CN115378231B - 一种基于零电流检测的dc-dc变换器调制模式切换电路 - Google Patents
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Abstract
本发明请求保护一种基于零电流检测的DC‑DC变换器调制模式切换电路，属于集成电路技术领域。包括CCM/DCM判断电路、PWM/PFM选择电路和功率管开关。其中CCM/DCM判断电路用于判断DC‑DC变换器工作模式，判断DC‑DC变换器是工作在DCM模式还是CCM模式。PWM/PFM调制电路用于产生PWM调制信号和PFM调制信号，分别用于DC‑DC的CCM工作模式和DCM工作模式。功率开关管有一组大尺寸功率开关管MH1和ML1，一组小尺寸功率开关管MH和ML，小尺寸功率开关主要用在DCM模式来减小开关损耗。PWM/PFM选择电路根据CCM/DCM判断电路产生的判断信号VCTL来进行PWM调制模式和PFM调制模式的选择，并且对功率开关管尺寸进行选择。
Description
技术领域
本发明属于模拟集成电路设计技术领域，特别涉及一种基于零电流检测的DC-DC变换器调制模式切换电路。
背景技术
便携式电子产品和消费类电子产品的大量开发和使用对电源管理芯片提出了越来越高的要求。传统的电源管理芯片主要包括低压差线性稳压器和DC-DC变换器，线性稳压器是一种输入与输出保持低压差的稳压器，其不需要外部电感，外围电路简单且纹波比较小，但是在输入电压与输出电压压差较大时，线性稳压器就不太适用，效率太低。与线性稳压器相比尽管开关电源的外围器件比较复杂，纹波较大但是其优秀的转换效率使得其仍然成为了当今电源管理芯片的主流设计方式，其中同步整流开关电源相比于异步整流开关电源由于减小了二极管的导通损耗，同步整流开关电源成为了当今开关电源的热门。
同步整流开关电源转换器一般都采用了续流开关管替代续流二极管，以减小功率损耗，提高转换效率，开关电源转换器在重负载时，处于电感电流连续模式(CCM)，由于PWM调制技术是一种固定开关频率的调制技术，在重载时功率损耗来源主要来自功率管传导损耗，因此其转换效率较高。但当负载由重转轻时，处于电感电流断续模式(DCM)，此时功率损耗来源由传导损耗变为功率管开关损耗，并且此时的开关损耗为主要损耗。如果继续使用PWM调制技术，此时的开关损耗会很大，大大降低DC-DC变换器在DCM模式下的转换效率。而PFM调制模式会降低开关频率，减小开关损耗，在DCM模式可以选择PFM调制技术。因此，如何准确判断DC-DC变换器的工作模式并采用相应的调制方式和选择功率开关管尺寸对于开关电源十分重要。
图1所示为传统的切换电路，主要用误差放大器的输出电压作切换点进行模式切换，这种电路的结构比较简单，根据负载电流发生变化会引起误差放大器的输出电压变化的原理，将误差放大器输出电压输入到比较器中，与基准电压作比较产生判断信号，通过逻辑电路进行模式切换。用此结构可以判断出DC-DC变换器的工作模式，但是由于误差放大器输出电压不固定，且输入电压和输出电压的变化也会影响误差放大器的输出，会导致较难通过误差放大器输出电压找出CCM模式到DCM模式的切换点，有一定局限性。
发明内容
本发明旨在解决以上现有技术的问题。提出了一种基于零电流检测的DC-DC变换器调制模式切换电路。本发明的技术方案如下：
一种基于零电流检测的DC-DC变换器调制模式切换电路，其包括：CCM/DCM判断电路、PWM/PFM选择电路和功率管开关，其中，CCM/DCM判断电路用于判断DC-DC变换器工作模式，判断DC-DC变换器是工作在断续导通模式(Discontinuous Conduction Mode,DCM)还是连续导通模式(Continuous Conduction Mode,CCM)；CCM/DCM判断电路是根据过零电流比较器COMP1产生的信号和小尺寸低端管ML的控制信号VGL经过2位移位寄存器和与门AND1产生判断信号VCTL。
