CN1722589A - 使用同步整流方式的降压型变换器的电源装置 - Google Patents

Abstract

提供一种电源装置。在具有同步整流方式的切换调节器的电源装置中，防止使切换动作再开始时产生的输出电压的过冲，提高稳定性。电源装置(100)包括：降压型变换器(10)；调节器(12)；PWM信号发生器(14)；以及旁路开关(SW3)，对降压型变换器(10)的输出和旁路开关(SW3)的输出进行切换动作。输入电压Vin通过旁路开关(SW3)被原样输出的期间，由偏置电路(20)将作为调节器(12)的输出的误差电压向截止同步整流用开关的方向偏置。在电源装置(100)的输出从旁路开关(SW3)被切换到降压型变换器(10)，降压型变换器(10)的降压动作再开始时，通过误差电压的偏置，同步整流用开关(SW2)从截止的状态慢慢地导通。

Description

使用同步整流方式的降压型变换器的电源装置

技术领域

本发明涉及使用同步整流方式的降压型变换器的电源装置及使用该电源装置的功率放大装置。

背景技术

近年来的携带电话、PDA(Personal Digital Assistance)等的用电池进行工作的小型信息终端中，为了延长其工作时间，需要尽力降低内部使用的电路的消耗电力。例如，在这些小型信息终端中，大多使用锂离子电池，但其输出电压通常为3.5V左右，在满充电时为4.2V左右。可是，小型信息终端内部使用的电路不一定需要将电池电压本身作为电源电压。

作为一例，携带电话终端使用的功率放大器所需的电源电压，依赖于其输出功率，为0.6V～3.5V左右。这里，在功率放大器所需的电源电压为1V就足够的情况下，在照样使用3.5V左右的电池电压的情况下，消耗超过需要的更多的电力。因此，在应当用比这样的电池电压低的电压驱动的电路中，作为用于供给比电池电压低的电源电压的电源装置，使用切换调节器等的降压型变换器。

使用这样的切换调节器的电源装置，在其输出不稳定时，因对连接的电路的工作产生大的影响，所以其输出的稳定化成为重要的课题。专利文献1、2等提出了作为提高这样的电源装置的输出稳定性的技术。

[专利文献1](日本)特开2004-80985号公报

[专利文献2]特开2004-56982号公报

可是，即使在这样的降压型变换器中，仍存在电感器和开关元件造成的电力消耗。因此，有在不需要对作为输入电压的电池电压进行降压的情况下，可考虑将降压型变换器的切换动作停止，通过旁路电路而将降压型变换器旁路，将输入电压原封不动输出的方法。

本发明人在这样的状况下，认识到以下课题而完成。通过由旁路电路将降压型变换器旁路，因而从将输入电压原封不动输出的状态，再开始降压型变换器的降压动作时，降压型变换器的输出端子从被固定为高电压的状态，开始切换动作。其结果，同步整流用开关急剧地导通，所以产生过冲和振荡，输出电压会变得不稳定。

发明内容

本发明是鉴于这种课题的发明，其目的是提供能提高输出电压的稳定性的电源装置。

为了解决上述课题，本发明的一个方案的电源装置包括：同步整流方式的降压型变换器，使主开关和同步整流用开关交替地导通/截止；以及电压生成电路，设置在与降压型变换器不同的路径上，选择降压型变换器和电压生成电路的其中一个而输出期望的电压，并且降压型变换器在选择了电压生成电路的期间，使同步整流用开关截止。

根据该方案，在将电源装置的输出从电压生成电路的电压切换为降压型变换器的电压时，同步整流用开关从截止的状态开始进行切换动作，所以抑制同步整流用开关被长时间、连续地导通，可以获得抑制了过冲和振荡等的稳定的输出电压。

本发明的另一方案也是电源装置。该装置包括：同步整流方式的降压型变换器，使主开关和同步整流用开关交替地导通/截止；电压生成电路，输出比降压型变换器高的电压；调节器，输出误差电压，以使降压型变换器的输出电压接近规定的基准电压；以及脉冲宽度调制器，根据误差电压而改变使主开关和同步整流开关的导通/截止的占空比，选择降压型变换器和电压生成电路的其中一个而输出期望的电压。调节器在选择了电压生成电路的期间，将误差电压向使同步整流用开关截止的方向上偏置。

