ回路により基準の周波数信号に位相同期された変調周波数が固定された状態のＮ種類の変調信号を発生するものとすることができる。
　さらに、本発明に係る光コム発生装置において、上記駆動制御部は、上記基準周波数信号に位相同期されたシステムクロックにより動作するＭ個のＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）からなる信号源と、上記Ｍ個のＤＤＳの動作を制御して、Ｎ種類の変調周波数を巡回的に切り替えた互いに変調周波数が異なるＭ種類の変調信号を出力させる切り替え制御手段とを備え、上記Ｍ種類の変調信号を駆動信号として上記光コム発生部に供給するものとすることができる。
　また、本発明は、測定光の干渉信号と基準光の干渉信号の時間差から距離を測定する光コム距離計測用の光コム発生装置であって、 基準周波数信号に位相同期された互いに変調周波数の異なるＮ種類の変調信号を駆動信号として出力するＮ個の信号源と、上記Ｎ個の信号源から出力される駆動信号により駆動され、それぞれ周期的に強度又は位相が変調され、互いに変調周波数が異なるＮ種類の光コムを発生するＮ個の光コム発生器を備える光コム発生部と、上記光コム発生部に備えた上記Ｎ個の光コム発生器により発生されるＮ種類の光コムから、互いに変調周波数が異なるＭ種類の光コムを巡回的に選択して出力するＮ入力Ｍ出力の光スイッチと、上記基準周波数信号に同期して上記光スイッチによる光コムの選択動作を制御する光スイッチ制御部とを備えることを特徴とする。
　さらに、本発明に係る光コム発生装置において、上記駆動制御部は、切替順序の一方向と逆方向を連続させて切り替える巡回方式でＮ（Ｎは３以上の整数）種類の変調周波数が巡回的に切り替えられた互いに変調周波数が異なるＭ（Ｍは２以上の整数）種類の光コムを上記光コム発生部から出力させる制御を行うものとすることができる。
　本発明では、基準周波数信号に位相同期されたＭ種類の駆動信号を光コム発生部に供給して、それぞれ周期的に強度又は位相が変調され、Ｎ（Ｎは３以上の整数）種類の変調周波数が巡回的に切り替えられた互いに変調周波数が異なるＭ（Ｍは２以上の整数）種類の光コムを出力させることにより、測定光の干渉信号と基準光の干渉信号の時間差から距離を測定する光コム距離計などにおいて、測定対象以外の信号伝送経路による位相オフセットを補正して高精度に絶対距離結果を得ることができる。
　また、本発明によれば、移動速度が速くなればなるほど絶対距離の測定時間を短縮する必要がある移動体に対しても、絶対距離の測定時間を短縮して高精度に絶対距離測定を行うことができる光コム発生装置を提供することができる。
本発明を適用した光コム発生装置の構成例を示すブロック図である。 上記光コム発生装置において、２つ光コム発生器に供給される駆動信号の状態遷移を示す状態遷移図である。 上記光コム発生装置におけるスイッチ部の具体的な構成例を示すブロック図である。 本発明を適用した光コム発生装置の他の構成例を示すブロック図である。 光コム発生装置に用いられる周波数変換器の構成例を示すブロック図である。 ＤＤＳ発振器により光コム発生器を駆動するようにした光コム発生装置の基本構成を示すブロック図である。 ＤＤＳ発振器により光コム発生器を駆動するようにした本発明に係る光コム発生装置の構成例を示すブロック図である。 光スイッチにより光コムを切り替えるようにした本発明に係る光コム発生装置の構成例を示すブロック図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、共通の構成要素については、共通の指示符号を図中に付して説明する。また、本発明は以下の例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、任意に変更可能であることは言うまでもない。
　本発明は、例えば図１のブロック図に示すように、それぞれ周期的に強度又は位相が変調され、互いに変調周波数が異なる干渉性のある測定光と基準光と出射する２つの光コム発生器１６Ａ，１６Ｂを備える光コム発生装置１０に適用される。
　この光コム発生装置１０は、例えば特許文献１，２等に記載されている測定光の干渉信号と基準光の干渉信号の時間差から距離を測定する光コム距離計や三次元形状測定機において、それぞれ周期的に強度又は位相が変調され、互いに変調周波数が異なる干渉性のある測定光と基準光と出射する光源として用いられる。
　この光コム発生装置１０は、駆動制御部１１から、Ｎ（Ｎは３以上の整数）種類の変調周期が巡回的に切り替えられた互いに変調周波数が異なるＭ（Ｍは２以上の整数）種類の駆動信号が与えられる光コム発生部１６により、それぞれ周期的に強度又は位相が変調され、Ｎ（Ｎは３以上の整数）種類の変調周波数が巡回的に切り替えられた互いに変調周波数が異なるＭ（Ｍは２以上の整数）種類の光コムを出力するもので、ここでは、Ｎ＝４、Ｍ＝２として、上記駆動制御部１１からＮ（Ｎ＝４）種類の変調周波数が巡回的に切り替えられた互いに変調周波数が異なるＭ（Ｍ＝２）種類の駆動信号ＦｍＡ，ＦｍＢが、光コム発生部１６に備えられたＭ（Ｍ＝２）個の光コム発生器１６Ａ，１６Ｂに与えられることにより、それぞれ周期的に強度又は位相が変調され、Ｎ（Ｎ＝４）種類の変調周波数が巡回的に切り替えられた互いに変調周波数が異なるＭ（Ｍ＝２）種類の光コムを上記光コム発生器１６Ａ，１６Ｂから出力するようになっている。
　この光コム発生装置１０における駆動制御部１１は、基準発振器１２Ｒにより与えられる基準周波数信号ＦＲＥＦに位相同期して周波数が固定された互いに周波数が異なるＮ（Ｎ＝４）種類の変調信号Ｆｍ１，Ｆｍ２，Ｆｍ３，Ｆｍ４を発生するＮ（Ｎ＝４）個のＰＬＬ発振器１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ，１２Ｄを備える変調信号発生部１２と、この変調信号発生部１２からＮ（Ｎ＝４）種類の変調信号Ｆｍ１，Ｆｍ２，Ｆｍ３，Ｆｍ４が入力されるＮ（Ｎ＝４）入力Ｍ（Ｍ＝２）出力のスイッチ部１４と、このスイッチ部１４による変調信号Ｆｍ１，Ｆｍ２，Ｆｍ３，Ｆｍ４の選択出力の切り替え制御を行う制御部１５を備える。
　第１のＰＬＬ発振器１２Ａは、上記基準発振器１２Ｒにより発生される基準周波数信号ＦＲＥＦにＰＬＬ回路により位相同期されて第１の周波数ｆｍ（ｆｍ＝２５０００ＭＨｚ）に固定された第１の変調信号Ｆｍ１を発生する。