PWM/PFM调制电路用于产生脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation,PWM)信号和脉冲频率调制(Pulse Frequency Modulation,PFM信号，分别用于DC-DC的CCM工作模式和DCM工作模式；功率开关管有一组大尺寸功率开关管MH1和ML1，一组小尺寸功率开关管MH和ML，小尺寸功率开关主要用在DCM模式来减小开关损耗；PWM/PFM选择电路根据CCM/DCM判断电路产生的判断信号VCTL来进行PWM调制模式和PFM调制模式的选择，并且对功率开关管尺寸进行选择。
进一步的，所述CCM/DCM判断电路由一个过零电流比较器COMP1，一个2位移位寄存器和与门AND1组成；COMP1的输入端接GND信号和功率开关管MH和ML间的电压VX，输出端VZCD信号接2位移位寄存器的输入端，2位移位寄存器的输入端接COMP1的输出端和小尺寸低端功率开关管ML的控制信号VGL，2位移位寄存器的输出端接与门AND1的输入端。
进一步的，控制信号VGL在功率开关管ML打开时在2位移位寄存器中对过零电流信号VZCD进行采样，采样后的信号记为Q1和Q2，由于DC-DC变换器输出电压在上升阶段的电感电流大于零，VX大于零，因此，VZCD小于零，同时Q1和Q2初始值为“0”，当DC-DC变换器稳定时，并且只有在DCM模式中低端管打开时才会产生过零电流，因此，在一个开关周期内发生过零电流时，VZCD翻转为“1”，采样一次VZCD，Q1会发生翻转，Q2不变，当在第二个开关周期内再次发生过零电流时，VZCD再次翻转为“1”，再采样一次VZCD，Q2会发生翻转；因此，当连续发生两次过零电流时，Q1和Q2经过与门AND1，VCTL信号就会由“0”翻转为“1”，说明DC-DC变换器由CCM模式进入DCM模式。
进一步的，所述PWM/PFM选择电路由一个或门OR1，驱动电路，五个与门AND2、AND3、AND4、AND5和AND6，两个反相器INV1和INV2，4个缓冲器BUFFER和一个RS触发器组成；与门AND2用来屏蔽PWM信号，与门AND3用来屏蔽PFM信号，与门AND2的输入接CCM/DCM判断电路产生的判断信号VCTL的反相信号VCTL1，与门AND3的输入接CCM/DCM判断电路产生的判断信号VCTL，当VCTL为“0”时，VCTL的反相信号VCTL1为“1”，DC-DC变换器工作在CCM模式，与门AND2的输出为PWM信号，与门AND3的输出信号恒为0，同理，当VCTL为“1”时，VCTL的反相信号VCTL1为“0”，DC-DC变换器工作在DCM模式，与门AND2的输出信号恒为0，与门AND3的输出为PFM信号；或门OR1的输入端接与门AND2和与门AND3的输出，或门OR1的输出端接驱动电路。
进一步的，当VCTL为“0”时，或门OR1的输出为PWM信号，当VCTL为“1”时，或门OR 1的输出为PFM信号；RS触发器用来产生功率管控制逻辑信号，RS触发器的R端接或门OR 1的输出反相信号，RS触发器的S端接或门OR1的输出信号，RS触发器输出信号为Q3和Q4，Q4可直接作为控制信号驱动低端功率管ML和ML1，由于高端管MH和MH1都为NMOS，因此，Q3需要经过驱动电路后才能驱动高端管MH和MH1；与门AND4和AND5用来选择功率管，当VCTL为“0”时，VCTL的反相信号VCTL1为“1”，DC-DC变换器工作在CCM模式，与门AND4的输出跟随Q4，与门AND5的输出跟随Q3，两组功率管开关都工作，当VCTL为“1”时，VCTL的反相信号VCTL1为“0”，DC-DC变换器工作在DCM模式，与门AND4和AND5的输出恒为0，VGH1和VGL1为0，MH1和ML1不工作，只有小尺寸功率开关管MH和ML工作；与门AND6的输入端接RS触发器输出信号Q4和过零比较器COMP1的输出VZCD，与门AND6的输出控制小尺寸功率开关管ML，防止DC-DC变换器在DCM模式下小尺寸低端管ML发生电流倒灌，造成能量损失。
