CN113472213A - 一种反激变换器 - Google Patents

一种反激变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN113472213A
CN113472213A CN202110870911.XA CN202110870911A CN113472213A CN 113472213 A CN113472213 A CN 113472213A CN 202110870911 A CN202110870911 A CN 202110870911A CN 113472213 A CN113472213 A CN 113472213A
Authority
CN
China
Prior art keywords
diode
tube
winding
transformer
main power
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
CN202110870911.XA
Other languages
English (en)
Inventor
不公告发明人
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Original Assignee
Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd filed Critical Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority to CN202110870911.XA priority Critical patent/CN113472213A/zh
Publication of CN113472213A publication Critical patent/CN113472213A/zh
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02BCLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

本发明公开了一种反激变换器,包括原边电路、变压器T1和副边电路;原边电路至少包括变压器T1的原边绕组和主功率开关管S1;副边电路至少包括变压器T1的副边绕组和同步整流管Q2;主功率开关管S1和同步整流管Q2采用准互补的驱动控制逻辑;其特征在于:还包括变压器控制电路,用于在同步整流管Q1驱动关断后,且主功率开关管S1开通前,增加一个时间区间,控制原边主功率开关管S1与副边电路中的电流均为0,使得同步整流管Q2的续流在原边开关管Q1导通、变压器T1的原边绕组开始激磁之前结束。本发明能有效地解决反激变换器在深度电流连续工作模式下同步整流管Q2反向恢复损耗过大的问题,提高产品的可靠性。

