CN115347799A - 一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法及系统 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法，属于电源管理技术领域。由同步整流驱动控制器Q1根据副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 717220DEST_PATH_IMAGE001
在变压器原边导通时的上升斜率判断反激式变换器是否工作在CCM模式；若是，由同步整流驱动控制器Q1在下一周期将副边功率开关管M2的栅极电压调节阈值电压
Figure 431099DEST_PATH_IMAGE002
调整至连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 538732DEST_PATH_IMAGE003
，将副边功率开关管M2的关断阈值电压
Figure 996258DEST_PATH_IMAGE004
调整至连续导通模式下关断阈值电压
Figure 371482DEST_PATH_IMAGE005
；当
Figure 256262DEST_PATH_IMAGE001
调整到
Figure 851191DEST_PATH_IMAGE003
时，同步整流驱动控制器Q1减小对副边功率开关管M2的栅极驱动电压；当
Figure 112408DEST_PATH_IMAGE001
调整到
Figure 345069DEST_PATH_IMAGE005
时，副边功率开关管M2迅速关断，从而能够有效避免反激式变换器工作在CCM模式时出现的原副边穿通现象。

Description

一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法及系统
技术领域
本发明涉及电源管理技术领域，特别是涉及一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法及系统。
背景技术
开关电源是通过控制开关通断时间比率来维持输出电压稳定的一种电源，被广泛应用在计算机、手机、摄影机等电子设备上。相对于DC-DC（直流-直流）变换器而言，AC-DC(交流-直流)反激式变换器具有输入与输出电气隔离、升/降压范围较宽、易于实现多路输出等特点，因此在小功率开关电源产品中得到广泛应用。
随着大规模集成电路的发展，要求开关反激式变换器具有更高的频率、功率密度及效率，并有较小的体积。减小反激式变换器体积和重量的主要办法是增加开关频率，但会导致更多的开关损耗，降低反激式变换器效率。传统的反激式变换器采用普通整流二极管或者肖特基二极管进行整流，由于其自身器件的特性，在二极管上会产生固定的导通压降，导致整流损耗增加，电源效率降低。使用同步整流技术可以较大的减少整流损耗，提高反激式变换器效率，从而实现电源的高效率、高功率密度。同步整流技术在提高反激式变换器效率的同时也带来一些问题，如当反激式变换器工作在CCM模式（Continuous ConductionMode，连续导通模式）时，变压器原副边开关管存在交叠导通（原副边穿通）现象，进而导致开关器件承受电气应力急剧增大（如变压器副边开关管漏-源极电压尖峰增大），严重时甚至造成电路元器件永久损坏。
发明内容
针对反激式变换器工作在CCM模式时出现的原副边穿通现象，本发明提出一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法及系统，能够有效防止原副边穿通。
为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
一方面，本发明提供一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法，所述反激式变换器包括变压器、原边功率开关管M1、副边功率开关管M2、同步整流驱动控制器Q1以及输出电容C1；所述变压器原边的同名端连接所述原边功率开关管M1的漏极，所述原边功率开关管M1的源极接原边地；所述变压器副边的同名端接所述输出电容C1的正极，所述输出电容C1的负极接副边地；所述变压器副边的异名端分别接所述副边功率开关管M2的漏极和所述同步整流驱动控制器Q1的VD管脚；所述同步整流驱动控制器Q1的DRV管脚接所述副边功率开关管M2的栅极；所述同步整流驱动控制器Q1的GND管脚和所述副边功率开关管M2的源极接副边地；所述同步整流驱动控制方法包括：
所述同步整流驱动控制器Q1检测所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 86228DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率；
根据所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 509119DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率判断所述反激式变换器是否工作在连续导通模式；
若所述反激式变换器工作在连续导通模式，由所述同步整流驱动控制器Q1在下一周期将所述副边功率开关管M2的栅极电压调节阈值电压
Figure 958555DEST_PATH_IMAGE002
调整至连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 390673DEST_PATH_IMAGE003
，将所述副边功率开关管M2的关断阈值电压
Figure 847980DEST_PATH_IMAGE004
调整至连续导通模式下关断阈值电压
Figure 441773DEST_PATH_IMAGE005
；
当所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 112926DEST_PATH_IMAGE001
调整到所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 348735DEST_PATH_IMAGE003
时，所述同步整流驱动控制器Q1减小对所述副边功率开关管M2的栅极驱动电压；
当所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 923198DEST_PATH_IMAGE001
调整到所述连续导通模式下关断阈值电压
Figure 953471DEST_PATH_IMAGE005
时，所述副边功率开关管M2迅速关断，避免变压器原副边穿通。
可选地，所述根据所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 111920DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率判断所述反激式变换器是否工作在连续导通模式，具体包括：