　また、第２のＰＬＬ発振器１２Ｂは、上記基準発振器１２Ｒにより発生される基準周波数信号ＦＲＥＦにＰＬＬ回路により位相同期されて第２の周波数ｆｍ＋Δｆｍ（ｆｍ＋Δｆｍ＝２５０１０ＭＨｚ）に固定された第２の変調信号Ｆｍ２を発生する。
　また、第３のＰＬＬ発振器１２Ｃは、上記基準発振器１２Ｒにより発生される基準周波数信号ＦＲＥＦにＰＬＬ回路により位相同期されて第３の周波数ｆｍ＋Δｆ（ｆｍ＋Δｆ＝２５０００．５ＭＨｚ）に固定された第３の変調信号Ｆｍ３を発生する。
　さらに、第４のＰＬＬ発振器１２Ｄは、上記基準発振器１２Ｒにより発生される基準周波数信号ＦＲＥＦにＰＬＬ回路により位相同期されて第４の周波数ｆｍ＋Δｆ（ｆｍ＋Δｆ＋Δｆｍ＝２５０１０．５ＭＨｚ）に固定された第４の変調信号Ｆｍ４を発生する。
　なお、この駆動制御部１１では、 変調信号発生部１２とスイッチ部１４の間にアイソレータ１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄを挿入して、変調信号発生部１２からアイソレータ１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄを介してスイッチ部１４にＮ（Ｎ＝４）種類の変調信号Ｆｍ１，Ｆｍ２，Ｆｍ３，Ｆｍ４が入力されるようになっている。
　このようにアイソレータ１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄを挿入して、上記変調信号発生部１２からアイソレータ１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄを介してスイッチ部１４に周波数信号Ｆｍ１，Ｆｍ２，Ｆｍ３，Ｆｍ４を入力することにより、スイッチ部１４以降の回路の遮断や解放などによる負荷変動で信号源（ＰＬＬ発振器１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ，１２Ｄ）の動作が不安定になるのを防止することができる。
　上記アイソレータ１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄには、リバースアイソレーションが大きいマイクロ波増幅器、π型抵抗減衰器やT型抵抗減衰器、フェライトを用いたマイクロ波アイソレータなどのアイソレーション素子や、可変減衰器と帯域通過フィルタとを組み合わせたアイソレーション回路やアイソレーション増幅器と抵抗減衰器や帯域通過フィルタとを組み合わせたアイソレーション回路など用いることができる。
　そして、上記スイッチ部１４は、上記変調信号発生部１２から上記アイソレータ１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄを介して入力される４種類の変調信号Ｆｍ１，Ｆｍ２，Ｆｍ３，Ｆｍ４を巡回的に切り替えて２つの出力端子から交互に出力し、上記２つの出力端子に接続されている上記光コム発生部１６に備えられた２つの光コム発生器１６Ａ，１６Ｂに駆動信号ＦｍＡ，ＦｍＢとして供給する４種類の変調信号Ｆｍ１，Ｆｍ２，Ｆｍ３，Ｆｍ４を巡回的に切り替える４入力２出力のセレクタスイッチとして機能する。
　この光コム発生装置１０における上記光コム発生部１６に備えられた２つ光コム発生器１６Ａ，１６Ｂに駆動信号ＦｍＡ，ＦｍＢの遷移状態を図２に示すように、上記スイッチ部１４は、上記光コム発生器１６Ａ，１６Ｂに駆動信号ＦｍＡ，ＦｍＢとして供給する４種類の変調信号Ｆｍ１，Ｆｍ２，Ｆｍ３，Ｆｍ４を巡回的に切り替える。
　ここで、この光コム発生装置１０は、特許文献１，２等に記載されている光コム距離計や三次元形状測定機において周波数の切り替えを要する絶対距離測定を行うための基準光パルスと測定光パルスとして２種類の光コムを発生するものであって、上記４種類の変調信号Ｆｍ１，Ｆｍ２，Ｆｍ３，Ｆｍ４を上記スイッチ部１４により巡回的に切り替えて上記光コム発生器１６Ａ，１６Ｂに駆動信号ＦｍＡ，ＦｍＢとして供給することにより、上記光コム発生器１６Ａ，１６Ｂから、表１に示すように、変調周波数が循回的に切り替えられた互いに変調周波数が異なる２種類の光コムが出力される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　表１は、＃１～４の設定における２つの光コム発生器１６Ａ，１６Ｂの駆動信号ＦｍＡ，ＦｍＢの遷移状態ＯＦＣＧ１／ＯＦＣＧ２と位相差を示しており、駆動信号の周波数は、例えば、Δｆ＝５００ｋＨｚ、Δｆｍ＝１０ＭＨｚ、ｆｍ＝Ｆｍ１（２５０００ＭＨｚ）、ｆｍ＋Δｆｍ＝Ｆｍ２（２５０１０ＭＨｚＭＨｚ）、ｆｍ＋Δｆ＝Ｆｍ３（２５０００．５ＭＨｚ）、ｆｍ＋Δｆｍ＋Δｆ＝Ｆｍ４（２５０１０．５ＭＨｚ）である。
　図２は、この光コム発生装置１０において、２つ光コム発生器１６Ａ，１６Ｂに供給される駆動信号ＦｍＡ，ＦｍＢの状態遷移を示す状態遷移図である。
　ここで、光コム距離計では、原理的に周波数が異なる２種類の変調信号により駆動される２つの光コム発生器からパルス出射される干渉性のある基準光パルスと測定光パルスを用いることにより、信号処理部において、基準光検出器により得られる干渉信号（以下、参照信号と言う。）測定光検出器により得られる干渉信号（以下、測定信号と言う。）について周波数解析を行い、光コムの中心周波数から数えたモード番号をＰとして、参照信号と測定信号のＰ次モード同士の位相差を計算して光コム発生器から基準点までの光コム生成、伝送過程の光位相差を相殺した後、周波数軸で次数１あたりの位相差の増分を計算して信号パルスの位相差を求めることにより、基準点から測定面までの距離を算出する。
　なお、測定距離が変調周波数ｆｍの半波長を超えると物体光の周期性によりその半波長の整数倍の距離が不明となって一義的に距離を求められないので、表１に示す４通りの変調周波数に設定した基準光パルスと測定光パルスを用いて４回測定して、信号処理部において、同じ処理を行うことにより得られる各位相差を用いて、半波長相当の多義性距離（Ｌａ＝ｃ／２ｆｍ　ｃ：光速）を超える距離を算出する。
