CN1156279A - 对称地减少m位数字信号的n个最低有效位的装置 - Google Patents

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Abstract

一个M位数字信号和它的MSB以及整数K相加产生的和信号被舍去N个最低有效位后产生一个被对称地舍去二进制数位的数字输出信号。按照给定输入信号的不同，MSB可以以真值或补码形式加到加法器上以便用于选择宽或窄舍位模式从而使关于对称点分布的输出零值的数目不同。有益的是：在数字视频、音频或类似应用中的最低有效位(LSB)的减少并没有引起不期望的DC飘移。

Description

对称地减少M位数字信号的 N个最低有效位的装置
本发明涉及二进制数字信号的位数减少，尤其是对称地减少数字信号的若干最低有效位的装置。
目前应用中通常使用的装置需要在调制信号中不趋向引入DC分量而降低数字信号的最低有效位位数，该信号处理过程涉及这里将要提到的数字信号的“对称截位”或“对称舍位”或“对称位减少”。
在数字信号的处理过程中，一个信号会经过各种运算，如加法、减法及其它代数运算。这些运算的结果会产生比原始数据位更多的位数。例如：两个8位二进制数相加，由于可能有“进位”产生，所以其和可能是九位二进制数。同样在减法运算中，由于有“借位”产生，则两数之差也会比原始数据位数多。问题是随着更多的运算过程被执行，电路元器件必须处理越来越多的位数，这样会导致处理过程的成本提高、复杂度增高以及传送借位或进位所带来的潜在的定时问题。为了将电路约定在可以管理的规模内，经常采用舍弃LSB的方法，如：将二进制数字截位。
传统的二进制数字信号“截位”是指舍弃若干二进制数字信号的最低有效位(LNB)。然而，这种简单的截位会导致在被截位的正数和被截位的负数之间造成不对称。正数的截位会使得数字趋于零而负数的截位会使得数字更趋于负。
例如：将峰值为正数13或负数13的十进制数字转换为二进制数字并且对其二进制数字舍位，通过简单的舍弃两个LSB，对应于正数和负数得到相应的结果是+3和-4。现在假定原始信号(正数13和负数13)表示的是对应于正弦曲线的数字信号的峰值，中心值是0电压。可以明显地看到这种通过舍弃一个信号的LSB的简单舍位方法会使被舍位的信号产生“偏移”或直流(DC)成分或飘移。在某些应用中，这种DC飘移对于平均幅值或峰值信号电平是不重要的。然而，在其它系统中，这种不对称的舍位会导致我们不期望的结果，所以必须避免。
对于前述采用传统舍位方法带来的问题，一种解决方案在美国专利号4,589,084中被描述，其名称为“关于使用间隔正交信号实现对称地将以二进制补码形式表示的二进制信号进行舍位的装置”(APPARATUS FORSYMMETRICALLY TRUNCATING TWO′S  COMPLEMENT  BINARYSIGNALS AS FOR USE WITH INTERLEAVED QUADRATURE SICNALS)，该专利申请日期是1986年5月13日。在该专利所述装置中，二进制补码以对称方式被舍位，所以这种对称地舍位正数和负数在对称地被舍位后的值都趋于零。关于二进制补码的标志位，装置通过简单地舍弃N个LSB来舍去正值。当标志位表示该数是负数时，N个LSB要与加到负数二进制数的剩下(M-N)位的LSB上的结果相或。
本发明可以直接满足用简单方法对称地减少数字信号的最低有效位。
按照本发明所述，用于减少M位输入信号中N位最低有效位的装置包括：一个全加器，用于将M位输入信号、其中的MSB和整数K相加产生一个和信号；一个截位器，用于将和信号截去N位从而使输出信号对称地舍位，输出的信号减少N个LSB。
本发明前述的和进一步的特征将参照附图予以说明，其中相同的部件采用相同的参考号。
图1是按照本发明所述的对称的舍位的装置的框图，本发明选用的实施例是将数字混合视频信号分解为亮度和色度分量；
图2是采用简单截位使二进制数字位减少的传统方法的框图，这种传统方法会使被截位后的信号中产生不期望的DC偏移；
图3是按照本发明的一个特征，将图1中对称舍位的装置改进后的框图，改进装置改变了对称区域的宽度；
图4A-4D是滤波器的示意图，该图显示的是图1中所示的混合视频信号的分离操作；
图5是按照本发明的进一步描述，采用带有符号值算术运算的对称减少二进制位数的方法将数字混合视频信号分解为亮度和色度分量的具体实例的框图；
图6为在音频信号处理过程中具有限位器的宽对称舍位方式的框图。
表1是象素空间表，该表表示对如图1所示装置假定有五个输入混合视频信号的情况；
表2是一张由表1演化来的表，表示的是按照表1假定的有五个输入信号的情况下，梳形滤波器的输出信号包括垂直分量和色度分量的值；