判断所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 151420DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率是否大于上升斜率阈值，若是，确定所述反激式变换器工作在连续导通模式，若否，确定所述反激式变换器工作在断续导通模式。
可选地，所述副边功率开关管M2的栅极电压调节阈值电压
Figure 577460DEST_PATH_IMAGE002
大于所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 513055DEST_PATH_IMAGE003
。
可选地，所述副边功率开关管M2的关断阈值电压
Figure 893220DEST_PATH_IMAGE004
大于所述连续导通模式下关断阈值电压
Figure 205253DEST_PATH_IMAGE005
。
另一方面，本发明提供一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制系统，所述反激式变换器包括变压器、原边功率开关管M1、副边功率开关管M2、同步整流驱动控制器Q1以及输出电容C1；所述变压器原边的同名端连接所述原边功率开关管M1的漏极，所述原边功率开关管M1的源极接原边地；所述变压器副边的同名端接所述输出电容C1的正极，所述输出电容C1的负极接副边地；所述变压器副边的异名端分别接所述副边功率开关管M2的漏极和所述同步整流驱动控制器Q1的VD管脚；所述同步整流驱动控制器Q1的DRV管脚接所述副边功率开关管M2的栅极；所述同步整流驱动控制器Q1的GND管脚和所述副边功率开关管M2的源极接副边地；所述同步整流驱动控制系统搭载在所述同步整流驱动控制器Q1中，所述同步整流驱动控制系统包括：
斜率检测模块，用于检测所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 754308DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率；
模式判断模块，用于根据所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 126384DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率判断所述反激式变换器是否工作在连续导通模式；
阈值电压调整模块，用于若所述反激式变换器工作在连续导通模式，由所述同步整流驱动控制器Q1在下一周期将所述副边功率开关管M2的栅极电压调节阈值电压
Figure 259425DEST_PATH_IMAGE002
调整至连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 375149DEST_PATH_IMAGE003
，将所述副边功率开关管M2的关断阈值电压
Figure 769921DEST_PATH_IMAGE004
调整至连续导通模式下关断阈值电压
Figure 312898DEST_PATH_IMAGE005
；
栅极驱动电压调整模块，用于当所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 667656DEST_PATH_IMAGE001
调整到所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 587070DEST_PATH_IMAGE003
时，所述同步整流驱动控制器Q1减小对所述副边功率开关管M2的栅极驱动电压；
关断模块，用于当所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 845139DEST_PATH_IMAGE001
调整到所述连续导通模式下关断阈值电压
Figure 559017DEST_PATH_IMAGE005
时，所述副边功率开关管M2迅速关断，避免变压器原副边穿通。
可选地，所述模式判断模块具体包括：
模式判断单元，用于判断所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 666650DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率是否大于上升斜率阈值，若是，确定所述反激式变换器工作在连续导通模式，若否，确定所述反激式变换器工作在断续导通模式。
可选地，所述副边功率开关管M2的栅极电压调节阈值电压
Figure 124176DEST_PATH_IMAGE002
大于所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 968242DEST_PATH_IMAGE003
。
可选地，所述副边功率开关管M2的关断阈值电压
Figure 118601DEST_PATH_IMAGE004
大于所述连续导通模式下关断阈值电压
Figure 307005DEST_PATH_IMAGE005
。
根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
本发明提供了一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法及系统，由同步整流驱动控制器Q1检测副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 272950DEST_PATH_IMAGE001
在变压器原边导通时的上升斜率；根据副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 738566DEST_PATH_IMAGE001
在变压器原边导通时的上升斜率判断反激式变换器是否工作在连续导通模式；若反激式变换器工作在连续导通模式，由同步整流驱动控制器Q1在下一周期将副边功率开关管M2的栅极电压调节阈值电压
Figure 59826DEST_PATH_IMAGE002
调整至连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 876472DEST_PATH_IMAGE003
，将副边功率开关管M2的关断阈值电压
Figure 180196DEST_PATH_IMAGE004
调整至连续导通模式下关断阈值电压
Figure 765898DEST_PATH_IMAGE005
；当副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 258059DEST_PATH_IMAGE001
调整到连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 296422DEST_PATH_IMAGE003
时，同步整流驱动控制器Q1减小对副边功率开关管M2的栅极驱动电压；当所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 400907DEST_PATH_IMAGE001