　すなわち、表１に示す４通りの変調周波数に設定して測定して得られる参照信号と測定信号の位相差は、２つの光コム発生器（ＯＦＣＧ１，ＯＦＣＧ２）を駆動する変調信号の変調周波数がｆｍとｆｍ＋Δｆである＃１の設定では－２πｆｍＴとなり、変調信号の変調周波数がｆｍ＋Δｆｍとｆｍ＋Δｆｍ＋Δｆである＃２の設定では－２π（ｆｍ＋Δｆｍ）Ｔとなり、変調信号の変調周波数がｆｍ＋Δｆとｆｍである＃３の設定では－２π（ｆｍ＋Δｆ）Ｔとなり、変調信号の変調周波数がｆｍ＋Δｆｍ＋Δｆとｆｍ＋Δｆｍである＃４の設定では－２π（ｆｍ＋Δｆｍ＋Δｆ）Ｔとなる。
　距離（Ｌａ＝ｃ／２ｆｍ　ｃ：光速）も長い場合、参照信号と測定信号の位相差（－２πｆｍＴ）は、ｍを整数としてφ＋２ｍπの形であり、計算によりφの部分だけが求められるが、整数値ｍは不明である。
　一方、＃１の設定での参照信号と測定信号の位相差－２πｆｍＴと＃２の設定での参照信号と測定信号の位相差－２π（ｆｍ＋Δｆｍ）Ｔの差は２πΔｆｍＴであり、また、＃３の設定での参照信号と測定信号の位相差－２π（ｆｍ＋Δｆ）Ｔと＃４の設定での参照信号と測定信号の位相差－２π（ｆｍ＋Δｆｍ＋Δｆ）Ｔの差は２πΔｆｍＴであり、１／Δｆｍの波長に相当する距離（Δｆｍ＝１０ＭＨｚであればＬａは１５ｍ）までならば、一義的に位相が決まる。
　そして、この位相をｆｍ／Δｆｍ倍して＃１の位相差との比較により整数ｍを判定することができる。
　さらに、表１の＃１の設定での位相差－２πｆｍＴと＃３の設定での位相差－２π（ｆｍ＋Δｆ）Ｔの差から２πΔｆTが得られる。
　さらに、表１の＃２の設定での位相差－２π（ｆｍ＋Δｆｍ）Ｔと＃４の設定での位相差－２π（ｆｍ＋Δｆｍ＋Δｆ）Ｔの差から２πΔｆTが得られる。
　ここで、ｆｍ＝２５ＧＨｚ、Δｆ＝５００ｋＨｚ、Δｆｍ＝１０ＭＨｚとした場合、Δｆ＝５００ｋＨｚであるからＬａ＝３００ｍまでの距離計測を行うことができる。
　この光コム発生装置１０を搭載した光コム距離計では、表１に示す４通りの変調周波数に設定して測定して得られる参照信号と測定信号を用いて絶対距離計測が行われる。すなわち、１つの状態を一定時間保持した後に他の状態に移り、一定の区間でその状態の信号位相計測を行い、＃１、＃２、＃３、＃４の設定状態の位相を使って絶対距離の計算処理を実行する。
　光コム距離計における計測速度は、６ｍｍ以内の相対距離測定ではΔｆに等しく５００ｋＨｚであるのに対し、周波数の切り替えを要する絶対距離測定では、周波数の切り替え時間と絶対距離計算時間を含めたものとなる。
　上記光コム発生装置１０では、上記４種類の変調信号Ｆｍ１，Ｆｍ２，Ｆｍ３，Ｆｍ４を上記スイッチ部１４により巡回的に切り替えて、２つの光コム発生器１６Ａ，１６Ｂの駆動状態を迅速に遷移させることができ、参照信号と測定信号の変調周波数を切り替えて絶対距離計測を行う２つの光コム光源として用いることにより、絶対距離の測定時間を短縮することができる。
　すなわち、後述するように、発振周波数を自由に切り替え設定することができるＰＬＬ発振器により、互いに変調周波数が異なるＭ種類の変調信号を得るようにＰＬＬ発振器の発振周波数を実時間で切り替え設定するのでは、発振周波数を切り替えて設定周波数で位相同期させて目的の周波数で安定した周波数信号を得るのに必要なセトリング時間が長く、迅速な測定処理を必要とする移動体に対する距離測定などの用途において、絶対距離の測定に時間がかかってしまい、実用的でないが、この光コム発生装置１０では、移動速度が速くなればなるほど絶対距離の測定時間を短縮する必要がある移動体に対しても、絶対距離の測定時間を短縮して高精度に絶対距離測定を行うことができる。
　なお、この場合１５mまでの距離計測だけであれば、＃１と＃２の設定のみ、あるいは、＃３と＃４の設定のみでも可能であるが、上述のごとく＃１，＃２，＃３，＃４の設定、すなわち、上記４種類の変調周波数Ｆｍ１，Ｆｍ２，Ｆｍ３，Ｆｍ４を上記スイッチ部１４により巡回的に切り替えることにより、距離測定範囲が３００mに拡張されるほか、測定対象以外の信号伝送経路による位相オフセットを補正して高精度に絶対距離結果を得ることができる。すなわち、２つの光コム発生器（ＯＦＣＧ１，ＯＦＣＧ２）１６Ａ，１６Ｂの変調周波数を入れ替えたときに測定対象距離に由来の位相は絶対値が変わらず符号が反転する。一方、干渉信号伝送路のケーブル長さに由来するオフセットは符号が変わらず一定値になる。したがって、２回の位相測定の結果を差し引いて２で割るとオフセットを除外した位相値を求めることができる。
　ここで、巡回的な状態遷移は、＃１を起点としてみた場合、次に＃３、＃２，＃４、＃２，＃３、そして、＃１に戻るように切り替えを設定している。この設定は、OFCG1とOFCG2を駆動している周波数の入れ替えた計測結果と、周波数の入れ替えの順序を逆順にして測定した結果も加味して距離計算することで、測定対象が速度をもって移動している間でも距離測定誤差が最小かつ最短時間で実行することに配慮して決定されている。
　位相オフセットを除外した位相値を得る２回の位相測定を行うに当たり、表１に示す４通りの変調周波数の切替順序は原理的には任意であるが、＃１→＃２→＃３→＃４→＃４→＃３→＃２→＃１の繰り返しや＃１→＃３→＃２→＃４→＃４→＃２→＃３→＃１の繰り返しのように、切替順序の一方向と逆方向を連続させて切り替える巡回方式を採用することにより、距離測定誤差や計測処理時間を少なくすることができる。
　なお、絶対距離計測を行うに当たり、基本的には周波数の「遷移状態」は４つ一組で距離計算を行うが、原理的にはΔｆｍ＝Δｆの場合も否定しないので、ｆｍ、ｆｍ＋Δｆ、ｆｍ＋２Δｆの３種類の変調周波数でも可能あり、本発明に係る光コム発生装置は、それぞれ周期的に強度又は位相が変調され、Ｎ（Ｎは３以上の整数）種類の変調周波数が巡回的に切り替えられた互いに変調周波数が異なるＭ（Ｍは２以上の整数）種類の光コムを出力する光コム発生部と、基準周波数信号に位相同期されたＭ種類の駆動信号を上記光コム発生部に供給して、上記Ｍ種類の光コムを出力させる制御を行う駆動制御部とを備えることにより、２つの光コム発生器の駆動状態を迅速に遷移させることができ、参照信号と測定信号の変調周波数を切り替えて絶対距離計測を行う２つの光コム光源として用いることにより、絶対距離の測定時間を短縮することができる。
　ここで、図３は、上記光コム発生装置１０に備えられる４入力２出力のスイッチ部１４の具体的な構成例を示すブロック図である。
