CN1167183C - 直流－直流变换集成电路 - Google Patents

Abstract

一种直流-直流变换集成电路，对升压变换或降压变换分别采用P沟道或N沟道功率开关管，根据控制信号来关断/导通输入电压，由比较器将反馈输出电压所得到的被比较电压与基准电位进行比较，PWM型振荡器对功率开关管提供脉冲宽度可调的开关时钟，PFM型控制器的输入为振荡器和比较器的输出，其输出为所述控制信号，采用可修调的反馈分压电阻电路，以解决因工艺离差所引起的产品性能不稳定问题，并减小输出电压的纹波。本发明将传统的PFM工作方式变换器和PWM工作方式变换器结合了起来，在性能上兼具了二者的优点，简单可靠，易于集成，为电路的优化设计提供了空间，并因此提高了芯片的工作效率。

Description

直流-直流变换集成电路

技术领域

本发明涉及一种直流-直流变换集成电路，是一种用于升压(或降压)型直流-直流变换的开关电源集成电路，广泛应用在笔记本电脑、移动电话、PDA、GPS接收机、笔输入设备、数码相机、寻呼机、手持式终端、高级玩具等便携式电子设备中。

背景技术

直流-直流(简称DC-DC)变换集成电路是被誉为高效节能电源的开关电源的核心，它体积小，价格低，效率高。国外的许多大公司，如Linear Technology、Maxim、Analog Devices、National Semiconductor和理光等，都有大量优秀的DC-DC变换芯片在世界范围的市场上销售。然而，由于这类芯片需要模拟IC设计技术，开发难度大，所以国内在这方面几乎为空白，绝大部分都依赖进口。

中国发明专利：开关稳压器(公开号：CN 1282137A)介绍了两种升压型DC-DC变换器，其中PWM(脉冲宽度调制)工作方式的升压型DC-DC变换器，输入通过一只线圈与N沟道功率开关晶体管的漏极相连，从该连接点通过一只二极管与连接负载的输出端子连接。在负载的两端，并联了一个滤波电容。该输出信号被两只电阻分压，该分压点的信号与基准电压源的电压一起被误差放大器放大。该误差放大器的输出信号和按某个频率重复的三角波发生器的输出电压在比较器中进行比较，该比较器的输出连接到所述功率开关晶体管的栅极。根据改变所述比较器的输出波形的占空比，可控制所述开关晶体管的导通/截止，从而在可以精密控制的输出端子上获得纹波小的电压输出。

另一种PFM(脉冲频率调制)工作方式的升压型DC-DC变换器中，与所述PWM工作方式变换器相同的是，输入通过一只线圈与N沟道功率开关晶体管的漏极相连，从该连接点通过一只二极管与连接负载的输出端子连接。在负载的两端，并联了一个滤波电容。与所述PWM工作方式变换器不同的是，去掉了误差放大器，增加了AND电路，并用振荡器代替了三角波发生器，再将该振荡器的输出和比较器的输出一起输入AND电路，由其输出的脉冲数控制所述功率开关晶体管，从而控制输出电压。

PWM工作方式的变换器输出电压的脉动较小(约1mV)，在负载正常时采用PWM方式效率较高。但是，由于必须有三角波发生器和误差放大器，并且，由于必须有对该三角波发生器的输出电位和所述比较器的输出电位在比较范围以外情况下的保护电路，以及必须有使DC-DC变换器达到一定的性能指标而增添的控制逻辑电路，从而使得其电路规模大并且复杂，不利于用集成电路来实现。

在PFM工作方式的变换器中，在其所有的工作过程期间，其脉冲宽度都是固定的，由AND电路输出的脉冲数来控制功率开关管的导通/截止，因而电路形式简单，易于用硅片来集成，且负载较轻时采用PFM方式耗电较小。但其输出电压的脉动与PWM方式的相比起来要大。

上述两种升压型DC-DC变换器都没有做成集成电路，未能进一步缩小体积，减低成本，以满足便携式设备的需求。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术的不足，提供一种高效率升压(或降压)型直流-直流(DC-DC)变换集成电路，既具有所述PFM工作方式变换器易于实现的优点，又具有所述PWM工作方式变换器的特性，能使电路中的关键参数得到优化，从而提高变换效率并减小输出电压的纹波。