调整到连续导通模式下关断阈值电压
Figure 106694DEST_PATH_IMAGE005
时，副边功率开关管M2迅速关断，从而能够有效避免反激式变换器工作在CCM模式时出现的原副边穿通现象。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的反激式变换器的部分结构示意图；
图2为本发明实施例提供的CCM模式控制框图；
图3为本发明实施例提供的阈值电压调整控制框图；
图4为本发明实施例提供的反激式变换器工作在DCM模式下副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 504178DEST_PATH_IMAGE001
波形图；
图5为本发明实施例提供的反激式变换器工作在CCM模式下副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 653006DEST_PATH_IMAGE001
波形图；
图6为本发明提供的一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法在一个具体实施例中的连续导通模式下的信号时序图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
针对反激式变换器工作在CCM模式时出现的原副边穿通现象，本发明提出一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法及系统，能够有效防止原副边穿通。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
一方面，本发明提供一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法，适用于快速充电、移动电源、适配器、无线充电器等电源管理领域。图1为本发明实施例提供的反激式变换器的部分结构示意图。参见图1，所述反激式变换器结构包括但不限于：变压器、原边功率开关管M1、副边功率开关管M2、同步整流驱动控制器Q1以及输出电容C1。其中，所述变压器原边的同名端连接所述原边功率开关管M1的漏极，所述原边功率开关管M1的源极接原边地；所述变压器副边的同名端接所述输出电容C1的正极，所述输出电容C1的负极接副边地；所述变压器副边的异名端分别接所述副边功率开关管M2的漏极和所述同步整流驱动控制器Q1的VD管脚；所述同步整流驱动控制器Q1的DRV管脚接所述副边功率开关管M2的栅极；所述同步整流驱动控制器Q1的GND管脚和所述副边功率开关管M2的源极接副边地。Vout为反激式变换器的输出电压，GND表示接地。
在反激式变换器原边功率开关管M1关断后，变压器副边线圈电压极性反转，副边功率开关管M2漏极电压下降，在副边功率开关管M2导通之前，通过体二极管续流，同步整流驱动控制器Q1的VD管脚相对于GND管脚为负电压。当VD管脚电压（即副边功率开关管M2的漏源极电压）
Figure 122033DEST_PATH_IMAGE001
调整到导通阈值电压
Figure 183793DEST_PATH_IMAGE006
时，DRV管脚输出高电平，外部整流管导通；副边的退磁电流在副边功率开关管M2导通后不断减小，副边功率开关管M2漏-源极的电压差
Figure 752177DEST_PATH_IMAGE001
逐渐变小，由负压逐渐靠近0V，当漏源极电压
Figure 296291DEST_PATH_IMAGE001
调整到关断阈值电压
Figure 241113DEST_PATH_IMAGE004
时，DRV管脚输出低电平，副边功率开关管M2被关断。为了将导通损耗降至最低，一般会将功率开关管MOSFET驱动到过驱动电压，但不会在同步整流管导通时间内始终将DRV管脚输出电压保持为过驱动电压，当副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 906448DEST_PATH_IMAGE001
调整到栅极电压调节阈值电压
Figure 176892DEST_PATH_IMAGE002
时，同步整流驱动控制器Q1减小对副边功率开关管M2的栅极驱动电压，在漏源极电压
Figure 677144DEST_PATH_IMAGE001
调整到关断阈值电压
Figure 160078DEST_PATH_IMAGE004
后，副边功率开关管M2能够被迅速关断。
当反激式变换器工作于DCM模式（Discontinuous Conduction Mode，断续导通模式）时，反激式变换器不会出现原副边穿通现象。当反激式变换器工作在CCM模式（Continuous Conduction Mode，连续导通模式）时，副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 462008DEST_PATH_IMAGE001
可能在变压器原边导通时仍维持为较高的负电压水平，进而无法使同步整流驱动控制器Q1提前减小对副边功率开关管M2的栅极驱动电压，在达到关断条件后，同步整流驱动控制器Q1输出电压从过驱动电压下降到开关管导通电压
Figure 372196DEST_PATH_IMAGE007
时间较长，在变压器原边导通后，DRV管脚输出电压仍远高于开关管导通电压
Figure 625322DEST_PATH_IMAGE007
，导致变压器副边在原边导通时还未关断，出现原副边穿通现象。
具体地，当反激式变换器工作在CCM模式时，副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 911947DEST_PATH_IMAGE001
在变压器原边导通前无法调整到关断阈值电压
Figure 799875DEST_PATH_IMAGE004
；在变压器原边导通后，副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 146543DEST_PATH_IMAGE001
会在短时间内上升到
Figure 762332DEST_PATH_IMAGE008
电压平台，其中
Figure 587069DEST_PATH_IMAGE009
和
Figure 96548DEST_PATH_IMAGE010
分别为反激式变换器的输出电压和输入电压，
Figure 115581DEST_PATH_IMAGE011
为变压器原副边的匝比。CCM模式下副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 77721DEST_PATH_IMAGE001
上升斜率要远大于DCM模式下的电压上升斜率。同步整流驱动控制器Q1可通过检测副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 706149DEST_PATH_IMAGE001