　すなわち、スイッチ部１４は、図３のブロック図に示すように、上記変調信号発生部１２のＰＬＬ発振器１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ，１２Ｄにより発生される４種類の変調信号Ｆｍ１，Ｆｍ２，Ｆｍ３，Ｆｍ４が、上記変調信号発生部１２に接続されたアイソレータ１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄを介して入力される初段のそれぞれ１入力２出力の４つのスイッチ回路１４１Ａ，１４１Ｂ，１４１Ｃ，１４１Ｄ、上記初段のスイッチ回路１４１Ａ，１４１Ｂ，１４１Ｃ，１４１Ｄを介して上記４種類の変調信号Ｆｍ１，Ｆｍ２，Ｆｍ３，Ｆｍ４が入力される次の段に設けられたそれぞれ２入力１出力の２つのスイッチ回路１４２Ａ，１４２Ｂ、上記２つのスイッチ回路１４２Ａ，１４２Ｂの各出力端子に接続されたさらに次の段の１入力２出力の２つのスイッチ回路１４３Ａ，１４３Ｂ、上記２つのスイッチ回路１４３Ａ，１４３Ｂに接続された最終段のそれぞれ２入力１出力の２つのスイッチ回路１４４Ａ，１４４Ｂが制御部（ロジック回路）１５により１０ＭＨｚの基準周波数信号ＦＲＥＦに同期して切り替え制御されることにより、上記２つ光コム発生器１６Ａ、１６Ｂに駆動信号ＦｍＡ，ＦｍＢの遷移状態を図２に示すように、上記２つ光コム発生器１６Ａ、１６Ｂに駆動信号Ｆｍａ，Ｆｍｂとして供給する上記４種類の変調信号Ｆｍ１，Ｆｍ２，Ｆｍ３，Ｆｍ４を巡回的に切り替えるようになっている。
　このスイッチ部１４において、初段の４つのスイッチ回路１４１Ａ，１４１Ｂ，１４１Ｃ，１４１Ｄは、それぞれ２つの出力端子のうちの一方が次段の２つのスイッチ回路１４２Ａ，１４２Ｂの入力端子に接続され、他方の出力端子が終端抵抗により終端されている。
　なお、図３のブロック図に示すスイッチ部１４の具体例では、それぞれ可変減衰器と帯域通過フィルタを組み合わせたアイソレータ回路からなるから各アイアイソレータ１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄを介して上記４種類の変調信号Ｆｍ１，Ｆｍ２，Ｆｍ３，Ｆｍ４が初段の４つのスイッチ回路１４１Ａ，１４１Ｂ，１４１Ｃ，１４１Ｄに入力され、終段の２つのスイッチ回路１４４Ａ，１４４Ｂの出力端子から、上記巡回的に切り替える４種類の変調信号Ｆｍ１，Ｆｍ２，Ｆｍ３，Ｆｍ４がそれぞれアイソレーション増幅器と帯域通過フィルタを組み合わせたアイソレータ回路からなる第１、第２の帯域通過フィルタ１４Ａ，１４Ｂを介して出力されるようになっている。
　次に、図４に示す光コム発生装置２０は、図１に示した光コム発生装置１０における２つ光コム発生器１６Ａ、１６Ｂ供給する駆動信号として、変調信号発生部１２により発生される１ＧＨｚ帯域の周波数信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４を周波数変換器２３Ａ，２３Ｂによりアップコンバートして２５ＧＨｚ帯域の変調信号ＦｍＡ，ＦｍＢを得るようにしたものである。
　この光コム発生装置２０における駆動制御部１１の変調信号発生部１２は、１ＧＨｚ帯域帯域の周波数信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４を発生する４個のＰＬＬ発振器１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ，１２Ｄと２４ＧＨｚの周波数信号Ｆ０を発生する１個のＰＬＬ発振器１２Ｅを備える。
　この光コム発生装置２０において、変調信号発生部１２の第５のＰＬＬ発振器１２Ｅは、基準発振器１２Ｒから供給される基準周波数信号ＦＲＥＦにＰＬＬ回路により位相同期されて周波数ｆ０が固定された２４ＧＨｚの周波数信号Ｆ０をパワーデバイダ２１を介して上記２の周波数変換器２３Ａ，２３Ｂに供給する。
　また、上記変調信号発生部１２において、第１のＰＬＬ発振器１２Ａは、上記基準発振器１２Ｒにより発生される周波数が例えば１０ＭＨｚの基準周波数信号ＦＲＥＦにＰＬＬ回路により位相同期されて周波数がｆｍ’(ｆｍ’＝１０００ＭＨｚ)に固定された第１の周波数信号Ｆ１を発生する。
　また、第２のＰＬＬ発振器１２Ｂは、上記基準発振器１２Ｒにより発生される基準周波数信号ＦＲＥＦにＰＬＬ回路により位相同期されて周波数がｆｍ’＋Δｆｍ(ｆｍ’＋Δｆｍ＝１０１０ＭＨｚ)に固定された第２の周波数信号Ｆ２を発生する。
　また、第３のＰＬＬ発振器１２Ｃは、上記基準発振器１２Ｒにより発生される基準周波数信号ＦＲＥＦにＰＬＬ回路により位相同期されて周波数がｆｍ’＋Δｆｍ(ｆｍ’＋Δｆ＝１０００．５ＭＨｚ)に固定された第３の周波数信号Ｆ３を発生する。
　さらに、第４の発振器１２Ｄは、上記基準発振器１２Ｒにより発生される基準周波数信号ＦＲＥＦにＰＬＬ回路により位相同期されて周波数がｆｍ’＋Δｆｍ＋Δｆ(ｆｍ’＋Δｆ＋Δｆｍ＝１０１０．５ＭＨｚ)に固定された第４の周波数信号Ｆ４を発生する。
　上記変調信号発生部１２において、上記第１乃至第４のＰＬＬ発振器１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ，１２Ｄにより得られる第１乃至第４の周波数信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４は、アイソレータ１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄを介して４入力２出力のスイッチ部１４に入力される。
　上記スイッチ部１４は、上記変調信号発生部１２の基準発振器１２Ｒにより与えられる基準周波数信号ＦＲＥＦに同期して、上記変調信号発生部１２から上記アイソレータ１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄを介して４個の入力端子に入力される上記第１乃至第４の周波数信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４を巡回的に切り替えて２つの出力端子から出力し、１ＧＨｚ帯の４種類の周波数信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４を巡回的に切り替えた第１、第２の変調信号Ｆｍa，Ｆｍbを上記２つの周波数変換器２３Ａ，２３Ｂに供給する４入力２出力のセレクタスイッチとして機能する。