Description

一种反激变换器
技术领域
本发明涉及开关电源领域,特别涉及反激变换器。
背景技术
随着现代电子设备向着小型化、绿色化和轻便化发展,人们对电子设备中所必需的开关电源体积有了更高的要求,对高效率、高功率密度开关电源的研究也越来越迫切。因为器件少,容易设计等优点,反激拓扑被业内普遍使用。由于反激变换器在DCM——电流断续模式在大功率条件下有效值电流过大,损耗过大等原因,为提高产品能量转换效率,降低器件发热,大功率反激开关电源常设计在CCM-电流连续工作模式。
同时由于输出功率的增大,加大了输出电流,增大了整流管的导通损耗,经常使用MOS管进行同步整流方案设计,作为优化大功率反激变换器输出整流方式的方案,图1示出的即为采用同步整流方案的反激变换器的电路图,包括主功率变压器T1、主功率开关管Q1、输入滤波电容C1、同步整流管Q2和输出滤波电容C2;主功率变压器T1原边绕组的一端同时连接输入滤波电容C1的一端和输入电压Vin的正端,主功率变压器T1原边绕组的另一端连接主功率开关管Q1的漏极,主功率开关管Q1的源极同时连接输出滤波电容C2的另一端和原边地端GND_P;主功率变压器T1副边绕组的一端同时连接输出滤波电容C2的一端和输出电压Vo的正端,输出滤波电容C2的另一端同时连接副边地端GND_S和同步整流管Q2的源极,同步整流管Q2的漏极连接主功率变压器T1副边绕组的另一端;主功率变压器T1原边绕组的一端和主功率变压器T1副边绕组的另一端互为同名端;二极管D1为同步整流管Q2的体二极管。
上述图1所示电路的主功率开关管Q1和同步整流管Q2为了避免同时导通,采用的是准互补的控制逻辑,即在同步整流管Q2驱动电压与原边主功率开关管Q1驱动电压存在死区,在死区时间内同步整流MOS体二极管D1继续保持整流续流的状态,故在下一个周期原边主功率开关管Q1导通过程,需进行同步整流管Q2的反向恢复,具体地,是对同步整流管Q2中的体二极管D1进行反向恢复。
当进行大功率反激开关电源设计时,考虑到效率优化,大多数工作在深度连续模式的状态,则变压器副边续流结束时,变压器上仍保持有较大电流,又由于MOS管的体二极管D1反向恢复电荷量较大,反向恢复电流较大,同时造成了原边主功率开关管Q1开通交叠损耗大,以及副边同步整流管Q2电压应力尖峰大的问题,进而影响大功率反激开关电源设计的可靠性。
需要说的是,上述公开于背景技术部分的信息仅仅旨在加深对本发明的总体背景技术的理解,而不应当被视为承认或以任何形式暗示该信息构成已为本领域技术人员所公知的现有技术。
发明内容
有鉴如此,本发明要解决的技术问题是提出一种反激变换器,有效降低工作在深度连续模式下的反激变换器副边同步整流管的反向恢复电流,减小同步整流管反向恢复过程带来的损耗及电压应力尖峰,提高大功率反激开关电源的可靠性。
为实现上述目的,本发明提出了以下技术方案:
一种反激变换器,包括原边电路、变压器T1和副边电路;所述的原边电路至少包括所述的变压器T1的原边绕组和主功率开关管S1;所述的副边电路至少包括所述的变压器T1的副边绕组和同步整流管Q2;所述的主功率开关管S1和所述的同步整流管Q2采用准互补的驱动控制逻辑;其特征在于:
还包括变压器控制电路,用于在所述的同步整流管Q1驱动关断后,且所述的主功率开关管S1开通前的一个设定的时间区间内,控制所述的原边主功率开关管S1与所述的副边电路中的电流均为0,使得所述的同步整流管Q2的续流在所述的原边开关管Q1导通、变压器T1的原边绕组开始激磁之前结束。
作为变压器控制电路的第一种具体的实施方式,其特征在于,包括:所述的原边绕组、二极管D2和MOS管Q3,所述的二极管D2的阴极连接所述的原边绕组一端和输入电压Vin正端的连接点,所述的二极管D2的阳极连接所述的MOS管Q3的源极,所述的MOS管Q3的漏极连接所述的原边绕组另一端和所述的主功率开关管Q1漏极的连接点。
作为变压器控制电路的第二种具体的实施方式,其特征在于,包括:所述的原边绕组、二极管D2和MOS管Q3,所述的MOS管Q3的源极连接所述的原边绕组一端和输入电压Vin正端的连接点,所述的MOS管Q3的漏极连接所述的二极管D2的阴极,所述的二极管D2的阳极连接所述的原边绕组另一端和所述的主功率开关管Q1漏极的连接点。
作为变压器控制电路的第三种具体的实施方式,其特征在于,包括:第三绕组、二极管D2和MOS管Q3,第三绕组、二极管D2和MOS管Q3连接关系为串联,即其中一部件的电流输出端连接另一部件的电流输入端。
进一步地,针对变压器控制电路的第三种具体的实施方式,其特征在于:所述的二极管D2的阴极连接所述的第三绕组一端,所述的二极管D2的阳极同时连接所述的MOS管Q3的源极和所述的原边地端GND_P,所述的MOS管Q3的漏极连接所述的第三绕组另一端。
进一步地,针对变压器控制电路的第三种具体的实施方式,其特征在于:所述的MOS管Q3的源极同时连接所述的第三绕组一端和所述的原边地端GND_P,所述的MOS管Q3的漏极连接所述的二极管D2的阴极,所述的二极管D2的阳极连接所述的第三绕组另一端。
优选地,所述的二极管D2为大功率肖特基二极管。
进一步地,所述的主开关管Q1的驱动GS1、同步整流管Q2的驱动GS2和MOS管Q3的驱动GS3满足:所述的驱动GS1的下降沿与所述的驱动GS2的上升沿之间存在死区,所述的驱动GS2的下降沿与所述的驱动上升沿GS3之间存在死区,所述的驱动GS3的下降沿不早于所述的驱动GS1的上升沿。本发明的工作原理将结合具体的实施例进行详细分析,与现有技术相比,本发明具有以下有益效果:
1、本发明当设计的同步整流反激变换器工作在深度电流连续工作模式时,变压器电流处于连续工作模式,通过增加变压器控制电路,使得同步整流管Q2的续流在原边开关管Q1导通、变压器T1的原边绕组开始激磁之前结束,有效降低了深度电流连续模式下反激变换器副边同步整流管Q2的反向恢复电流,降低了同步整流管Q2反向恢复过程带来的损耗及电压应力尖峰,提高了开关电源产品的可靠性。