在变压器原边导通时的上升斜率判断反激式变换器是否工作在CCM模式。
图2为本发明实施例提供的CCM模式控制框图，其中One-shot表示窗口电平。结合图2、图4、图5以及图6进行分析，当漏源极电压
Figure 804555DEST_PATH_IMAGE001
达到栅极电压调节阈值电压
Figure 262999DEST_PATH_IMAGE002
时，会生成窗口信号turn-off-trig（脉宽可调），当漏源极电压
Figure 712435DEST_PATH_IMAGE001
达到关断屏蔽阈值电压
Figure 144553DEST_PATH_IMAGE012
时会生成关断屏蔽结束信号OFF_blk_end；当反激式变换器工作于DCM模式时，
Figure 363045DEST_PATH_IMAGE001
电压波形会因初级电感以及MOSFET寄生电容产生振荡，因此漏源极电压
Figure 723881DEST_PATH_IMAGE001
在窗口信号turn-off-trig高电平期间不能向上穿越关断屏蔽阈值电压
Figure 535979DEST_PATH_IMAGE012
；当反激式变换器工作于CCM模式时，在变压器原边导通后，副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 771789DEST_PATH_IMAGE001
会在短时间内上升到
Figure 110366DEST_PATH_IMAGE008
电压平台，因此能够在窗口信号turn-off-trig高电平期间向上穿越关断屏蔽阈值电压
Figure 435912DEST_PATH_IMAGE012
。当窗口信号turn-off-trig高电平期间漏源极电压
Figure 594361DEST_PATH_IMAGE001
向上穿越关断屏蔽阈值电压
Figure 102702DEST_PATH_IMAGE012
，则此时反激式变换器工作于CCM模式，当窗口信号turn-off-trig高电平期间漏源极电压
Figure 295786DEST_PATH_IMAGE001
未向上穿越关断屏蔽阈值电压
Figure 264005DEST_PATH_IMAGE012
，则此时反激式变换器工作于DCM模式。
在DRV引脚的过压驱动电压平台期间，变压器副边的漏源极电压
Figure 909750DEST_PATH_IMAGE001
为其导通阻抗与退磁电流的乘积。当反激式变换器工作于DCM模式时，退磁电流能够减小至0，因此DCM模式下的漏源极电压
Figure 221782DEST_PATH_IMAGE001
一定能够向上穿越栅极电压调节阈值电压
Figure 269373DEST_PATH_IMAGE002
。当反激式变换器工作于CCM模式时，退磁电流不会减小至0，因此漏源极电压
Figure 134124DEST_PATH_IMAGE001
可能在变压器原边导通时仍维持为较高的负电压水平，进而无法使同步整流驱动控制器Q1提前减小对副边功率开关管M2的栅极驱动电压。因此，当检测到反激式变换器工作于CCM模式时，有必要将
Figure 532744DEST_PATH_IMAGE002
电压进行适当的调整，即调整为图3中的CCM模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 648468DEST_PATH_IMAGE003
。当反激式变换器工作于DCM模式时，副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 550565DEST_PATH_IMAGE001
在变压器原边导通前可以调整到关断阈值电压
Figure 860586DEST_PATH_IMAGE004
（0V）；而当反激式变换器工作于CCM模式时，副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 215344DEST_PATH_IMAGE001
在变压器原边导通前无法调整到关断阈值电压
Figure 134758DEST_PATH_IMAGE004
，因此当检测到反激式变换器工作于CCM模式时需要对关断阈值电压
Figure 891361DEST_PATH_IMAGE004
进行调整，即调整为图3中的CCM模式下关断阈值电压
Figure 746185DEST_PATH_IMAGE005
。当漏源极电压
Figure 352353DEST_PATH_IMAGE001
调整到
Figure 809880DEST_PATH_IMAGE005
阈值电压时对副边功率开关管M2进行提前关断，进一步避免反激式变换器出现原副边穿通。
如图3所示为本发明实施例提供的阈值电压调整控制框图，当检测到反激式变换器工作在CCM模式时，同步整流驱动控制器Q1会在下一周期将栅极电压调节阈值电压
Figure 686569DEST_PATH_IMAGE002
调整至CCM模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 836927DEST_PATH_IMAGE003
（
Figure 667742DEST_PATH_IMAGE002
>
Figure 663380DEST_PATH_IMAGE003
），将关断阈值电压
Figure 394576DEST_PATH_IMAGE004
调整至CCM模式下关断阈值电压
Figure 715836DEST_PATH_IMAGE005
（
Figure 771297DEST_PATH_IMAGE004
>
Figure 101784DEST_PATH_IMAGE005
）。当副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 687487DEST_PATH_IMAGE001
调整到
Figure 179648DEST_PATH_IMAGE003
时，同步整流驱动控制器Q1减小对副边功率开关管M2的栅极驱动电压；当漏源极电压
Figure 985055DEST_PATH_IMAGE001
调整到
Figure 729020DEST_PATH_IMAGE005
时，副边功率开关管M2迅速关断，从而避免变压器原副边穿通。
参见图3和以上原理概述，本发明提供的一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法包括：
所述同步整流驱动控制器Q1检测所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 169229DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率；
根据所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 832291DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率判断所述反激式变换器是否工作在连续导通模式；