进一步的，所述功率开关管包括两组尺寸不同的功率开关管，一组尺寸较大，分别为MH1和ML1；另一组尺寸较小，分别为MH和ML，两组开关并联连接；当DC-DC变换器工作在CCM工作模式，两组开关都工作，以满足重载需求，当DC-DC变换器工作在DCM工作模式，只有小尺寸开关在工作，以减小DCM模式下的开关损耗；功率开关管MH、MH1、ML和ML1的栅极驱动信号分别与VGH、VGH1、VGL和VGL1相连。
本发明的优点及有益效果如下：
1、本发明的一种基于零电流检测的DC-DC变换器调制模式切换电路主要创新在于除了用过零电流比较器将电感上的电压和0电压进行比较外，添加了一个2位移位寄存器和一个与门来采样低端管电流反向的周期来判断DC-DC变换器的工作模式，可以提高判断切换点的准确性，更简单并且成本更低。
2、本发明的一种基于零电流检测的DC-DC变换器调制模式切换电路，通过检测电感电流过零的时间来判断DC-DC变换器的工作模式，相对于传统模式切换电路更简单，当电感电流在几个周期内都小于零，则说明DC-DC变换器一定进入DCM模式，否则工作在CCM模式，这样可以更容易地判断DC-DC变换器的工作模式，并且过简单的屏蔽逻辑就可以实现调制模式的切换。
3、本发明提供一种基于零电流检测的DC-DC变换器调制模式切换电路通过对比电感电流过零的周期来判断DC-DC变换器的工作模式，相比于传统用误差放大器的输出电压作切换点的电路，可以更准确地找到DC-DC变换器工作模式的切换点。传统用误差放大器的输出电压作切换点的电路由于误差放大器输出电压不固定，且输入电压和输出电压的变化也会影响误差放大器的输出，就算在CCM和DCM模式下误差放大器的输出电压也会有相同的部分，会导致较难通过误差放大器输出电压找出CCM模式到DCM模式的切换点。本电路在判断切换点时不受电压影响，可以更准确地找出切DC-DC变换器的工作模式切换点。
附图说明
图1是传统调制模式切换电路框图。
图2本发明调制模式切换电路框图。
图3调制模式切换仿真结果
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、详细地描述。所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例。
本发明解决上述技术问题的技术方案是：
图1所示为传统型切换电路，主要用误差放大器的输出电压作切换点进行模式切换，这种结构比较简单，根据负载电流发生变化会引起误差放大器的输出电压变化的原理，将误差放大器输出电压输入到比较器中，与基准电压作比较产生判断信号，通过逻辑电路进行模式切换。用此结构可以判断出DC-DC变换器的工作模式，但是由于误差放大器输出电压不固定，且输入电压和输出电压的变化也会影响误差放大器的输出，会导致较难通过误差放大器输出电压找出CCM模式到DCM模式的切换点，有一定局限性。
如图2所示，一种基于零电流检测的DC-DC变换器调制模式切换电路，包括：CCM/DCM判断电路，PWM/PFM选择电路和功率管开关。CCM/DCM判断电路用于判断DC-DC变换器工作模式，判断DC-DC变换器是工作在DCM模式还是CCM模式。PWM/PFM调制电路用于产生PWM调制信号和PFM调制信号，分别用于DC-DC的CCM工作模式和DCM工作模式。功率开关管有一组大尺寸功率开关管MH1和ML1，一组小尺寸功率开关管MH和ML，小尺寸功率开关主要用在DCM模式来减小开关损耗。PWM/PFM选择电路根据CCM/DCM判断电路产生的判断信号VCTL来进行PWM调制模式和PFM调制模式的选择，并且对功率开关管尺寸进行选择。