根据该方案，在将输出电压从电压生成电路切换为降压型变换器的电压时，通过将调节器的误差电压进行偏置，同步整流用开关从截止状态开始切换动作。其结果，抑制同步整流用开关被长时间、连续地导通，可以获得抑制了过冲的稳定的输出电压。

电压生成电路也可以包括使降压型变换器的输出端子与输入端子短路的旁路电路。通过将输出端子与输入端子短路，输入电压从电源装置原封不动输出，此时的输出电压比降压型变换器的输出电压高。在降压型变换器从输出端子被固定为高电压的状态再开始降压动作时，通过将调节器的误差电压进行偏置，同步整流用开关从截止状态开始切换动作。其结果，抑制同步整流用开关被长时间、连续地导通，可以获得抑制了过冲的稳定的输出电压。

调节器也可以包括与从选择了降压型变换器和电压生成电路的外部提供的选择信号同步而使误差电压偏置的偏置电路。通过与选择了降压型变换器和电压生成电路的选择信号同步并生成偏置电压，可以正确地控制同步整流用开关的切换(switching)。

偏置电路也可以随着从电压生成电路向降压型变换器的选择的切换，使误差电压的偏置量慢慢地变小。

在将电源装置的输出从电压生成电路切换到降压型变换器后，通过慢慢地减小误差电压的偏置量，从而使控制同步整流用开关的信号的占空比随时间缓慢地改变。其结果，输出电压也平缓地改变，可以使输出电压稳定而不产生过冲等的变动。

调节器也可以包括：第1运算放大器，将降压型变换器的输出电压与规定的偏置电压相加而输出；第2运算放大器，将第1运算放大器的输出电压和基准电压的差电压放大；以及滤波电路，除去第2运算放大器的输出电压的低频分量。此外，偏置电压也可以根据切换降压型变换器和电压生成电路的信号而生成。

这种情况下，从第2运算放大器输出的误差电压通过滤波电路而平缓地改变，所以可以获得与平缓地改变偏置电压同等的功能。

滤波电路也可以包括：在第2运算放大器的第1输入端子和第1运算放大器之间设置的电阻；以及在第2运算放大器的输出端子和第2输入端子间设置的电容器。

通过第2运算放大器和电阻、电容器而构成积分电路，可以将误差放大器和滤波电路一体地构成。

本发明的另一方式是功率放大装置。该功率放大装置包括：功率放大用的功率放大器；以及向功率放大器供给电源的上述电源装置。

根据这种方式，在功率放大装置中，可以使供给放大器的电源电压稳定，进而实现功率放大器的输出功率的稳定。

应该指出，上述结构部件的任意组合或重新排布等都是有效的，并被本发明的实施方式所包括。

此外，本发明的这种概述不必论述所有必要特征，以致本发明也可以是这些论述特征的子组合。

附图说明

图1是表示本发明实施方式的电源装置结构的电路图。

图2(a)～图2(f)是表示在图1的电源装置中不使偏置功能起作用的情况下的各端子电压的时间波形的图。

图3(a)～图3(f)是表示在图1的电源装置中使偏置功能起作用的情况下的各端子电压的时间波形的图。

图4是表示本实施方式的电源装置结构的电路图，表示使调节器具有偏置功能的一例电路的图。

图5(a)～图5(c)是表示图4的电源装置的各端子电压的时间波形的图。

图6是表示在本实施方式的电源装置上连接了功率放大器的携带电话用的功率放大装置结构的图。

具体实施方式

下面将根据优选实施方式来论述本发明，优选实施方式不限定本发明的范围而例示本发明。优选实施方式中论述的所有特征和其组合并不是本发明所必需的。

图1是表示本发明实施方式的电源装置100的电路图。在以下的附图中，对相同的结构元件附以相同的标号，并省略相应的说明。

首先，说明有关该电源装置100的概要。

该电源装置100包括降压型变换器10、旁路开关SW3。旁路开关SW3具有作为与降压型变换器10并联设置的电压生成电路的功能，电源装置100选择降压型变换器10、旁路开关SW3的其中之一来输出期望的电压。因此，该电源装置100根据要供给到负载的期望的电压而以两个模式进行工作。即，在第1工作模式，通过降压型变换器10将输入电压Vin降压而输出，在第2工作模式，通过旁路开关SW3将降压型变换器10进行旁路而将输入电压Vin原封不动输出。以下，将各自的工作模式称为降压模式和旁路模式。