若所述反激式变换器工作在连续导通模式，由所述同步整流驱动控制器Q1在下一周期将所述副边功率开关管M2的栅极电压调节阈值电压
Figure 357951DEST_PATH_IMAGE002
调整至连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 263196DEST_PATH_IMAGE003
，将所述副边功率开关管M2的关断阈值电压
Figure 89070DEST_PATH_IMAGE004
调整至连续导通模式下关断阈值电压
Figure 657454DEST_PATH_IMAGE005
；其中，所述副边功率开关管M2的栅极电压调节阈值电压
Figure 935989DEST_PATH_IMAGE002
大于所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 647855DEST_PATH_IMAGE003
；所述副边功率开关管M2的关断阈值电压
Figure 62656DEST_PATH_IMAGE004
大于所述连续导通模式下关断阈值电压
Figure 801942DEST_PATH_IMAGE005
；
当所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 567773DEST_PATH_IMAGE001
调整到所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 832399DEST_PATH_IMAGE003
时，所述同步整流驱动控制器Q1减小对所述副边功率开关管M2的栅极驱动电压；
当所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 101706DEST_PATH_IMAGE001
调整到所述连续导通模式下关断阈值电压
Figure 418418DEST_PATH_IMAGE005
时，所述副边功率开关管M2迅速关断，避免变压器原副边穿通。
其中，所述根据所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 405966DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率判断所述反激式变换器是否工作在连续导通模式，具体包括：
判断所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 958170DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率是否大于上升斜率阈值，若是，确定所述反激式变换器工作在连续导通模式，若否，确定所述反激式变换器工作在断续导通模式。
另一方面，本发明还提供一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制系统，所述同步整流驱动控制系统搭载在所述同步整流驱动控制器Q1中，所述同步整流驱动控制系统包括：
斜率检测模块，用于检测所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 583449DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率；
模式判断模块，用于根据所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 195696DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率判断所述反激式变换器是否工作在连续导通模式；
阈值电压调整模块，用于若所述反激式变换器工作在连续导通模式，由所述同步整流驱动控制器Q1在下一周期将所述副边功率开关管M2的栅极电压调节阈值电压
Figure 404960DEST_PATH_IMAGE002
调整至连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 760855DEST_PATH_IMAGE003
，将所述副边功率开关管M2的关断阈值电压
Figure 503290DEST_PATH_IMAGE004
调整至连续导通模式下关断阈值电压
Figure 20859DEST_PATH_IMAGE005
；
栅极驱动电压调整模块，用于当所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 982998DEST_PATH_IMAGE001
调整到所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 877005DEST_PATH_IMAGE003
时，所述同步整流驱动控制器Q1减小对所述副边功率开关管M2的栅极驱动电压；
关断模块，用于当所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 476876DEST_PATH_IMAGE001
调整到所述连续导通模式下关断阈值电压
Figure 306292DEST_PATH_IMAGE005
时，所述副边功率开关管M2迅速关断，避免变压器原副边穿通。
其中，所述模式判断模块具体包括：
模式判断单元，用于判断所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 490148DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率是否大于上升斜率阈值，若是，确定所述反激式变换器工作在连续导通模式，若否，确定所述反激式变换器工作在断续导通模式。
其中，所述副边功率开关管M2的栅极电压调节阈值电压
Figure 922267DEST_PATH_IMAGE002
大于所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 406338DEST_PATH_IMAGE003
；所述副边功率开关管M2的关断阈值电压
Figure 770104DEST_PATH_IMAGE004
大于所述连续导通模式下关断阈值电压
Figure 441257DEST_PATH_IMAGE005
。
当反激式变换器工作在DCM模式时，副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 677066DEST_PATH_IMAGE001
在变压器原边导通前可以回到关断阈值电压
Figure 750064DEST_PATH_IMAGE004
（0V）。当反激式变换器工作在CCM模式时，副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 281802DEST_PATH_IMAGE001
在变压器原边导通前无法回到关断阈值电压
Figure 440251DEST_PATH_IMAGE004