2、本发明通过降低同步整流反激变换器副边同步整流管Q2的反向恢复电流,提高了副边同步整流管Q2选型设计的灵活性。
3、本发明增加的变压器控制电路和该电路的控制都非常简单、易于实施。
附图说明
图1为现有的采用同步整流方案的反激变换器的电路图;
图2为本发明第一实施例原理图;
图3为本发明第一实施例功率级电压电流时序逻辑图;
图4为本发明第二实施例原理图。
具体实施方式
下面结合给出本发明实施例中的附图,更清楚、完整地说明本发明的技术方案。应当理解,此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明,并不用于限定本发明。
第一实施例
图2是本发明第一实施例的原理图,与图1不同之处在于,还包括:变压器T1的原边绕组、二极管D2和MOS管Q3构成的变压器控制电路,二极管D2的阴极连接主功率变压器T1原边绕组一端和输入电压Vin正端的连接点,二极管D2的阳极连接MOS管Q3的源极,MOS管Q3的漏极连接主功率变压器T1原边绕组另一端和主功率开关管Q1漏极的连接点。
优选地,二极管D2为反向恢复损耗小的大功率肖特基二极管;开关MOS管Q3可以为常用的NMOS管。
图3为本发明第一实施例功率级电压电流时序逻辑图,图3中各附图标记的含义如下:
GS1、GS2、GS3:分别为主功率开关管Q1的驱动信号、同步整流管Q2的驱动信号、MOS管Q3的驱动信号;
VDS_Q1、VDS_Q2、VDS_Q3、VD_D2(虚线):分别为主功率开关管Q1的漏源极两端电压、同步整流管Q2的漏源极两端电压、MOS管Q3的漏源极两端电压、二极管D2两端电压;
VT_P:变压器T1原边绕组两端电压;
IQ1、IQ2、IQ3(虚线):分别为主功率开关管Q1的漏源极流过电流、同步整流管Q2的漏源极流过电流、MOS管Q3的漏源极流过电流。
下面结合图3对该第一实施例的具体工作过程分析如下
1)、T1时间内,由于驱动信号GS1为正,主功率开关管Q1导通,同时驱动信号GS3为0,MOS管Q3关断;工作过程与常规反激变换器CCM工作模式下工作过程一致,主功率开关管Q1导通,变压器T1原边绕组两端电压VT_P为Vin,主功率开关管Q1流过电流IQ1由Vin及变压器T1原边感量Lp控制线性上升,同步整流管Q2两端电压VDS_Q2为Vin/N+Vo,Vin为反激变换器的输入电压、Vo为反激变换器的输出电压、N为变压器T1原边绕组和副边绕组的匝比;此阶段变压器控制电路截止,二极管D2两端电压VD_D2为Vin、MOS管Q3两端电压VDS_Q3近似为0。
2)、T2时间内,由于驱动信号GS1下降沿与GS2上升沿存在死区,同步整流管Q2的体二极管D1提前导通,副边开始续流整流;当驱动信号GS2翻转为正,同步整流管Q2导通,降低了导通损耗。工作过程与常规反激变换器CCM工作模式下工作过程一致,主功率开关管Q1截止,Q1漏源极两端电压VDS_Q1为Vin+NVo,变压器T1原边T1p两端电压VT_P为-NVo,同步整流管Q2导通,同步整流管Q2流过电流IQ2由Vo及变压器T1副边感量Ls控制线性下降;此阶段变压器控制电路截止,二极管D2两端电压VD_D2为0、开关MOS管Q3两端电压VDS_Q3近似为NVo。
3)、T3时间内,由于驱动信号GS2下降沿与GS3上升沿存在死区,GS2变为0后同步整流管Q2关断,Q2的体二极管D1重新导通;当驱动信号GS3翻转为正,MOS管Q3导通,变压器T1原边绕组被变压器控制电路短路,变压器原边绕组、副边绕组两端电压VT_P、VT_s均降为0;此时主功率开关管Q1截止,流过Q1电流IQ1为0,Q1两端电压VDS_Q1为Vin;变压器T1原边绕组两端电压VT_P为0,变压器电流近似不变,流过开关MOS管Q3与二极管D2的电流IQ3维持为变压器T1原边梯形波电流IQ1的最小值;同步整流管Q2截止,Q2电流IQ2降为0,Q2两端电压VDS_Q2为Vo,由于Q2两端截止电压下降了Vin/N,反向恢复电荷量下降,反向恢复电流下降,对应降低了反向恢复过程副边Q2截止时的电压尖峰,同时降低了主开关管Q1导通时的交叠损耗,实现了功率级优化。
4)、下一个T1时间,由于驱动信号GS1为正,主开关管Q1导通;GS3驱动信号延迟到GS1翻转为正后下降为0,开关MOS管Q3关断;后续工作过程与上述一致。
需要说明的是,定义二极管D2的阳极、MOS管Q3的漏极、变压器T1原边绕组的一端为各自的电流输入端,二极管D2的阴极、MOS管Q3的源极、变压器T1原边绕组的另一端为各自的电流输出端;本实施例中的二极管D2、MOS管Q3与变压器T1原边绕组的连接关系满足其中一部件的电流输出端连接另一部件的电流输入端即可,三者位置可互换。
第二实施例
图2为本发明第二实施例原理图,与第一实施例不同之处在于,变压器控制电路包括:第三绕组、二极管D2和MOS管O3,二极管D2的阴极连接第三绕组一端,二极管D2的阳极同时连接MOS管Q3的源极和原边地端GND_P,MOS管Q3的漏极连接第三绕组另一端。
本实施例同样优选二极管D2为反向恢复损耗小的大功率肖特基二极管;开关MOS管Q3可以为常用的NMOS管。
本实施例的功率级电压电流时序逻辑图与第一实施例相同,工作过程与第一实施例差异点为:当驱动信号GS3翻转为正,MOS管Q3导通,此时变压器电流在第三绕组中流过,变压器原边绕组与变压器副边绕组电流也均为0,同样能实现发明目的。
其他工作原理与第一实施例基本一致,在此不加赘述。
同样地,本实施例中的二极管D2、MOS管Q3与变压器T1原边绕组的连接关系满足其中一部件的电流输出端连接另一部件的电流输入端即可,三者位置可互换。
以上仅是本发明优选的实施方式,本发明所属领域的技术人员还可以对上述具体实施方式进行变更和修改。因此,本发明并不局限于上面揭示和描述的具体控制方式,对本发明的一些修改和变更也应当落入本发明的权利要求的保护范围内。此外,尽管本说明书中使用了一些特定的术语,但这些术语只是为了方便说明,并不对本发明构成任何限制。