一般地，降压型变换器因使用电感器和开关元件而存在损耗，所以在该电源装置100中，在不需要降压的情况下，通过将降压型变换器的切换动作停止并进行旁路，将输入电压原封不动输出。这样，本实施方式的电源装置100切换使用降压模式和旁路模式。旁路开关SW3为导通状态下输出的电压比通过降压型变换器输出的电压高。

电源装置100，作为输入输出端子，包括：输入端子102；输出端子104；控制端子106；基准电压端子108。将各个端子上施加的、或显现的电压称为输入电压Vin、输出电压Vout、控制电压Vcnt、基准电压Vref。

在降压模式中，电源装置100将输入电压Vin进行降压而输出到输出端子104。输出电压Vout受基准电压Vref控制。

在旁路模式，电源装置100与基准电压Vref无关，将输入电压Vin原封不动输出。这些模式的切换，通过从外部输入的控制电压Vcnt来进行。

电源装置100包括：降压型变换器10；调节器12；PWM信号发生器14；以及旁路开关SW3。

调节器12包括误差放大器18、电阻R1、R2。调节器12通过反馈来调节误差电压Verr，以在输出电压Vout和基准电压Vref之间使Vout＝Vref×(R1+R2)成立。调节器12还包括用于生成偏置电压Vofs的偏置电路20和加法器32，将误差电压Verr和偏置电压Vofs相加而作为偏置误差电压Voe输出。偏置电压Vofs由输入到偏置电路20的控制电压Vcnt来控制。

PWM信号发生器14是脉宽调制器，包括三角波振荡器26和电压比较器24。三角波振荡器26产生一定频率的锯齿状的电压。电压比较器24比较三角波振荡器26的输出电压Vsaw和偏置误差电压Voe，在Vsaw＞Voe时输出高电平，在Vsaw＜Voe时输出低电平。

其结果，从电压比较器24输出的信号Vpwm为重复高电平和低电平的进行了脉宽调制的信号(以下称为PWM信号)。即，PWM信号Vpwm的高、低电平的占空比依据偏置误差电压Voe来决定。

降压型变换器10是同步整流方式的切换调节器，将输入到输入端子102的输入电压Vin进行降压而输出到输出端子104。降压型变换器10的输入输出为电源装置100的原封不动的输入输出。降压型变换器10包括：主开关SW1；同步整流用开关SW2；电感器L1；输出电容器Co；驱动电路16。在本实施方式中，主开关SW1是P型MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor)，同步整流用开关SW2是N型MOSFET。

作为主开关SW1的P型MOSFET，其源极端子连接到输入端子102，其漏极端子连接到电感器L1的一端。而作为同步整流用开关SW2的N型MOSFET，其源极端子被接地，漏极端子连接到作为主开关SW1的P型MOSFET的漏极端子。在两个MOSFET的栅极端子上，分别输入来自驱动电路的输出。

驱动电路16在降压模式时，在PWM信号为高电平的期间，使主开关SW1截止，使同步整流用开关SW2 导通。而在PWM信号Vpwm为低电平的期间，使主开关SW1导通，使同步整流用开关SW2截止。这样，通过PWM信号使两个开关交替地导通/截止，从而使开关SW1、SW2作为在电感器L1上进行能量转换的切换调节器而动作。电感器L1和输出电容器Co构成输出滤波器，从输出端子104输出将输入电压Vin降压过的直流电压。

在驱动电路16，输入用于切换两个模式的控制电压Vcnt，在旁路模式的动作中，使主开关SW1和同步整流用开关SW2两个开关截止。

对降压型变换器10的两个开关SW1、SW2的导通/截止进行控制的PWM信号Vpwm根据对输出电压Vout进行反馈所获得的误差电压Voe来决定，所以输出电压Vout被保持在由基准电压Vref决定的一定值。

旁路开关SW3是P型MOSFET，在其栅极端子上，输入控制电压Vcnt。该旁路开关SW3在栅极-源极间电压超过阈值电压时导通，而且漏极端子和源极端子导通。该旁路开关SW3的源极端子连接到输入端子102，漏极端子连接到输出端子104。因此，在MOSFET导通时，输入端子102和输出端子104为导通状态，在输出端子上输出与输入电压Vin大致相等的电压。严格地说，由于存在MOSFET的导通电阻Ron产生的电压降，所以有时也有输出到输出端子104的电压比输入电压Vin稍低的情况。这样，通过使旁路开关SW3导通而实现旁路模式。