　ここで、上記変調信号発生部１２とスイッチ部１４の間にアイソレータ１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄを挿入して、上記変調信号発生部１２からアイソレータ１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄを介してスイッチ回路１４に周波数信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４を入力することにより、スイッチ回路１４以降の回路の遮断や解放などによる負荷変動で信号源の動作が不安定になるのを防止することができる。
　上記アイソレータ１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄには、リバースアイソレーションが大きいマイクロ波増幅器、π型抵抗減衰器やＴ型抵抗減衰器、フェライトを用いたマイクロ波アイソレータなどのアイソレーション素子や、可変減衰器と帯域通過フィルタとを組み合わせたアイソレーション回路やアイソレーション増幅器と抵抗減衰器や帯域通過フィルタとを組み合わせたアイソレーション回路など用いることができる。
　そして、上記第１，第２の周波数変換器２３Ａ，２３Ｂは、上記第５のＰＬＬ発振器１２Ｅから供給される周波数（例えば、２４ＧＨｚ）の周波数信号Ｆ０と、上記スイッチ部から１ＧＨｚ帯の４種類の周波数ｆｍ’＝１０００ＭＨｚ、ｆｍ’＋Δｆｍ＝１０１０ＭＨｚ、ｆｍ’＋Δｆ＝１０００．５ＭＨｚ、ｆｍ’＋Δｆｍ’＋Δｆ＝１０１０．５ＭＨｚの周波数信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４が巡回的に切り替えて交互に出力される第１、第２の変調信号Ｆｍａ，Ｆｍｂを用いて、２５ＧＨｚ帯域の４種類の変調周波数ｆｍ＝２５０００ＭＨｚ，ｆｍ＋Δｆｍ＝２５０１０ＭＨｚ，ｆｍ＋Δｆ＝２５０００．５ＭＨｚ，ｆｍ＋Δｆｍ＋Δｆ＝２５０１０．５ＭＨｚに周波数変換した第１、第２の変調信号ＦｍＡ，ＦｍＢを得て、上記第１、第２の光コム発生器１６Ａ，１６Ｂに駆動信号として供給する。
　すなわち、上記第１，第２の周波数変換器２３Ａ，２３Ｂは、１ＧＨｚ帯の周波数信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４からなる第１、第２の変調信号Ｆｍa，Ｆｍbを上記第１、第２の光コム発生器１６Ａ，１６Ｂに駆動信号として供給する２５ＧＨｚ帯域の第１、第２の変調信号ＦｍＡ，ＦｍＢに周波数変換するアップコンバータとして機能する。
　上記第１，第２の周波数変換器２３Ａ，２３ＢにはダイオードやダブルバランスドミキサやＩＱミキサなどの周波数混合器、あるいは、例えば、図５に示すような構成の位相同期を利用した周波数変換器２３が用いられる。
　ここで、上記第１，第２の周波数変換器２３Ａ，２３ＢにダイオードやダブルバランスドミキサやＩＱミキサなどの周波数混合器を用いる場合、周波数混合器は、非線形素子であるために、上記＃１，＃２，＃３，＃４の設定状態で必要な周波数成分（ｆｍ、ｆｍ＋Δｆｍ、ｆｍ＋Δｆ、ｆｍ＋Δｆｍ＋Δｆ）以外の周波数成分が発生するので、第１，第２の周波数変換器２３Ａ，２３Ｂの出力側にそれぞれ帯域通過フィルタ２４Ａ，２４Ｂを挿入して必要な周波数成分だけを駆動信号として光コム発生器１６Ａ，１６Ｂに供給することになる。
　例えば、周波数混合器を用いた第１の周波数変換器２３Ａでは、例えば＃１の設定の場合、必要なｆｍの周波数成分だけでなく望まない周波数成分ｆｍ＋Ｓｆｂ（Ｓ＝０を除く）のスプリアスが発生する。ここで、Ｓは整数であり、ｆｂは周波数混合器２３Ａに入力される周波数変換前の変調信号の周波数である。この周波数成分が第１の光コム発生器１６Ａに駆動信号として供給する第１の変調信号ＦｍＡに混入すると、上記第１の光コム発生器１６Ａによる光コム発生においてスプリアスとなって計測値に影響を及ぼす場合がある。この影響を避けるために帯域通過フィルタ２４Ａを用いて、必要なｆｍの周波数成分だけを通過させ、それ以外の周波数成分を測定仕様に影響しない程度まで減衰させる。
　また、周波数混合器を用いた第1の周波数変換器２３Ａにより発生される望まない周波数成分ｆｍ＋Ｓｆｂは、入力側のパワーデバイダ２１の方向にも伝搬し、パワーデバイダ２１も理想的な特性ではないので、第２の周波数変換器２３Ｂに到達することになる。第２の周波数変換器２３Ｂに到達した上記望まない周波数成分ｆｍ＋Ｓｆｂが周波数変換されることにより、該第２の周波数変換器２３Ｂの出力には、ｆｍ＋Ｓｆｂ＋Ｓ’（ｆｂ＋Δｆ）の周波数成分が混入することになる。ここで（ｆｂ＋Δｆ）は周波数変換器２３Ｂに入力される周波数変換前の変調信号の周波数である。
　ここで、Ｓ’は整数である。Ｓ＋Ｓ’＝０以外の周波数成分は、ｆｍから＋ｆｂ又は－ｆｂの外になるので、必要なｆｍ＋Δｆの周波数を通過させる帯域通過フィルタ２４Ａにより減衰させることできる。しかし、Ｓ＋Ｓ’＝０の周波数成分は、ｆｍ＋Ｓ’Δｆとなり、必要なＳ’＝１のｆｍ＋Δｆｍに極めて近い周波数成分で、帯域通過フィルタ２４Ａにより取り去ることは困難であるが、入力側にそれぞれアイソレータ２２Ａ，２２Ｂを挿入することにより、周波数変換器２３Ａ，２３Ｂによる反射成分を減衰させることができる。
　上記アイソレータ２２Ａ，２２Ｂには、リバースアイソレーションが大きいマイクロ波増幅器、パイ型抵抗減衰器やＴ型抵抗減衰器、フェライトを用いたマイクロ波アイソレータなどのアイソレーション素子や、可変減衰器と帯域通過フィルタとを組み合わせたアイソレーション回路やアイソレーション増幅器と抵抗減衰器や帯域通過フィルタとを組み合わせたアイソレーション回路など用いることができる。
　上記光コム発生装置２０では、実用上、これらを組み合わせて、パフォーマンスの向上が図られた最適な構造が採用される。
　なお、上記光コム発生装置２０において、ｆｂ、ｆｂ＋Δｆを１００ＭＨｚ程度とすると、４０ｄＢ以上の相対位相雑音の改善が見込まれるが、ｆｍ＝２５ＧＨｚの場合でｆｂ＝１００ＭＨｚの場合、帯域通過フィルタ２５Ａ，２５Ｂには、ｆｍ＋ｆｂ又はｆｍ－ｆｂのスプリアスを低減するには２５００以上の極めてＱ値の高いフィルタが必要となる。