为实现这样的目的，本发明的DC-DC变换集成电路包括：功率开关MOSFET，根据控制信号来关断/导通输入电压；比较器，将反馈输出电压所得到的被比较电压与基准电位进行比较；振荡器，对所述功率开关MOSFET提供合适的开关时钟；控制器，其输入为所述振荡器的输出和所述比较器的输出，其输出为所述控制信号。

本发明采用的振荡器为PWM型，即开关时钟的脉冲宽度是可以调节的，采用的控制器为PFM型，电路结构采用较简单的PFM工作方式，将AND电路变为PFM型控制器，便于根据振荡器的输出对功率开关MOSFET进行更为精确地控制，以提高整个升压稳压器的性能。可修调的反馈分压电阻电路，采用正态电流熔断调整技术，将工艺离差和温度等变化所引起的基准电位偏差通过对反馈分压电阻的修调来进行补偿。

本发明的集成电路可用标准N阱(或P阱)CMOS工艺在硅片上集成。通过在集成电路外部连接一只电感线圈、一只二极管和一只电容，即可构成完整的DC-DC变换器，以完成将输入电压升压(或降压)为稳定的输出电压的目的，以满足便携式电子产品的需求。

本发明将传统的PFM工作方式变换器和PWM工作方式变换器结合了起来，在性能上兼具了二者的优点：采用PFM型电路结构和控制方式，简单可靠，易于在硅片上进行集成；采用可修调的反馈分压电路，通过适当设置电流熔断点的位置，可以使VOUT的脉动峰值控制在几十mV以内，从而得到比PFM方式好的输出电压纹波值。采用PWM型的振荡器，由于脉冲宽度可调，为电路的优化设计提供了空间，并因此提高了芯片的工作效率。

本发明的DC-DC变换器还可以有其他的电路拓扑形式，如将外部二极管换为功率开关MOSFET并集成在芯片内等。

附图说明

图1是本发明升压型DC-DC变换器实施例的电路图。

如图1所示，方框内所示的为升压型DC-DC变换集成电路，比较器12的一个输入端f点连接基准电压源14，另一个输入端d点连接可修调分压电阻7和8，可修调电阻8的另一端接地，可修调电阻7的另一端为输出端2。PFM型控制器11的一个输入为比较器12的输出c点；另一个输入为b点，b点与PWM型振荡器13的输出1点，m点，...，p点中的一个且只能与其中的一个相连接，控制器11的输出a点连接到N沟道功率开关MOSFET 9的栅极，从而控制它的关断/导通。功率开关MOSFET 9的源极接地。所述集成电路通过下面的连接方式即可构成完整的升压型DC-DC变换器：功率开关9的漏极k点通过电感线圈5与输入端1相连，并与二极管6的阳极相接，二极管6的阴极与输出端2连接，在输出端2和地之间，并联有滤波电容4和负载3。

图2是图1电路输出电压波形图。

图2中可见输出电压分为上升阶段和稳压阶段。

图3为图1电路中各点波形图。

图3给出了输出VOUT、输入VIN、a点、b点、c点、k点和电感线圈5的电流i/PLUS的波形。

图4是图3中各点波形的局部放大图。

图5是本发明正态电流熔断调整原理图。

图5给出了反馈分压电阻电路中可修调电阻7和8在芯片中的具体实现情况。图中，R0为方块电阻，电阻7＝R3+R4+R5+R6+R7+R8+R9，电阻8＝R1+R2，A、B、C、D、E、F、G和H每相邻两点间都可用短路电路熔断。通过适当设置电流熔断点的位置，来确定可修调电阻7和8，校正由于工艺参数的改变使VOUT出现的变化。

图6是本发明降压型DC-DC变换器实施例的电路图。

图6与图1所示升压型DC-DC变换器不同的是，功率开关管10是P沟道MOSFET，且串联在由它和电感线圈5、二极管6、滤波电容4和负载3构成的主回路中，其源极与输入端相连，漏极连接二极管6的阴极，二极管6的阳极接地，同时漏极还经电感线圈及与滤波电容并联的负载接地。

具体实施方式

以下结合附图和具体的实施例对本发明的技术方案作进一步描述。

实施例1：升压型DC-DC变换器

本实施例升压型DC-DC变换器的电路如图1所示。

图1方框内所示为升压型DC-DC变换集成电路，比较器12的一个输入端由连接点f施加基准电压源14的基准电压，而其另一个输入端从连接点d输入被比较电压，d点连接两个可修调的反馈分压电阻7和8，可修调电阻8的另一端接地，可修调电阻7的另一端接输出电压。