下面说明有关将以上那样构成的电源装置100的动作在某个时刻从降压模式切换为旁路模式，并再次被切换为降压模式的情况。

为了使本实施方式的用于稳定输出的功能更明确，首先，用图2说明有关使偏置电路20不动作的情况下的动作。图2(a)～图2(f)是表示在图1的电源装置100中使偏置功能不作用的情况下的各端子电压的时间波形的图。在图2和后述的图3中，为了容易观察，时间轴的刻度与实际的时间轴有所不同。

图2(a)表示控制电压Vcnt的时间波形。在时刻T0～T1，控制电压Vcnt被输入接近输入电压Vin的高电平。此时旁路开关SW3的栅极-源极间电压比阈值电压低，所以MOSFET截止，电源装置100以降压模式进行动作。

图2(b)表示基准电压Vref和输出电压Vout。在时刻T0～T1的降压模式进行动作的期间，输出电压Vout和基准电压Vref被控制，以使Vout＝Vref×(R1+R2)/R2成立。在图2，表示被设定为(R1+R2)/R2＝3的例子。

图2(c)是表示误差电压Verr的时间波形的图。在时刻T0～T1，该误差电压的值大致保持一定，以使Vout＝Vref×(R1+R2)/R2成立。图2(d)是表示作为偏置电路20的输出的偏置电压Vofs的时间波形的图。图2(e)是表示作为误差电压Verr和偏置电压Vofs的合计的偏置误差电压Voe、以及三角波信号Vsaw的时间波形的图。在使偏置电路20不动作的情况下，由于偏置电压Vofs始终为0，所以Voe＝Verr成立。图2(f)是表示PWM信号发生器14的输出波形的图，由图2(e)的偏置误差电压Voe和三角波电压Vsaw来决定。

如图2(a)所示，在时刻T1控制信号Vcnt下降时，作为旁路开关SW3的P型MOSFET导通而转移到旁路模式。同时驱动电路16通过控制信号Vcnt来控制，使主开关SW1和同步整流用开关SW2双方都截止。

在旁路开关SW3导通时，如图2(b)所示，电源装置100的输出电压Vout上升至与输入电压Vin大致相等的电压。

在时刻T1～T2，由于降压型变换器10被旁路，所以没有Vout＝Vref×(R1+R2)/R2的关系，如图2(c)、图2(e)所示，误差电压Verr和偏置误差电压Voe下降至0V附近。其结果，在时刻T1～T2，PWM信号Vpwm的占空比如图2(f)所示为100％。

在时刻T2控制信号Vcnt再次变为高电平，旁路开关SW3被截止，指示向降压模式的恢复。驱动电路16在控制信号Vcnt变为高电平时，基于PWM信号Vpwm而再次开始主开关SW1和同步整流用开关SW2的切换动作。

在时刻T2，如图2(f)所示，由于PMW信号Vpwm变为高电平，所以同步整流用开关SW2导通。此外，在时刻T2作为同步整流用开关SW2的N型MOSFET的漏极端子被以接近输入电压Vin的高电压固定。因此，同步整流用开关SW2完全导通，从输出电容器Co经由电感器L1和同步整流用开关SW2瞬间流出大电流。因此，由存积在输出电容器Co中的电荷确定的输出电压Vout，如图2(b)所示，因大电流而急剧地减少，引起下冲。然后，误差电压Verr通过调节器12利用反馈被调节，伴随着振荡，输出电压Vout慢慢地接近Vout＝Vref×(R1+R2)/R2。

如以上那样，在使偏置电路20不动作的情况下，在从旁路模式切换到降压模式时，输出变得不稳定，然后直至输出稳定需要长时间。

下面，用图3(a)～图3(f)说明有关本发明实施方式的电源装置100使调节器12的偏置电路20动作的情况。图3(a)～图3(f)是表示图1的电源装置100中使偏置功能起作用的情况下的各端子电压的时间波形的图。在从时刻T0至T1，以降压模式动作，输出电压Vout以获得基准电压Vref的3倍电压来动作。在该期间，各节点的时间波形与图2相同。