　ここで、上記周波数変換器２３Ａ，２３Ｂには、ダイオードやダブルバランスドミキサやＩＱミキサなどの周波数混合器ではなく、図５に示すような構成の位相同期を利用した周波数変換器２３を用いることもできる。
　この周波数変換器２３は、位相比較器２３１と、この位相比較器２３１により発振位相が制御される電圧制御型発振器２３２と、この電圧制御型発振器２３２から出力される周波数信号が分岐されて入力される周波数混合器２３３を備える。
　この周波数変換器２３では、１００ＭＨｚ帯の変調周波数ｆｂの変調信号Ｆｂが位相比較器２３１に入力され、上記第５のＰＬＬ発振器１２Ｅから周波数がｆｍ－ｆｂの周波数信号として２４．９ＧＨｚの周波数信号Ｆ０が周波数混合器２３３に供給される。電圧制御型発振器２３２から出力される２５ＧＨｚ帯の変調周波数ｆｍの変調信号Ｆｍと上記２４．９ＧＨｚの周波数信号Ｆ０との差周波数ｆｂ’の周波数信号を上記周波数混合器２３３により得て上記１００ＭＨｚ帯の変調周波数ｆｂの変調信号Ｆｂと上記位相比較器２３１により位相比較して得られる位相比較出力で上記電圧制御型発振器２３２の発振位相を制御することにより、上記１００ＭＨｚ帯の変調周波数ｆｂの変調信号Ｆｂに位相同期して周波数が固定された２５ＧＨｚ帯の変調周波数ｆｍの変調信号Ｆｍを上記電圧制御型発振器２３２から出力する。
　すなわち、この周波数変換器２３は、例えば上記周波数変換器２３Ａとして用いる場合、上記位相比較器２３１に上記スイッチ部１４により１００ＭＨｚ帯の４種類の周波数信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４を巡回的に切り替えた第１の変調信号Ｆｍａが供給されることにより、上記差周波数ｆｂ’の周波数信号と上記第１の変調信号Ｆｍａとの位相比較を行い上記電圧制御型発振器２３２にフィードバックして、上記電圧制御型発振器２３２の発振位相を制御して、１００ＭＨｚ帯の第１の変調信号Ｆｍａをアップコンバートした２５ＧＨｚ帯の周波数ｆｍＡの変調信号ＦｍＡを上記電圧制御型発振器２３２から出力することができる。
　また、この周波数変換器２３は、例えば上記周波数変換器２３Ｂとして用いる場合、上記位相比較器２３１に上記スイッチ部１４により１００ＭＨｚ帯の４種類の周波数信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４を巡回的に切り替えた第２の変調信号Ｆｍｂが供給されることにより、上記差周波数ｆｂ’の周波数信号と上記第２の変調信号Ｆｍｂとの位相比較を行い上記電圧制御型発振器２３２にフィードバックして、上記電圧制御型発振器２３２の発振位相を制御して、１００ＭＨｚ帯の第２の変調信号Ｆｍｂをアップコンバートした２５ＧＨｚ帯の周波数ｆｍＢの変調信号ＦｍＢを上記電圧制御型発振器２３２から出力することができる。
　ここで、この周波数変換器２３において、上記位相比較器２３１は、ダブルバランスドミキサなどの位相比較器が用いられ、同一周波数同士の位相比較を行うため低雑音である。また、周波数比較が変調周波数ｆｂの１００ＭＨｚ帯の周波数で行われるため、制御帯域を大きくでき、例えば１０ＭＨｚ以上とることができる。そのため、周波数変換器２３Ａ，２３Ｂの出力の相対位相雑音は、１００ＭＨｚ帯の変調周波数ｆｂ、ｆｂ＋Δｆｍの信号の相対位相雑音となる。さらに、ＰＬＬの制御帯域が大きいため目的の周波数で安定した周波数信号を得るのに必要なセトリング時間は小さくできる。
　また、周波数変換器２３の出力は、１００ＭＨｚ帯の変調周波数ｆｂ又はｆｂ＋Δｆの信号の位相同期の制御帯域より十分大きいので、電圧制御型発振器２３２のスプリアスｆｍ＋ｆｂ又はスプリアスｆｍ－ｆｂを小さくできる。
　したがって、上記周波数変換器２３Ａ，２３Ｂとしてそれぞれ上記位相同期を利用した周波数変換器２３を用いることにより、出力側の帯域通過フィルタ２３Ａ，２３Ｂは、不要とする、あるいは仕様を軽減することができる。
　ここで、ＰＬＬ発振器は、発振周波数を自由に切り替え設定することができるので、上記駆動制御部１１は、Ｍ個のＰＬＬ発振器の発振周波数をそれぞれ巡回的に切り替え設定することにより、スイッチ部を必要とすることなく、互いに変調周波数が異なるＭ種類の変調信号をＭ個のＰＬＬ発振器により得て、Ｍ個の光コム発生器に駆動信号として供給することができる。しかしながら、発振周波数を自由に切り替え設定することができるＰＬＬ発振器は、発振周波数を切り替え設定する場合に、発振周波数を切り替えて設定周波数で位相同期させて目的の周波数で安定した周波数信号を得るのに必要なセトリング時間が長く、迅速な測定処理を必要とする用途において、互いに変調周波数が異なるＭ種類の変調信号を得るようにＰＬＬ発振器の発振周波数を実時間で切り替え設定するのは実用的でない。
　なお、ＰＬＬ発振器の発振周波数を実時間で切り替え設定するのは実用的でないが、ＤＤＳ発振器であれば、発振周波数を実時間で切り替え設定して使用することができる。
　ＤＤＳはダイレクト・ディジタル・シンセサイザの略で、周波数データ（位相増加分）を設定するだけで任意周波数の出力が得られる発振器として知られている。ＤＤＳ発振器３３を用いた変調信号発生部３２を備える駆動制御部３１により、光コム発生部３６の光コム発生器３６Ａを駆動するようにした光コム発生装置３０の基本的な構成例を図６のブロック図に示す。
　この光コム発生装置３０における駆動制御部３１は、ＤＤＳ発振器３３を用いた変調信号発生部３２と、上記ＤＤＳ発振器３３の動作制御を行うＤＤＳ制御部３５からなり、上記ＤＤＳ制御部３５により動作制御される上記ＤＤＳ発振器３３から各種変調周波数の変調信号を光コム発生部３６に備えられた光コム発生器３６Ａに駆動信号として供給する。
　変調信号発生部３２は、基準信号発生器３２Ｒにより発生される基準周波数信号ＦＲＥＦに同期してシステムクロックを発生するＰＬＬ発振器３２Ａと、このシステムクロックにより駆動されるＤＤＳ発振器３３とを備え、上記ＤＤＳ制御部３５により上記ＤＤＳ発振器３３の動作が制御されることにより、上記ＤＤＳ制御部３５により設定される任意のタイミングで位相が連続した状態で周波数を切り替えて、上記ＤＤＳ発振器３３から各種変調周波数の変調信号を出力する。