PFM型控制器11的一个输入为比较器12的输出(c点)，它的另一个输入为b点，根据整个电路性能的优化要求，b点与PWM型振荡器13的输出1点，m点，...，p点中的一个且只能与其中的一个相连接，控制器11的输出a点连接到N沟道功率开关管9的栅极，从而控制它的关断/导通。功率开关MOSFET 9的源极接地。

输入端1连接电池等电源，并通过电感线圈5，由DC-DC芯片的PAD(压焊点)k点与开关管9的漏极连接，k点连接二极管6的阳极，二极管6的阴极与输出端2连接，在输出端2和地之间，并联有滤波电容4和负载3。经由输出端2的PAD，输出电压VOUT与可修调电阻7的一端相连。

功率开关MOSFET 9、储存能量的电感线圈5、续流二极管6、滤波电容4和负载3构成了主回路，它的主要作用为能量转换，其中功率开关MOSFET 9并接在主回路中。PFM型控制器11根据比较器12的输出(c点电位)和b点电位，输出控制信号(a点电位)来控制功率开关管9的导通/关断，再由主回路完成从输入能量到输出能量的转换，其电路拓扑保证VOUT＞VIN，从而完成升压的功能。

升压型变换器输出端2上期望的输出电压(3V)高于输入电压VIN(1.5V)，其工作过程可分为两个阶段，即逐步升压(Step-Up)和稳压输出(VoltageStabilization)。从图2 VOUT的波形可以看出，大约1.1ms以前为逐步升压阶段，在1.1ms以后为稳压输出阶段。

在逐步升压阶段，由于VOUT始终小于3V，所以比较器12的输出(c点电位)始终为高电平，这时，由可修调电阻7和8组成的负反馈电路不起作用，DC-DC变换器以某一固定脉冲占空比固定脉冲频率全速升压。按流过电感线圈5的电流i在脉冲周期开始时是否为零，可分为连续导通模式(CCM)和不连续导通模式(DCM)两种工作方式。从图4电路各点的局部放大波形可以看出，在这一阶段，DC-DC变换器工作在CCM状态，因为i在每个脉冲周期开始时均不为零。当PFM控制器11的输出(a点电位)为高电平时，开关管9导通，电能以磁能形式贮存在电感线圈5中，而电容4通过负载3放电。由于二极管6的阳极接VIN的负极截止，所以电容4不能通过二极管6放电。当PFM控制器的输出(a点电位)为低电平时，开关管9截止，电感线圈5两端的电压极性改变，这样，电感线圈5中的磁能转化成的电压和电源VIN串联，以高于VOUT的电压向电容4和负载3供电。如此不断反复，电感线圈5不断存贮磁能，并将其转化为电能供给电容4和负载3，而此电能又不能通过二极管6回放，所以VOUT逐步上升，故又称为Step-Up。

在稳压输出阶段，由于VOUT在逐步升压阶段结束时已经升到3V，并且从图2至图4可以看出，VOUT实际上是以3V为中心值且不断上下波动，比较器12的输出(c点电位)为不规则的脉冲波形，而这种脉冲波形主要与负载3的变化所引起的VOUT的变化有关。在这一阶段，由可修调电阻7和8组成的负反馈电路起着非常重要的作用。从图4可看出，在稳压输出阶段，DC-DC变换器工作在DCM状态，因为流过电感线圈5的电流i在某些脉冲周期开始时为零。假设由于负载3等的某种变化使VOUT超出3V且达到某一值(假设＝V+)，此时由7和8组成的负反馈电路的输出(d点电位)与f点的基准电位在比较器12中进行比较，其输出(c点电位)为低电平，再经过控制器11的作用，其结果是断开了振荡器13，此时控制器11的输出(a点电位)为低电平，开关管9断开，存贮在电感线圈5中的磁能不断转化为电能，这样，流过其中的电流i逐渐下降至零。而VOUT由V+开始下降到3V并继续下降到某一值(假设＝V-，显然V-＜3V＜V+)。此时，所述d点电位和f点电位比较的结果，使比较器12的输出反向为高电平，从而该DC-DC变换器按与所述逐步升压阶段相同的方式工作，VOUT又逐步上升到3V并继续上升到V+。与所述逐步升压阶段不同的是，这一升压过程很短，一般只有几个脉冲周期的时间。在VOUT升到V+后，比较器12的输出又变为低电平，VOUT再开始下降，如此反复不断，VOUT则以3V为中心不断上下波动。可以看出，该阶段时钟脉冲时而关断，时而导通，起到了PFM控制的作用。