在时刻T1通过控制电压Vcnt而被切换到旁路模式。如图3(b)所示，输出电压Vout在旁路开关SW3导通的同时迅速地上升至接近输入电压Vin。同时通过控制信号Vcnt而控制驱动电路16，使主开关SW1和同步整流用开关SW2两者被截止。

如图3(c)所示，在时刻T1～T2，误差电压Verr被输出与图2(c)大致相等的值。偏置电路20与控制电压Vcnt同步而输出图3(d)所示的偏置电压Vofs。该偏置电压Vofs从时刻T1起慢慢增大，然后达到一定值。从调节器12输出偏置电压Vofs和误差电压Verr之和，作为图3(e)所示的偏置误差电压Voe。该偏置误差电压Voe与图2(e)比较成为仅高偏置电压Vofs部分的电压。

从PWM信号发生器14，依据偏置误差电压Voe和三角波信号Vsaw而输出图3(f)所示的PWM信号Vpwm。误差电压Verr被偏置的结果，PWM信号发生器14在时刻T1～T2的旁路模式期间，以0％的占空比输出PWM信号Vpwm。

这里，在时刻T2通过控制信号Vcnt再次向降压模式转移。在时刻T2，PWM信号Vpwm为低电平，所以在通过驱动电路16再开始主开关SW1和同步整流用开关SW2的转换时，同步整流用开关SW2从完全截止的状态进行起动。然后，如图3(d)所示，在偏置电压Vofs慢慢变小时，PWM信号的占空比随之慢慢增大，所以同步整流用开关SW2不急剧地导通，而缓慢地导通。其结果，在时刻T2切换为降压模式后，不通过同步整流用开关SW2而过多地流出被积蓄在输出电容器Co的电荷，可以稳定地改变输出电压Vout。

这样，在本实施方式的电源装置100中，在以旁路模式动作的期间，通过偏置电路20使误差电压Verr被强制地偏置。其结果，在再次切换到降压模式时，同步整流用开关SW2从截止开始起动，所以在切换时不过多地流出被积蓄在输出电容器Co中的电荷，可以抑制输出电压Vout的过冲。

而在从旁路模式向降压模式的转移时，通过缓慢地减小偏置电压Vofs，可以使同步整流用开关SW2从截止的状态缓慢地导通，可以使输出电压Vout迅速地稳定在由基准电压Vref确定的值。

图4是本实施方式的电源装置100的更详细的电路图，是表示使调节器12具有偏置功能的一例电路的图。PWM信号发生器14和降压型变换器10的结构及动作与图1相同，所以省略说明。

误差放大器28的两个非反转输入端子上，输入通过电阻分割而为R2/(R1+R2)倍的输出电压Vout、以及控制电压Vcnt。反转输入端子连接到输出，所以误差放大器28被认为具有作为将输入到两个非反转输入端子的电压之和输出的电压跟随器功能。该控制电压Vcnt相当于在误差电压上施加偏置的偏置电压。因此，该误差放大器28将降压型变换器10的输出电压Vout与偏置电压相加而输出。

误差放大器22、电阻R3和电容器C1构成积分器，将电压跟随器的输出电压Vx和基准电压Vref的差进行积分而输出电压Voe。电阻R3被设置在误差放大器22的反转输入端子和误差放大器28的输出端子之间，电容器C1被设置在误差放大器22的输出端子和反转输入端子之间。该积分器是一体地构成对误差放大器28的输出电压Vx和基准电压Vref的差电压进行放大的运算放大器、以及除去该运算放大器的输出电压Voe的低频分量的滤波电路。误差放大器22的输出电压Voe被输入到PWM信号发生器14，生成PWM信号Vpwm。

下面参照图5来说明有关上述那样构成的电源装置100的动作。在图5，仅示出控制电压Vcnt、电压Vx和偏置误差电压Voe，对于其他的电压，可适当参照图3。

在时刻T0～T1，如图5(a)所示，控制信号Vcnt为低电平，通过反相器30而进行电压反转，所以旁路开关SW3截止，作为降压模式动作。从作为电压跟随器动作的误差放大器28，如图5(b)所示，输出Vout×(R1+R2)/R2的电压作为Vx。