如图2所示的CCM/DCM判断电路由一个过零电流比较器COMP1，一个2位移位寄存器(2-bit Shift Register)和与门AND1组成；COMP1的输入端接GND信号和功率开关管MH和ML间的电压VX，输出端VZCD信号接2位移位寄存器(2-bit Shift Register)的输入端，2位移位寄存器(2-bit Shift Register)的输入端接COMP1的输出端和小尺寸低端功率开关管ML的控制信号VGL，2位移位寄存器(2-bit Shift Register)的输出端接与门AND1的输入端。VGL在功率开关管ML打开时在2位移位寄存器(2-bit Shift Register)中对过零电流信号VZCD进行采样，采样后的信号记为Q1和Q2，由于DC-DC变换器输出电压在上升阶段的电感电流大于零，VX大于零，因此，VZCD小于零，同时Q1和Q2初始值为“0”，当DC-DC变换器稳定时，并且只有在DCM模式中低端管打开时才会产生过零电流，因此，在一个开关周期内发生过零电流时，VZCD翻转为“1”，采样一次VZCD，Q1会发生翻转，Q2不变，当在第二个开关周期内再次发生过零电流时，VZCD再次翻转为“1”，再采样一次VZCD，Q2会发生翻转。因此，当连续发生两次过零电流时，Q1和Q2经过与门AND1，VCTL信号就会由“0”翻转为“1”，说明DC-DC变换器由CCM模式进入DCM模式。
如图2所示的PWM/PFM选择电路由一个或门OR1，驱动电路，五个与门AND2、AND3、AND4、AND5和AND6，两个反相器INV1和INV2，4个缓冲器BUFFER和一个RS触发器组成。与门AND2用来屏蔽PWM信号，与门AND3用来屏蔽PFM信号，与门AND2的输入接CCM/DCM判断电路产生的判断信号VCTL的反相信号VCTL1，与门AND3的输入接CCM/DCM判断电路产生的判断信号VCTL，当VCTL为“0”时，VCTL的反相信号VCTL1为“1”，DC-DC变换器工作在CCM模式，与门AND2的输出为PWM信号，与门AND3的输出信号恒为0，同理，当VCTL为“1”时，VCTL的反相信号VCTL1为“0”，DC-DC变换器工作在DCM模式，与门AND2的输出信号恒为0，与门AND3的输出为PFM信号。或门OR1的输入端接与门AND2和与门AND3的输出，或门OR1的输出端接驱动电路，当VCTL为“0”时，或门OR1的输出为PWM信号，当VCTL为“1”时，或门OR 1的输出为PFM信号。RS触发器用来产生功率管控制逻辑信号，RS触发器的R端接或门OR 1的输出反相信号，RS触发器的S端接或门OR1的输出信号，RS触发器输出信号为Q3和Q4，Q4可直接作为控制信号驱动低端功率管ML和ML1，由于高端管MH和MH1都为NMOS，因此，Q3需要经过驱动电路后才能驱动高端管MH和MH1。与门AND4和AND5用来选择功率管，当VCTL为“0”时，VCTL的反相信号VCTL1为“1”，DC-DC变换器工作在CCM模式，与门AND4的输出跟随Q4，与门AND5的输出跟随Q3，两组功率管开关都工作，当VCTL为“1”时，VCTL的反相信号VCTL1为“0”，DC-DC变换器工作在DCM模式，与门AND4和AND5的输出恒为0，VGH1和VGL1为0，MH1和ML1不工作，只有小尺寸功率开关管MH和ML工作。与门AND6的输入端接RS触发器输出信号Q4和过零比较器COMP1的输出VZCD，与门AND6的输出控制小尺寸功率开关管ML，防止DC-DC变换器在DCM模式下小尺寸低端管ML发生电流倒灌，造成能量损失。