　光コム発生部３６に備えられた光コム発生器３６Ａは、上記ＤＤＳ発振器３３から駆動信号として供給される各種変調周波数に瞬時に切り替え可能な変調信号により駆動されることにより、光コムを発生する。
　ここで、ＤＤＳ発振器３３は、位相同期法による発振器と異なり、システムクロックにより駆動され、選択されるＤＤＳ内のＲＯＭテーブルの波形データを読みだしＤＡ変換して周波数信号を出力するため、瞬時に周波数の切り替えが行え、位相同期のような緩和時間は存在しない。これは変調周波数の切り替えを行う光コム発生システム簡略化に寄与し、緩和時間の無駄時間を軽減し高速測定に寄与できる。
　図７のブロック図に示す光コム発生装置４０は、参照信号と測定信号の変調周波数を切り替えて絶対距離計測を行う光コム距離計用の複数Ｍ個（ここでは、Ｍ＝２）の光コム発生器３６Ａ、３６Ｂを複数Ｍ個（ここでは、Ｍ＝２）のＤＤＳ発振器３３Ａ、３３Ｂにより駆動するようにしたものであある。
　この光コム発生装置４０において、ＤＤＳ発振器３３Ａ、３３Ｂは、基準信号発生器３２Ｒにより発生される基準周波数信号ＦＲＥＦに同期してＰＬＬ発振器３２Ａにより発生されるシステムクロックにより駆動され、ＤＤＳ制御部３５により設定される任意のタイミングで周波数を位相が連続した状態で切り替えて各種変調周波数の変調信号を出力することができ、ここでは、１ＧＨｚ帯の４種類の周波数ｆｍ’＝１０００ＭＨｚ、ｆｍ’＋Δｆｍ＝１０１０ＭＨｚ、ｆｍ’＋Δｆ＝１０００．５ＭＨｚ、ｆｍ’＋Δｆｍ＋Δｆ＝１０１０．５ＭＨｚが図２に示した遷移状態となるタイミングで巡回的に切り替えられた第１、第２の変調信号Ｆｍa，Ｆｍbを交互に出力する。
　そして、この光コム発生装置４０における駆動制御部３１は、変調信号発生部１２のＤＤＳ発振器３３Ａ、３３Ｂにより発生される１ＧＨｚ帯の４種類の周波数ｆｍ’＝１０００ＭＨｚ、ｆｍ’＋Δｆｍ＝１０１０ＭＨｚ、ｆｍ’＋Δｆ＝１０００．５ＭＨｚ、ｆｍ’＋Δｆｍ＋Δｆ＝１０１０．５ＭＨｚが巡回的に切り替えられた第１、第２の変調信号Ｆｍa，Ｆｍbを周波数変換器４２Ａ，４２Ｂによりアップコンバートして２５ＧＨｚ帯域の変調信号ＦｍＡ，ＦｍＢを得て、光コム発生器３６に備えられた２つの光コム発生器１６Ａ，１６Ｂに駆動信号として供給する。
　すなわち、この光コム発生装置４０における変調信号発生部３２は、基準信号発生器３２Ｒにより発生される基準周波数信号ＦＲＥＦに同期して周波数が２４ＧＨｚの周波数信号を発生するＰＬＬ発振器３２Ｂを備え、このＰＬＬ発振器３３Ｂにより発生される周波数が２４ＧＨｚの周波数信号がアイソレータ４１Ａ，４１Ｂを介して上記周波数変換器４２Ａ，４２Ｂに供給されることにより、上記ＤＤＳ発振器３３Ａ、３３Ｂにより発生される１ＧＨｚ帯の第１、第２の変調信号Ｆｍa，Ｆｍbを上記周波数変換器４２Ａ，４２Ｂにより２５ＧＨｚ帯域の変調信号ＦｍＡ，ＦｍＢにアップコンバートして、帯域通過フィルタ４３Ａ，４３Ｂを介して光コム発生器３６に備えられた２つの光コム発生器３６Ａ，３６Ｂに駆動信号として供給するようになっている。
　なお、上記周波数変換器４２Ａ，４２Ｂとして、図５に示した位相同期を利用した周波数変換器２３を用いることにより、出力側の帯域通過フィルタ４３Ａ，４３Ｂは、不要とする、あるいは仕様を軽減することができる。
　この光コム発生装置４０では、ＤＤＳ制御部３５によりＤＤＳ発振器３３Ａ、３３Ｂの動作を制御することにより、位相が連続した状態で変調周波数を巡回的に切り替えて光コム発生器３６に備えられた２つの光コム発生器３６Ａ，３６Ｂの駆動状態を迅速に遷移させることができ、参照信号と測定信号の変調周波数を切り替えて絶対距離計測を行う２つの光コム光源として用いることにより、絶対距離の測定時間を短縮することができる。
　ここで、上記光コム発生装置１０，２０，４０では、Ｎ＝４、Ｍ＝２として、Ｎ（Ｎ＝４）種類の変調周波数が巡回的に切り替えられた互いに変調周波数が異なるＭ（Ｍ＝２）種類の光コムを上記光コム発生部１６（３６）の２つの光コム発生器１６Ａ，１６Ｂ（３６Ａ，３６Ｂ）から出力するようにしたが、変調周波数の数Ｎは、Ｎ＝４に限定されることなく、３以上の整数であればよく、また、光コム発生器の数Ｍは、Ｍ＝２に限定されることなく、２以上の整数であればよく、駆動制御部１１（３１）は、基準周波数信号ＦＲＥＦに位相同期されたＮ種類の変調周波数が巡回的に切り替えられた互いに変調周波数が異なるＭ種類の駆動信号を光コム発生部１６（３６）に供給して、上記光コム発生部１６（３６）からＭ種類の光コムを出力させる駆動制御を行うものとすることができる。
　例えば、上記光コム発生装置１０，２０において、上記駆動制御部１１は、基準周波数信号発生器１２Ｒにより与えられる基準周波数信号ＦＲＥＦに位相同期された互いに発振周波数が異なるＮ種類の変調信号を巡回的に切り替えた互いに変調周波数が異なるＭ種類の変調信号を出力するものとすることができ、例えば、Ｎ個のＰＬＬ発振器により得られる互いに発振周波数が異なるＮ種類の変調信号をＮ入力Ｍ出力のスイッチ部１４により循環的に切り替えて互いに変調周波数が異なるＭ種類の変調信号を得るようにして、上記Ｍ種類の変調信号を駆動信号として光コム発生部に備えられるＭ個の光コム発生器に供給するものとすることができる。
　また、上記光コム発生装置４０において、上記駆動制御部３１は、Ｍ個のＤＤＳ発振器により基準周波数信号ＦＲＥＦに位相同期された互いに発振周波数が異なるＮ種類の変調信号を巡回的に切り替えた互いに変調周波数が異なるＭ種類の変調信号を得るようにして、上記Ｍ種類の変調信号を駆動信号として光コム発生部に備えられるＭ個の光コム発生器に供給するものとすることができる。
　また、上記光コム発生装置１０、２０では、上記駆動制御部１１は、基準周波数信号発生器１２Ｒにより与えられる基準周波数信号ＦＲＥＦに位相同期された互いに発振周波数が異なるＮ種類の変調信号をＮ入力Ｍ出力のスイッチ部１４により巡回的に切り替えて、互いに変調周波数が異なるＭ種類の変調信号を駆動信号として光コム発生部に備えられるＭ個の光コム発生器によりＭ種類の光コムを出力させるようにしたが、図８に示す光コム発生装置５０のように、互いに変調周波数が異なるＮ種類の光コムを発生するＮ個の光コム発生器１６Ａ，１６Ｂ，・・・により発生されるＮ種類の光コムからＮ入力Ｍ出力の光スイッチ３１により互いに変調周波数が異なるＭ種類の光コムを巡回的に選択して出力することもできる。