在时刻T1，控制信号Vcnt变为高电平，通过反相器30下降至低电平，旁路开关SW3导通，从降压模式切换到旁路模式。同时，通过控制信号Vcnt来控制驱动电路16，主开关SW1和同步整流用开关SW2两者被截止。控制信号Vcnt变为高电平时，如图5(b)所示，误差放大器28的电压Vx被偏置。通过误差放大器22对电压Vx进行积分所得的偏置误差电压Voe，如图5(c)所示，从时刻T1起缓慢增加，然后达到一定值。

在时刻T2，控制信号Vcnt再次变为低电平，旁路开关SW3被截止，指示向降压模式的恢复。驱动电路16在控制信号Vcnt为低电平时，依据PWM信号Vpwm而再次开始进行主开关SW1和同步整流用开关SW2的切换动作。

在时刻T2，控制信号Vcnt降低到低电平时，没有误差放大器28中的偏置，所以如图5(b)所示，电压Vx与控制信号Vcnt同时减少。误差放大器22构成的积分器的输出Voe随着电压Vx的变化，如图5(c)所示缓慢地减少。这样，图4所示的电源装置100的调节器12可以生成与图3(e)所示的偏置误差电压Voe同样的波形，可以获得与图3(f)同样的PWM信号。

在时刻T2，PWM信号Vpwm是高电平，所以通过驱动电路16再次开始进行主开关SW1和同步整流用开关SW2的转换时，同步整流用开关SW2从完全截止的状态起进行起动。然后，如图3(f)所示，PWM信号Vpwm的占空比缓慢地增大，所以同步整流用开关SW2从截止的状态缓慢地导通。其结果，在时刻T2，切换为降压模式后，也不通过同步整流用开关SW2过多地流出被积蓄在输出电容器Co中的电荷，可以稳定地改变输出电压Vout。

图6是表示实施方式的电源装置100上连接了功率放大器50的携带电话终端用的功率放大装置300的结构图。功率放大装置300包括：电源装置100；功率放大器50；天线52；驱动电路56；控制电路54；调制器58。

从调制器58始终输出大致一定的功率，被输入到驱动电路56。驱动电路56放大从调制器58输出的调制信号，并输出到功率放大器50。该驱动电路56的增益是可变的。

功率放大器50放大来自驱动器的输出信号，并输出到天线52。功率放大器50的电源电压从电源装置100供给，可根据动作状态而调节电源电压。

电源装置100对输入到输入端子102的电压进行降压而从输出端子104输出。该电源装置100如上述那样切换使用旁路模式和降压模式这两个模式。在电源装置100的输入端子102上连接电池60，输入电压Vin为电池电压Vbat。这里，设电池电压为3.5V。

控制电路54是对功率放大装置300整体进行控制的电路。控制电路54将基准电压Vref和控制电压Vcnt输出到电源装置100。

下面说明以上那样构成的功率放大装置300的动作。在该功率放大装置300中，功率放大器50所需的电源电压依赖于天线的输出功率。即，在终端距基站远，需要高输出时，作为电源电压，需要3.5V左右。在终端和基站间的距离近的情况下，由于低输出就可以，所以仅需要1V以下的电压。即，电源装置100的输出电压取决于功率放大器50的输出功率。

控制电路54根据与基站的距离，对驱动电路56的增益进行控制而调节对功率放大器50的输入功率。同时，控制电路54通过控制信号Vcnt和基准电压Vref来控制电源装置100的输出电压。

此刻，在携带终端距基站近的情况下，假设功率放大器50所需的电源电压为1V。控制电路54通过控制信号Vcnt而设定为降压模式，通过基准电压Vref来调节输出电压。假设因该通信中的携带终端移动而远离基站，需要提高输出功率。在此时功率放大器所需的电源电压为3.5V的情况下，控制电路54通过控制信号Vcnt而将电源装置100切换为旁路模式。从电源装置100原封不动输出作为输入电压的电池电压Vbat，所以将3.5V供给到功率放大器。

在这样的功率放大装置300中，因终端移动而与基站的距离变近，功率放大器所需的电源电压再次变低并切换为降压模式的情况下，本实施方式的电源装置100也有效地动作，可以稳定地供给对功率放大器供给的电源电压，进而可以实现功率放大装置300的输出电压的稳定。