如图2所示的功率开关管包括两组尺寸不同的功率开关管，一组尺寸较大，分别为MH1和ML1；另一组尺寸较小，分别为MH和ML，两组开关并联连接。当DC-DC变换器工作在CCM工作模式，两组开关都工作，以满足重载需求，当DC-DC变换器工作在DCM工作模式，只有小尺寸开关在工作，以减小DCM模式下的开关损耗。功率开关管MH、MH1、ML和ML1的栅极驱动信号分别与VGH、VGH1、VGL和VGL1相连。
仿真结果
如图3所示，为本发明所设计的CCM/DCM切换仿真图。以VIS 0.4μm为例，此设计为输入电压为6V，输出电压为3.6V的NMOS输入的同步整流型DC-DC变换器，负载电流变化范围40mA-328mA。由图3所示，输出电压VOUT在负载电流变化情况下没有发生太大的过冲和下冲，基本稳定在3.6V，当负载电流为328mA时，电感电流恒大于零，此时Q1和Q2保持0状态，且判断信号VCTL为0，此时DC-DC变换器工作在CCM模式，DC-DC变换器进行PWM调制。当负载电流从328mA跳变到40mA时，电感电流会下降到小于零，在第一个周期内Q1由状态0翻转为状态1，Q2在第一个周期内不发生改变，直到第二个周期内电感电流再次小于零，Q2由状态0翻转为状态1，因此，判断信号VCTL经过电感电流小于零的两个周期后从状态0翻转为状态1，此时DC-DC变换器工作在DCM模式，进行PFM调制，直到电感电流跳变到328mA，由图3可以看出，本发明所设计的调制模式切换电路在DC-DC变换器中进行模式判断和切换都具有很好的效果。
以上这些实施例应理解为仅用于说明本发明而不用于限制本发明的保护范围。在阅读了本发明的记载的内容之后，技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等效变化和修饰同样落入本发明权利要求所限定的范围。
Claims (3)
1.一种基于零电流检测的DC-DC变换器调制模式切换电路，其特征在于，包括：CCM/DCM判断电路、PWM/PFM选择电路和功率管开关，其中，CCM/DCM判断电路用于判断DC-DC变换器工作模式，判断DC-DC变换器是工作在断续导通模式DCM还是连续导通模式CCM；CCM/DCM判断电路是根据过零电流比较器COMP1产生的信号和小尺寸低端管ML的控制信号VGL经过2位移位寄存器和与门AND1产生判断信号VCTL；
PWM/PFM调制电路用于产生脉冲宽度调制PWM信号和脉冲频率调制PFM调制信号，分别用于DC-DC的CCM工作模式和DCM工作模式；功率开关管有一组大尺寸功率开关管MH1和ML1，一组小尺寸功率开关管MH和ML，小尺寸功率开关用在DCM模式来减小开关损耗；PWM/PFM选择电路根据CCM/DCM判断电路产生的判断信号VCTL来进行PWM调制模式和PFM调制模式的选择，并且对功率开关管尺寸进行选择；
所述CCM/DCM判断电路由一个过零电流比较器COMP1，一个2位移位寄存器和与门AND1组成；COMP1的输入端接GND信号和功率开关管MH和ML间的电压VX，输出端VZCD信号接2位移位寄存器的输入端，2位移位寄存器的输入端接COMP1的输出端和小尺寸低端功率开关管ML的控制信号VGL，2位移位寄存器的输出端接与门AND1的输入端；