；在变压器原边导通后，副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 214172DEST_PATH_IMAGE001
会在短时间内上升到
Figure 672835DEST_PATH_IMAGE008
电压平台，因此CCM模式下的副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 372544DEST_PATH_IMAGE001
上升斜率要远大于DCM模式下的电压上升斜率。同步整流驱动控制器Q1通过检测副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 752710DEST_PATH_IMAGE001
上升斜率判断反激式变换器是否工作在CCM模式，检测上升斜率的电压范围设置为
Figure 471267DEST_PATH_IMAGE004
~
Figure 518858DEST_PATH_IMAGE012
。
图4和图5所示分别为反激式变换器工作在DCM模式和CCM模式下副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 890933DEST_PATH_IMAGE001
波形图。参见图4，当反激式变换器工作在DCM模式时，
Figure 259860DEST_PATH_IMAGE001
电压波形会因初级电感以及MOSFET寄生电容产生振荡，导致
Figure 375583DEST_PATH_IMAGE001
电压值从关断阈值电压
Figure 543260DEST_PATH_IMAGE004
调整到关断屏蔽阈值电压
Figure 86236DEST_PATH_IMAGE012
所用时间较长。参见图5，当变换器工作在CCM模式时，
Figure 199249DEST_PATH_IMAGE001
电压值从关断阈值电压
Figure 118664DEST_PATH_IMAGE004
调整到关断屏蔽阈值电压
Figure 140846DEST_PATH_IMAGE012
所用时间很短。通过图4和图5对比能够清楚看出CCM模式下副边功率开关管M2的
Figure 854725DEST_PATH_IMAGE001
电压上升斜率要远大于DCM模式下的电压上升斜率。
图6为本发明提供的一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法在一个具体实施例中的连续导通模式下的信号时序图。参见图6，当漏源极电压
Figure 463823DEST_PATH_IMAGE001
达到栅极电压调节阈值电压
Figure 173546DEST_PATH_IMAGE002
时，会生成窗口信号turn-off-trig（脉宽可调），当漏源极电压
Figure 191181DEST_PATH_IMAGE001
达到关断屏蔽阈值电压
Figure 75960DEST_PATH_IMAGE012
时会生成关断屏蔽结束信号OFF_blk_end；因为当反激式变换器工作于DCM模式时，
Figure 405310DEST_PATH_IMAGE001
电压波形会因初级电感以及MOSFET寄生电容产生振荡，因此漏源极电压
Figure 433571DEST_PATH_IMAGE001
在窗口信号turn-off-trig高电平期间不能向上穿越关断屏蔽阈值电压
Figure 820559DEST_PATH_IMAGE012
；当反激式变换器工作于CCM模式时，在变压器原边导通后，副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 374775DEST_PATH_IMAGE001
会在短时间内上升到
Figure 191421DEST_PATH_IMAGE008
电压平台，因此能够在窗口信号turn-off-trig高电平期间向上穿越关断屏蔽阈值电压
Figure 397275DEST_PATH_IMAGE012
。当窗口信号turn-off-trig高电平期间漏源极电压
Figure 982977DEST_PATH_IMAGE001
向上穿越关断屏蔽阈值电压
Figure 209559DEST_PATH_IMAGE012
，则此时反激式变换器工作于CCM模式，当窗口信号turn-off-trig高电平期间漏源极电压
Figure 14966DEST_PATH_IMAGE001
未向上穿越关断屏蔽阈值电压
Figure 883565DEST_PATH_IMAGE012
，则此时反激式变换器工作于DCM模式。
在同步整流驱动控制器Q1检测到反激式变换器工作在DCM模式时，当副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 323774DEST_PATH_IMAGE001
调整到栅极电压调节阈值电压
Figure 252415DEST_PATH_IMAGE002
时，同步整流驱动控制器Q1会减小对副边功率开关管M2的栅极驱动电压。当漏源极电压
Figure 106688DEST_PATH_IMAGE001
调整到关断阈值电压
Figure 513398DEST_PATH_IMAGE004
后，副边功率开关管M2能够被迅速关断。
当检测到反激式变换器工作在CCM模式时，同步整流驱动控制器Q1在下一周期将
Figure 73693DEST_PATH_IMAGE002
阈值电压调整至
Figure 907657DEST_PATH_IMAGE003
（
Figure 422077DEST_PATH_IMAGE002
>
Figure 507844DEST_PATH_IMAGE003
），将
Figure 922645DEST_PATH_IMAGE004
阈值电压调整至
Figure 927510DEST_PATH_IMAGE005
（
Figure 693341DEST_PATH_IMAGE004
>
Figure 940389DEST_PATH_IMAGE005
）。当副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 209697DEST_PATH_IMAGE001
调整到
Figure 651042DEST_PATH_IMAGE003
时，同步整流驱动控制器Q1减小对副边功率开关管M2的栅极驱动电压；当
Figure 638590DEST_PATH_IMAGE001
电压调整到
Figure 426680DEST_PATH_IMAGE005
阈值电压时，副边功率开关管M2迅速关断，从而有效避免变压器原副边穿通，进而避免了原副边穿通导致的开关器件承受电气应力急剧增大、严重时甚至造成电路元器件永久损坏的问题。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的控制方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (8)