表3是由表2演化的表，表示的是如图1所示的装置中，从垂直分量中分离的色度分量的信号在进行二进制数位减少之前的值；
表4是由表3演化而来的一张象素表，表示通过如图2所示的直接截位操作后产生的分离的色度信号值；
表5是由表4演化而来的亮度信号表，表示按照图4设定的五个输入信号在假定经过图2所示的直接截位操作后亮度的信号值；
表6是由表3演化而来的一张象素表，表示如图1所示的发明实施例中经过二进制位数减少后产生的分离的色度信号值；
表7是由表6演化而来的亮度信号表，表示按照图4设定的五个输入信号，在采用图1例中对称的减少二进制位数的方式获得的亮度信号值；
表8是一张传输函数表格，表示如图1所示的例子中，在舍去2位二进制数位的情况下关于一个对称点分布五个零点的“宽”对称舍位方式；
表9是一张传输函数表格，表示如图1所示的例子中，舍去2位二进制数位的情况下关于一个对称点(POS)有三个零点的“窄”对称舍位方式；
图1所示为一个应用实例，即对称的“舍位”或“减少二进制数位”单元100A，该单元100A通过将混合视频输入信号分解为亮度和色度分量的应用具体体现了本发明。
图1中的混合视频信号分离器10包括一个模/数转换器14，该模/数转换器14有一个输入端12用于接收要被分解成亮度和色度分量的模拟混合视频输入信号，该模/数转换器14还有一个输出端用于产生数字混合视频(CV)输出信号；需要说明的是，该输出信号具有8比特分辨率。为了说明起见，假定混合视频信号符合NTSC标准，A/D转换器的采样速率是色彩副载波频率的四倍。在这些条件下，每个完整的色彩周期有四个样本间隔，每两个样本间隔时间等于半个色彩周期，所以每一行总共有910个采样点。图1中做图习惯是在线上用一个45°的斜杠作标记并且在斜杠旁有一个数字，斜杠表示这条线是总线而数字表示总线导线(数字也表示每次采样二进制位数)。
转换成数字形式以后，混合视频信号CV被加到一对线性数字滤波器20和30从而从混合视频信号CV中分离出色度分量C。滤波器20是单线(1-H)梳形滤波器，其中混合视频信号直接加到减法器24的被减数输入端26(+)，同时混合视频信号通过单线(1-H)延迟(如，910个采样间隔或时钟周期)18加到减法器24的减数输入端22(-)。通过从未延迟的混合视频信号中减去延迟后的混合视频信号，减法器产生如图4A(未按规格)所示具有周期性带通响应的梳形滤波器响应曲线。
图4A所示梳形滤波器响应曲线，峰值出现在半个水平行频(line rate)的奇数倍处(如Fh/2，3Fh/2，5Fh/2等)而零点出现在行频的整数倍(如Fh，2Fh，3Fh等)。该响应使得从混合视频信号CV中复原二个信号。在色彩副载波频率的中心频率点上，梳形滤波器的输出信号主要包括基本上从亮度分量中分开的色度分量(C1)。在低于色度信号频带的低带边缘的频率处，梳形滤波器的输出是常被称作亮度信号的垂直分量(VD)。这个信号传递的信息是关于行与行之间的亮度结构而完全不包含色度信息。
为了单独恢复色度分量，来自梳形滤波器20的垂直信号分量(VD)必须被移开。这些可以通过三级带通有限脉冲响应(FIR)滤波器30来实现，梳形色度信号和垂直分量信号(C1+VD)被加到滤波器30的输入端32。滤波器30包括第一个加法器44，其第一输入端34直接连接输入端32而其第二输入端36通过串联的两个延时元件40和38连接输入端32，每个延时元件会产生两个采样间隔的延时。在图中延时习惯上用“Z”变换标志表示，“Z”标志的负指数表示采样间隔延迟数目。延迟后的信号在延迟器件38和40的公共端经乘法器50乘2倍(如一位位移)后被加到减法器46的减数(-)输入端，减法器46从加法器44的输出端42输出的信号中减去延时并乘以2倍以后的信号。
FIR滤波器30的最后一级滤波是由加法器50构成的滤波器实现的。加法器50的第一输入端52直接与减法器46的输出端相连，其第二输入端54经一个4倍采样延迟元件56与减法器46的输出端相接。第一组两个延迟元件38和40与加法器44构成第一级带通滤波器。乘法器50和减法器46相结合与第一级带通滤波器一起构成第二级带通滤波器。第三级带通滤波器是由加法器50和延时元件56构成的，如前所述，所有这三级滤波器的极点都以色度载波频率为中心。我们发现这些滤波器足以能够将梳形滤波器20产生的垂直分量信号移开，所以在加法器50输出端产生的色度输出信号C58中没有有效的亮度垂直分量信号。
图4A-4D是整个混合视频信号分离过程示意图。图4A是先前讨论的滤波器20的周期性梳形滤波器响应曲线。图4B所示是滤波器30带通特性，该带通滤波器将垂直分量从滤波器20的输出信号中滤去，只剩下色度分量如图4C所示。如下文将要解释的，最终这个与混合视频信号CV进行差组合的分量实质上是消除色度分量后只剩下的亮度分量如图4D所示。