Claims (8)

1.一种反激变换器,包括原边电路、变压器T1和副边电路;所述的原边电路至少包括所述的变压器T1的原边绕组和主功率开关管S1;所述的副边电路至少包括所述的变压器T1的副边绕组和同步整流管Q2;所述的主功率开关管S1和所述的同步整流管Q2采用准互补的驱动控制逻辑;其特征在于:
还包括变压器控制电路,用于在所述的同步整流管Q1驱动关断后,且所述的主功率开关管S1开通前的一个设定的时间区间内,控制所述的原边主功率开关管S1与所述的副边电路中的电流均为0,使得所述的同步整流管Q2的续流在所述的原边开关管Q1导通、变压器T1的原边绕组开始激磁之前结束。
2.根据权利要求1所述的反激变换器,其特征在于,所述的变压器控制电路包括:所述的原边绕组、二极管D2和MOS管Q3,所述的二极管D2的阴极连接所述的原边绕组一端和输入电压Vin正端的连接点,所述的二极管D2的阳极连接所述的MOS管Q3的源极,所述的MOS管Q3的漏极连接所述的原边绕组另一端和所述的主功率开关管Q1漏极的连接点。
3.根据权利要求1所述的反激变换器,其特征在于,所述的变压器控制电路包括:所述的原边绕组、二极管D2和MOS管Q3,所述的MOS管Q3的源极连接所述的原边绕组一端和输入电压Vin正端的连接点,所述的MOS管Q3的漏极连接所述的二极管D2的阴极,所述的二极管D2的阳极连接所述的原边绕组另一端和所述的主功率开关管Q1漏极的连接点。
4.根据权利要求1所述的反激变换器,其特征在于,所述的变压器控制电路包括:第三绕组、二极管D2和MOS管Q3,第三绕组、二极管D2和MOS管Q3连接关系为串联,即其中一部件的电流输出端连接另一部件的电流输入端。
5.根据权利要求4所述的反激变换器,其特征在于:所述的二极管D2的阴极连接所述的第三绕组一端,所述的二极管D2的阳极同时连接所述的MOS管Q3的源极和所述的原边地端GND_P,所述的MOS管Q3的漏极连接所述的第三绕组另一端。
6.根据权利要求4所述的反激变换器,其特征在于:所述的MOS管Q3的源极同时连接所述的第三绕组一端和所述的原边地端GND_P,所述的MOS管Q3的漏极连接所述的二极管D2的阴极,所述的二极管D2的阳极连接所述的第三绕组另一端。
7.根据权利要求2至6任一项所述的反激变换器,其特征在于:所述的二极管D2为大功率肖特基二极管。
8.根据权利要求2至7任一项所述的反激变换器,其特征在于,所述的主开关管Q1的驱动GS1、同步整流管Q2的驱动GS2和MOS管Q3的驱动GS3满足:所述的驱动GS1的下降沿与所述的驱动GS2的上升沿之间存在死区,所述的驱动GS2的下降沿与所述的驱动上升沿GS3之间存在死区,所述的驱动GS3的下降沿不早于所述的驱动GS1的上升沿。
CN202110870911.XA 2021-07-30 2021-07-30 一种反激变换器 Withdrawn CN113472213A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110870911.XA CN113472213A (zh) 2021-07-30 2021-07-30 一种反激变换器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110870911.XA CN113472213A (zh) 2021-07-30 2021-07-30 一种反激变换器