需说明的是，图2至图4是针对某一固定的负载3而得到的，当负载3在某一范围内变化时，图2至图4的波形也会作相应的变化，如时钟导通的脉冲数会变化，但所述的总体规律不会改变。

本发明采用了正态电流熔断调整技术，可修调电阻7＝R3+R4+R5+R6+R7+R8+R9，可修调电阻8＝R1+R2，通过可修调电阻7和8的比值间接来调整f点电位，其原理如图5所示。用Foundry的稳定工艺值对应正态分布的数学期望，这里对应着R9和R1这两个电阻值，即可修调电阻7为R9，可修调电阻8为R1。此时，VOUT/d点电位＝(R9+R1)/R1＝29R0/11R0(R0为方块电阻)，不需任何调整。

如因工艺等参数的改变，f点电位偏离其期望值，使VOUT出现不希望的变化，要使VOUT/d点电位＝33R0/11R0才可校正上述变化，则用短路电流使E、F两点间熔断，从而VOUT/d点电位＝(11R0+18R0+4R0)/11R0，其它情况类推。

PWM型振荡器13为脉冲宽度可调，为整个电路的优化设计提供了空间。优化后，效率可得到提高(例如3-6％)。此外，逐步升压阶段的速度、VOUT超调量、带负载能力等均可得到优化。

PFM型控制器11有两个作用：第一，在PWM型振荡器输出的不同占空比的时钟脉冲1点，m点，...，p点波形中根据一定的性能指标优先选择并且只选择一个与b点相连。如只选择效率最高可选1点(如占空比为79％)；如既要效率高，又要逐步升压过程快可选m点(如占空比为86％)。第二，将b点电位与比较器12的输出(c点电位)进行逻辑与的运算，其结果送给a点电位，去控制功率开关管9的导通/截止。

实施例2：降压型DC-DC变换器

本实施例降压型DC-DC变换器的电路如图6所示。

图6方框内所示为降压型DC-DC变换集成电路，降压型的DC-DC变换器与图1所示升压型DC-DC变换器不同的是，功率开关管10是P沟道的MOSFET，且串联在由它和电感线圈5、二极管6、滤波电容4和负载3构成的主回路中。P沟道功率开关管10的源极与输入端1相连，漏极连接二极管6的阴极，二极管6的阳极接地，P沟道功率开关管10的漏极经电感线圈5及与滤波电容4并联的负载3接地。这样的电路拓扑保证VOUT＜VIN，从而完成降压的功能。

Claims (4)

1、一种直流-直流变换集成电路，其特征在于比较器(12)的一个输入端连接基准电压源(14)，另一个输入端分别连接第一可修调分压电阻(7)和第二可修调分压电阻(8)，第二可修调电阻(8)的另一端接地，第一可修调电阻(7)的另一端为输出端(2)，脉冲频率调制型控制器(11)的一个输入为比较器(12)的输出，另一个输入为脉冲宽度调制型振荡器(13)的输出中的一个，脉冲频率调制型控制器(11)的输出连接到N沟道功率开关管(9)的栅极，N沟道功率开关管(9)的源极接地，漏极引出。

2、如权利要求1所说的直流-直流变换集成电路，其特征在于其中脉冲频率调制型控制器(11)的输出连接到P沟道功率开关管(10)的栅极，P沟道功率开关管(10)的源极和漏极同时引出。

3、如权利要求1所说的直流-直流变换集成电路，其特征在于N沟道功率开关管(9)的漏极通过电感线圈(5)与输入端(1)相连，并与二极管(6)的阳极相接，二极管(6)的阴极与输出端(2)连接，在输出端(2)和地之间，并联有滤波电容(4)和负载(3)。

4、如权利要求2所说的直流-直流变换集成电路，其特征在于P沟道功率开关管(10)的源极与输入端(1)相连，漏极连接二极管(6)的阴极，二极管(6)的阳极接地，P沟道功率开关管(10)的漏极经电感线圈(5)及与滤波电容(4)并联的负载(3)接地。

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