上述实施方式是例示，本领域技术人员可以理解，可形成这些各结构元件和各处理过程的组合的变形例、以及这样的变形例在本发明的范围内。

例如，在本实施方式中，作为主开关SW1和同步整流用开关SW2，分别使用了P型和N型的MOSFET，但不限于此。例如，如果通过驱动电路16来变更对栅极电压进行驱动的逻辑，则在两者的开关上也可以使用N型的MOSFET。此外，也可以取代MOSFET而使用双极晶体管等，关键是作为切换调节器来动作就可以。另外，如果是GaAs工艺，则可以采用MESFET(MetalSemiconductor FET)等各种各样的晶体管。同样，对于旁路开关SW3，也可以由各种各样的晶体管构成。它们的选择，可以根据电路设计中使用的半导体制造工艺、电路规模等状况来决定。

在本实施方式中，构成电源装置100的元件可全部一体集成化，也可以一部分由分立部件构成。将哪些部分集成化，可以根据成本和占有面积等来决定。

而且，在本实施方式中，作为输出电压比降压型变换器10高的电压生成电路，说明了有关采用旁路开关SW3的情况，但不限于此，只要是生成输出电压比降压型变换器10高的电路，本发明就是有效的。例如，作为设置在与降压型变换器10不同路径的电压生成电路，取代旁路开关SW3，也可以采用升压型变换器等。

在本实施方式中，作为使主开关SW1和同步整流用开关SW2转换的信号，说明了采用PWM信号的情况，另外，也可以采用PFM方式(PulseFrequency Modulation)、PDM方式(Pulse Density Modulation)等。

此外，在实施方式中，说明有关将电源装置100使用在携带电话的功率放大装置300的例子，但不限于此，可以使用在对输入电压进行降压而被使用的所有电源电路。

Claims (10)

1.一种电源装置，其特征在于，包括：

同步整流方式的降压型变换器，使主开关和同步整流用开关交替地导通/截止；以及

电压生成电路，设置在与所述降压型变换器不同的路径上，

选择所述降压型变换器和所述电压生成电路的其中一个而输出期望的电压，并且所述降压型变换器在选择了所述电压生成电路的期间，使所述同步整流用开关截止。

2.一种电源装置，其特征在于，包括：

同步整流方式的降压型变换器，使主开关和同步整流用开关交替地导通/截止；

电压生成电路，输出比所述降压型变换器高的电压；

调节器，输出误差电压，以使所述降压型变换器的输出电压接近规定的基准电压；以及

脉冲宽度调制器，根据所述误差电压而改变使所述主开关以及同步整流开关的导通/截止的占空比，

选择所述降压型变换器和所述电压生成电路的其中一个而输出期望的电压，所述调节器在选择了所述电压生成电路的期间，将所述误差电压向使所述同步整流用开关截止的方向上偏置。

3.如权利要求2所述的电源装置，其特征在于，所述电压生成电路包括使所述降压型变换器的输出端子与输入端子短路的旁路电路。

4.如权利要求2所述的电源装置，其特征在于，所述调节器包括与切换所述降压型变换器和所述电压生成电路的信号同步而使所述误差电压偏置的偏置电路。

5.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，所述偏置电路随着从所述电压生成电路向所述降压型变换器的切换，使误差电压的偏置量慢慢地变小。

6.如权利要求2所述的电源装置，其特征在于，所述调节器包括：

第1运算放大器，将所述降压型变换器的输出电压与规定的偏置电压相加而输出；

第2运算放大器，将所述第1运算放大器的输出电压和所述基准电压的差电压放大；以及

滤波电路，除去所述第2运算放大器的输出电压的低频分量。

7.如权利要求6所述的电源装置，其特征在于，所述偏置电压根据切换所述降压型变换器和所述电压生成电路的信号而生成。

8.如权利要求6所述的电源装置，其特征在于，所述滤波电路包括：

在所述第2运算放大器的第1输入端子和所述第1运算放大器之间设置的电阻；以及

在所述第2运算放大器的输出端子和第2输入端子间设置的电容器。

9.一种功率放大装置，其特征在于，包括：

功率放大用的功率放大器；以及

向所述功率放大器供给电源的权利要求1至8任何一项所述的电源装置。

10.一种携带电话终端，其特征在于，包括权利要求9所述的功率放大装置。

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