1.一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法，所述反激式变换器包括变压器、原边功率开关管M1、副边功率开关管M2、同步整流驱动控制器Q1以及输出电容C1；所述变压器原边的同名端连接所述原边功率开关管M1的漏极，所述原边功率开关管M1的源极接原边地；所述变压器副边的同名端接所述输出电容C1的正极，所述输出电容C1的负极接副边地；所述变压器副边的异名端分别接所述副边功率开关管M2的漏极和所述同步整流驱动控制器Q1的VD管脚；所述同步整流驱动控制器Q1的DRV管脚接所述副边功率开关管M2的栅极；所述同步整流驱动控制器Q1的GND管脚和所述副边功率开关管M2的源极接副边地；其特征在于，所述同步整流驱动控制方法包括：
所述同步整流驱动控制器Q1检测所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 29701DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率；
根据所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 580768DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率判断所述反激式变换器是否工作在连续导通模式；
若所述反激式变换器工作在连续导通模式，由所述同步整流驱动控制器Q1在下一周期将所述副边功率开关管M2的栅极电压调节阈值电压
Figure 380097DEST_PATH_IMAGE002
调整至连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 458475DEST_PATH_IMAGE003
，将所述副边功率开关管M2的关断阈值电压
Figure 950636DEST_PATH_IMAGE004
调整至连续导通模式下关断阈值电压
Figure 254579DEST_PATH_IMAGE005
；
当所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 592019DEST_PATH_IMAGE001
调整到所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 64851DEST_PATH_IMAGE003
时，所述同步整流驱动控制器Q1减小对所述副边功率开关管M2的栅极驱动电压；
当所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 462334DEST_PATH_IMAGE001
调整到所述连续导通模式下关断阈值电压
Figure 253573DEST_PATH_IMAGE005
时，所述副边功率开关管M2迅速关断，避免变压器原副边穿通。
2.根据权利要求1所述的同步整流驱动控制方法，其特征在于，所述根据所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 394704DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率判断所述反激式变换器是否工作在连续导通模式，具体包括：
判断所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 453534DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率是否大于上升斜率阈值，若是，确定所述反激式变换器工作在连续导通模式，若否，确定所述反激式变换器工作在断续导通模式。
3.根据权利要求1所述的同步整流驱动控制方法，其特征在于，所述副边功率开关管M2的栅极电压调节阈值电压
Figure 553077DEST_PATH_IMAGE002
大于所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 566032DEST_PATH_IMAGE003
。
4.根据权利要求1所述的同步整流驱动控制方法，其特征在于，所述副边功率开关管M2的关断阈值电压
Figure 510854DEST_PATH_IMAGE004
大于所述连续导通模式下关断阈值电压
Figure 427120DEST_PATH_IMAGE005
。
5.一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制系统，所述反激式变换器包括变压器、原边功率开关管M1、副边功率开关管M2、同步整流驱动控制器Q1以及输出电容C1；所述变压器原边的同名端连接所述原边功率开关管M1的漏极，所述原边功率开关管M1的源极接原边地；所述变压器副边的同名端接所述输出电容C1的正极，所述输出电容C1的负极接副边地；所述变压器副边的异名端分别接所述副边功率开关管M2的漏极和所述同步整流驱动控制器Q1的VD管脚；所述同步整流驱动控制器Q1的DRV管脚接所述副边功率开关管M2的栅极；所述同步整流驱动控制器Q1的GND管脚和所述副边功率开关管M2的源极接副边地；其特征在于，所述同步整流驱动控制系统搭载在所述同步整流驱动控制器Q1中，所述同步整流驱动控制系统包括：
斜率检测模块，用于检测所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 697564DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率；
模式判断模块，用于根据所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 197816DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率判断所述反激式变换器是否工作在连续导通模式；
阈值电压调整模块，用于若所述反激式变换器工作在连续导通模式，由所述同步整流驱动控制器Q1在下一周期将所述副边功率开关管M2的栅极电压调节阈值电压
Figure 680750DEST_PATH_IMAGE002
调整至连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 356582DEST_PATH_IMAGE003
，将所述副边功率开关管M2的关断阈值电压
Figure 895797DEST_PATH_IMAGE004
调整至连续导通模式下关断阈值电压
Figure 24290DEST_PATH_IMAGE005
；
栅极驱动电压调整模块，用于当所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 310915DEST_PATH_IMAGE001
调整到所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 434729DEST_PATH_IMAGE003