所述PWM/PFM选择电路由一个或门OR1，驱动电路，五个与门AND2、AND3、AND4、AND5和AND6，两个反相器INV1和INV2，4个缓冲器BUFFER和一个RS触发器组成；与门AND2用来屏蔽PWM信号，与门AND3用来屏蔽PFM信号，与门AND2的输入接CCM/DCM判断电路产生的判断信号VCTL的反相信号VCTL1，与门AND3的输入接CCM/DCM判断电路产生的判断信号VCTL，当VCTL为“0”时，VCTL的反相信号VCTL1为“1”，DC-DC变换器工作在CCM模式，与门AND2的输出为PWM信号，与门AND3的输出信号恒为0，同理，当VCTL为“1”时，VCTL的反相信号VCTL1为“0”，DC-DC变换器工作在DCM模式，与门AND2的输出信号恒为0，与门AND3的输出为PFM信号；或门OR1的输入端接与门AND2和与门AND3的输出，或门OR1的输出端接驱动电路；
所述功率开关管包括两组尺寸不同的功率开关管，一组尺寸较大，分别为MH1和ML1；另一组尺寸较小，分别为MH和ML，两组开关并联连接；当DC-DC变换器工作在CCM工作模式，两组开关都工作，以满足重载需求，当DC-DC变换器工作在DCM工作模式，只有小尺寸开关在工作，以减小DCM模式下的开关损耗；功率开关管MH、MH1、ML和ML1的栅极驱动信号分别与VGH、VGH1、VGL和VGL1相连。
2.根据权利要求1所述的一种基于零电流检测的DC-DC变换器调制模式切换电路，其特征在于，控制信号VGL在功率开关管ML打开时在2位移位寄存器中对过零电流信号VZCD进行采样，采样后的信号记为Q1和Q2，由于DC-DC变换器输出电压在上升阶段的电感电流大于零，VX大于零，因此，VZCD小于零，同时Q1和Q2初始值为“0”，当DC-DC变换器稳定时，并且只有在DCM模式中低端管打开时才会产生过零电流，因此，在一个开关周期内发生过零电流时，VZCD翻转为“1”，采样一次VZCD，Q1会发生翻转，Q2不变，当在第二个开关周期内再次发生过零电流时，VZCD再次翻转为“1”，再采样一次VZCD，Q2会发生翻转；因此，当连续发生两次过零电流时，Q1和Q2经过与门AND1，VCTL信号就会由“0”翻转为“1”，说明DC-DC变换器由CCM模式进入DCM模式。
3.根据权利要求1所述的一种基于零电流检测的DC-DC变换器调制模式切换电路，其特征在于，当VCTL为“0”时，或门OR1的输出为PWM信号，当VCTL为“1”时，或门OR 1的输出为PFM信号；RS触发器用来产生功率管控制逻辑信号，RS触发器的R端接或门OR 1的输出反相信号，RS触发器的S端接或门OR1的输出信号，RS触发器输出信号为Q3和Q4，Q4可直接作为控制信号驱动低端功率管ML和ML1，由于高端管MH和MH1都为NMOS，因此，Q3需要经过驱动电路后才能驱动高端管MH和MH1；与门AND4和AND5用来选择功率管，当VCTL为“0”时，VCTL的反相信号VCTL1为“1”，DC-DC变换器工作在CCM模式，与门AND4的输出跟随Q4，与门AND5的输出跟随Q3，两组功率管开关都工作，当VCTL为“1”时，VCTL的反相信号VCTL1为“0”，DC-DC变换器工作在DCM模式，与门AND4和AND5的输出恒为0，VGH1和VGL1为0，MH1和ML1不工作，只有小尺寸功率开关管MH和ML工作；
与门AND6的输入端接RS触发器输出信号Q4和过零比较器COMP1的输出VZCD，与门AND6的输出控制小尺寸功率开关管ML，防止DC-DC变换器在DCM模式下小尺寸低端管ML发生电流倒灌，造成能量损失。
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| 采用分段式自适应PWM/PFM调制的Buck型DC-DC转换器设计;王巍，等;《微电子学》;20230820;第53卷(第4期);第654-660页 * |
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