　この場合、すべての光コムの変調周波数が異なっている必要はなく、一部は同じ変調周波数でも波長違いとか、別の切換えにも使うことができる。干渉を取るために変調周波数が異なっている同一波長帯の光コムが一組含まれていることは必須であるが、同じ変調周波数の組み合わせで別波長帯の光コムが含まれていても機能する。
　ここでは、Ｎ＝４、Ｍ＝２として、この光コム発生装置５０における光コム発生部１６は互いに変調周波数が異なる４種類の光コムを発生する４個の光コム発生器１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃ，１６Ｄを備え、駆動制御部１１は、基準発振器１２Ｒにより発生される基準周波数信号ＦＲＥＦに位相同期されたＮ（Ｎ＝４）種類の変調信号を発生する４個のＰＬＬ発振器１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ，１２Ｄを備える変調信号発生部１２と、上記光コム発生部１６により発生される４種類の光コムから互いに変調周波数が異なる２種類の光コムを巡回的に選択して出力する４入力２出力の光スイッチ５１と、上記４入力２出力の光スイッチ５１による光コムの選択動作を制御する制御部５２を備え、上記４入力２出力の光スイッチ５１により互いに変調周波数や波長帯域が異なる４種類の光コムを巡回的に選択した２種類の光コムを出力する。
　この光コム発生装置５０における駆動制御部１１は、光コムを切り替えるので、変調信号発生部１２で発生される互いに変調周期が異なる変調信号を切り替える必要がない。
　１０，２０，３０，４０，５０　光コム発生装置、１１，３１　駆動制御部、１２，３２　変調信号発生部、１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ，１２Ｄ，１２Ｅ，３２Ａ、３２Ｂ　ＰＬＬ発振器、１２Ｒ，３２Ｒ　基準信号発振器、１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄ，２２Ａ，２２Ｂ，４１Ａ，４１Ｂ　アイソレータ、１４　スイッチ部、１４Ａ，１４Ｂ，２４Ａ，２４Ｂ，４３Ａ，４３Ｂ　帯域通過フィルタ、１５，５２　制御部、１６，３６　光コム発生部、１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃ，１６Ｄ，３６Ａ，３６Ｂ　光コム発生器、２３，２３Ａ，２３Ｂ　周波数変換器、２１　パワーデバイダ、３３，３３Ａ，３３Ｂ　ＤＤＳ発振器、３５　ＤＤＳ制御部、５１　光スイッチ、２３１　位相比較器、２２　電圧制御型発振器、２３３　周波数混合器

Claims (6)

  1. 　測定光の干渉信号と基準光の干渉信号の時間差から距離を測定する光コム距離計測用の光コム発生装置であって、
    　Ｍ（Ｍは２以上の整数）個の光コム発生器を備える光コム発生部と、
    　基準周波数信号に位相同期されたＮ（Ｎは３以上の整数）種類の変調周波数が巡回的に切り替えられた互いに変調周波数が異なるＭ種類の駆動信号を上記Ｍ個の光コム発生器に供給して、上記光コム発生部からＭ種類の光コムを出力させる制御を行う駆動制御部と
    　を備え、
    　上記光コム発生部は、上記Ｍ個の光コム発生器から、それぞれ周期的に強度又は位相が変調され、Ｎ種類の変調周波数が巡回的に切り替えられた互いに変調周波数が異なるＭ種類の光コムを出力することを特徴とする光コム発生装置。
  2. 　上記駆動制御部は、
    　上記基準周波数信号に位相同期された互いに変調周波数の異なるＮ種類の変調信号を出力するＮ個の信号源と、
    　上記Ｎ個の信号源に接続されたＮ入力Ｍ出力のスイッチ部と、
    　上記スイッチ部の動作を制御して、Ｎ種類の変調信号を巡回的に切り替えた互いに変調周波数が異なるＭ種類の変調信号を出力させる切り替え制御手段と
    　を備え、
    　上記Ｍ種類の変調信号を駆動信号として上記Ｍ個の光コム発生器に供給することを特徴とする請求項１記載の光コム発生装置。
  3. 　上記Ｎ個の信号源は、それぞれＰＬＬ回路により基準の周波数信号に位相同期された変調周波数が固定された状態のＮ種類の変調信号を発生することを特徴とする請求項２に記載の光コム発生装置。
  4. 　上記駆動制御部は、
    　上記基準周波数信号に位相同期されたシステムクロックにより動作するＭ個のＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）からなる信号源と、
    　上記Ｍ個のＤＤＳの動作を制御して、Ｎ種類の変調周波数を巡回的に切り替えた互いに変調周波数が異なるＭ種類の変調信号を出力させる切り替え制御手段と
    　を備え、
    　上記Ｍ種類の変調信号を駆動信号として上記光コム発生部に供給することを特徴とする請求項１記載の光コム発生装置。
  5. 　測定光の干渉信号と基準光の干渉信号の時間差から距離を測定する光コム距離計測用の光コム発生装置であって、
    　基準周波数信号に位相同期された互いに変調周波数の異なるＮ種類の変調信号を駆動信号として出力するＮ個の信号源と、
    　上記Ｎ個の信号源から出力される駆動信号により駆動され、それぞれ周期的に強度又は位相が変調され、互いに変調周波数が異なるＮ種類の光コムを発生するＮ個の光コム発生器を備える光コム発生部と、
    　上記光コム発生部に備えた上記Ｎ個の光コム発生器により発生されるＮ種類の光コムから、互いに変調周波数が異なるＭ種類の光コムを巡回的に選択して出力するＮ入力Ｍ出力の光スイッチと、
    　上記基準周波数信号に同期して上記光スイッチによる光コムの選択動作を制御する光スイッチ制御部と
    　を備えることを特徴とする光コム発生装置。
  6. 　上記駆動制御部は、切替順序の一方向と逆方向を連続させて切り替える巡回方式でＮ（Ｎは３以上の整数）種類の変調周波数が巡回的に切り替えられた互いに変調周波数が異なるＭ（Ｍは２以上の整数）種類の光コムを上記光コム発生部から出力させる制御を行うことを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載の光コム発生装置。
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