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN113472213A true CN113472213A (zh) 2021-10-01

Family

ID=77883443

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110870911.XA Withdrawn CN113472213A (zh) 2021-07-30 2021-07-30 一种反激变换器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113472213A (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115347799A (zh) * 2022-10-18 2022-11-15 珠海智融科技股份有限公司 一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法及系统
CN115528889A (zh) * 2022-11-23 2022-12-27 成都智融微电子有限公司 一种输出短路检测控制系统及方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108667304A (zh) * 2018-04-20 2018-10-16 杭州电子科技大学 同步整流反激式直流-直流电源转换装置及控制方法

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108667304A (zh) * 2018-04-20 2018-10-16 杭州电子科技大学 同步整流反激式直流-直流电源转换装置及控制方法

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115347799A (zh) * 2022-10-18 2022-11-15 珠海智融科技股份有限公司 一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法及系统
CN115347799B (zh) * 2022-10-18 2023-01-06 珠海智融科技股份有限公司 一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法及系统
CN115528889A (zh) * 2022-11-23 2022-12-27 成都智融微电子有限公司 一种输出短路检测控制系统及方法
CN115528889B (zh) * 2022-11-23 2023-03-10 成都智融微电子有限公司 一种输出短路检测控制系统及方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10291141B1 (en) Flyback converter
US5590032A (en) Self-synchronized drive circuit for a synchronous rectifier in a clamped-mode power converter
US8085083B2 (en) Current-source gate driver
US6504739B2 (en) Simple control circuit for synchronous rectifiers used in ZVS phase shifted full bridge converter
US11804780B2 (en) Multi-mode control method for active clamp flyback converter
US7791903B2 (en) DC-DC flyback converter having a synchronous rectification self-driven circuit
US20180248489A1 (en) Converters with hold-up operation
US20180351469A1 (en) Multi-transformer llc resonant converter circuit
US10523127B1 (en) Output clamped flyback converter
CN113472213A (zh) 一种反激变换器
CN109347311B (zh) 一种双管正激同步整流电路的自驱驱动电路
CN109494989B (zh) 一种小功率电压补偿组合式dc/dc变换器电路及其工作方法
WO2022062565A1 (zh) 一种多模态软开关变换器及其控制方法
CN108667304B (zh) 同步整流反激式直流-直流电源转换装置及控制方法
CN113726166A (zh) 反激变换器及其控制方法
JPH09285120A (ja) 電源装置の主スイッチ制御回路
CN114221549B (zh) 一种级联电路的控制方法
US11641165B2 (en) Flyback converter and method of operating the same
CN113131748B (zh) 一种反激变换器的控制方法及控制装置
CN109256940B (zh) 一种同步整流开关管缓开通和缓关断的控制方法及控制器
CN113708631A (zh) 一种反激变换器及其控制方法与控制装置
CN113708635A (zh) 反激变换器的切换方法及控制装置
CN112398330A (zh) 一种无桥pfc变换器及其控制方法
US20050265056A1 (en) Control method and circuit for synchronous rectifiers used in ZVS DC/DC converter
TW202010231A (zh) 半橋諧振直流對直流轉換器及其操作方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
WW01 Invention patent application withdrawn after publication

Application publication date: 20211001

WW01 Invention patent application withdrawn after publication