时，所述同步整流驱动控制器Q1减小对所述副边功率开关管M2的栅极驱动电压；
关断模块，用于当所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 548441DEST_PATH_IMAGE001
调整到所述连续导通模式下关断阈值电压
Figure 23284DEST_PATH_IMAGE005
时，所述副边功率开关管M2迅速关断，避免变压器原副边穿通。
6.根据权利要求5所述的同步整流驱动控制系统，其特征在于，所述模式判断模块具体包括：
模式判断单元，用于判断所述副边功率开关管M2的漏源极电压
Figure 113600DEST_PATH_IMAGE001
在所述变压器原边导通时的上升斜率是否大于上升斜率阈值，若是，确定所述反激式变换器工作在连续导通模式，若否，确定所述反激式变换器工作在断续导通模式。
7.根据权利要求5所述的同步整流驱动控制系统，其特征在于，所述副边功率开关管M2的栅极电压调节阈值电压
Figure 623079DEST_PATH_IMAGE002
大于所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压
Figure 373604DEST_PATH_IMAGE003
。
8.根据权利要求5所述的同步整流驱动控制系统，其特征在于，所述副边功率开关管M2的关断阈值电压
Figure 335743DEST_PATH_IMAGE004
大于所述连续导通模式下关断阈值电压
Figure 229750DEST_PATH_IMAGE005
。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115528889A (zh) * 2022-11-23 2022-12-27 成都智融微电子有限公司 一种输出短路检测控制系统及方法
CN116111806A (zh) * 2023-04-12 2023-05-12 珠海智融科技股份有限公司 基于反激拓扑结构次级侧参数的输出电流确定方法及系统

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090027024A1 (en) * 2007-07-23 2009-01-29 Intersil Americas Inc. Load current compensation in synchronous power converters
US20130235620A1 (en) * 2012-03-12 2013-09-12 Linear Technology Corporation Isolated Flyback Converter with Sleep Mode for Light Load Operation
US20190229634A1 (en) * 2018-01-23 2019-07-25 Semiconductor Components Industries, Llc Adaptive control of synchronous rectifier switching device
US20200091826A1 (en) * 2018-09-18 2020-03-19 Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd Flyback converter, control circuit and control method thereof
CN113472213A (zh) * 2021-07-30 2021-10-01 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器
CN113726165A (zh) * 2021-05-07 2021-11-30 杰华特微电子股份有限公司 反激变换器及反激变换器的控制方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090027024A1 (en) * 2007-07-23 2009-01-29 Intersil Americas Inc. Load current compensation in synchronous power converters
US20130235620A1 (en) * 2012-03-12 2013-09-12 Linear Technology Corporation Isolated Flyback Converter with Sleep Mode for Light Load Operation
US20190229634A1 (en) * 2018-01-23 2019-07-25 Semiconductor Components Industries, Llc Adaptive control of synchronous rectifier switching device
US20200091826A1 (en) * 2018-09-18 2020-03-19 Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd Flyback converter, control circuit and control method thereof
CN113726165A (zh) * 2021-05-07 2021-11-30 杰华特微电子股份有限公司 反激变换器及反激变换器的控制方法
CN113472213A (zh) * 2021-07-30 2021-10-01 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
WEIMING LIN 等: "A high efficiency gate-driving scheme of synchronous rectifiers in wide-input-voltage-range CCM flyback converter", 《2006 37TH IEEE POWER ELECTRONICS SPECIALISTS CONFERENCE》 *
程铭 等: "一种高效率绕组自驱同步整流反激DC/DC变换器研究", 《电器与能效管理技术》 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115528889A (zh) * 2022-11-23 2022-12-27 成都智融微电子有限公司 一种输出短路检测控制系统及方法
CN115528889B (zh) * 2022-11-23 2023-03-10 成都智融微电子有限公司 一种输出短路检测控制系统及方法
CN116111806A (zh) * 2023-04-12 2023-05-12 珠海智融科技股份有限公司 基于反激拓扑结构次级侧参数的输出电流确定方法及系统

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