在将混合视频信号CV滤波从而得到色度分量的过程中，信号要经历四次(4)代数运算。例如，在梳形滤波器20中混合视频信号及其延迟后的信号在减法器中相减，这种减法运算会使运算结果的二进制位数“扩展”或增加一位，因为减法器24有可能产生借位。所以在减法器24输出端的梳形色度信号是9比特。在减法器24的输出总线上有一斜线，在斜线旁有数字9用来表示该信号是9位。其它信号总线也采用同样方法表示总线“宽度”。有些信号还包括有关的二进制位数目的说明。
在FIR滤波器30中，色度信号要经过加法器44和50以及减法器46总共三种代数运算。每种代数运算会使色度信号增加1位，因为每个运算可能都会产生一个进位(对于加法器)或一个借位(对于减法器)。所以，加到梳形滤波器20输入端的8位混合视频信号在经过第一次减法后扩展为9位。这个9位信号在经过第一个加法器44后变为10位。加法器44的输出信号由于在减法器46中进行第二次减法运算所以10位信号变为11位。最后经过完全滤波的色度信号在经过加法器50最后一次加法运算后扩展为12位。色度信号从8位扩展到12位相当于将该色度信号乘以16倍。在本发明所述的优选实施例中，经过位扩展的12位色度信号通过z-bit舍位器60减少到10位，然后经过10位的D/A转换器62在输出端64作为模拟信号输出。
亮度信号恢复需要与色度信号不同的处理过程。尤其是对于色度信号采用的简单“截位”或“断开”较低位的位减少技术会给亮度信号分量的恢复带来麻烦。当我们试图采用简单的截位方法来减少色度信号的二进制位数目时会发明在图象显示中亮度信号易于产生我们不期望的人为视频景象。已经发现，当显示图象具有很低的亮度和色度空间梯度时，这种有轮廓的人为景象会变得更明显。
亮度信号恢复需要将色度信号二进制位数减少以满足混合视频信号8位分辨率的需要。这要求在不引入任何DC分量情况下将色度分量由12位降到8位。按照本发明所述采用“对称舍位”方法，这一点是可以实现。采用色度信号的对称舍位处理过程有益于减少亮度信号中我们不期望的轮廓。
采用传统对称“舍位”或“截位”方法的实例的电路在美国国家专利号4,589,084中予以描述，该专利名称为“关于使用间隔正交信号实现对称地将以二进制补码形式表示的二进制信号对称截位的装置”(APPARATUS FORSYMMETRICALLY TRUNCATING  TWO′S  COMPLEMENT  BINARYSIGNALS AS FOR USE WITH INTERLEAVED QUADRATURE SICNALS)，该专利公开日期是1986年5月13日。在该专利中所述装置，实现二进制补码的二进制数的对称舍位是通过：对于正数，简单地舍弃LBS；对于负数，当舍弃的LSB中任意一位为逻辑“1”时，则要在舍位的负值上加“1”。实现N-bit舍位的装置包括：一个增量器、一个两输入“与”门及一个N输入端“或”门。这样的装置相当复杂但却适用于在亮度/色度分离过程中采用对称舍位操作。一种优选的对称舍位单元100A如图1所示。
如图1所示的对称减少位数或舍位方式是由舍位单元100A提供的。作为概述，在这个单元中M位(如12位)色度信号及其MSB和整数K(如二进制数0111)进行相加的和舍去N位(如4位)以产生一个经过对称舍位或位数减少的输出信号，该输出信号少了N位最低有效位LSB。加到加法器的MSB可能是真值也可能是补码形式，并用于选择宽舍位模式或窄舍位模式，舍位模式对于一个给定的输入信号变化来说以对称点输出为零的数目是不同的。可以有利地防止数字信号中由于位数减少导致的不期望的DC飘移，同时还发现可以有效地减少下文将要描述的亮度信号“轮廓”。
图1中的举例详细描述如下：舍位单元100A包括一个12位全加器101、一个4位截位单元103和一个二进制数或偏置源102组成。在该装置中，由滤波器30产生的12位色度分量和四位偏置数(如数字7或二进制数0111)加到加法器101的加数和被加数输入端。在该例子中采用“二进制补码代数运算”，12位色度信号的最高有效位(标志位)加到12位全加器101的进位输入端，12位全加器101加上它的进位输出可以产生13位色度信号。被修改的色度信号的四个LSB被四位截位器103截去从而产生单元100A的对称地被舍位的色度输出信号。换一种方式表述是：在单元100A中，在对称舍位期间一个数字加到色度信号上，该色度信号是与色度信号的极性相关的。如果信号是正的，则被加数值为“0111”(十进制数7)并且加到加法器101的进位端的MSB值是0。如果信号是负的，有效地被加数值为“1000”(十进制数为8)，因为加到加法器101的进位输入端的MSB值应为1，且与“0111”相加而成为输入信号“1000”。
为了理解如图1所示的对称位数减少，可以分别参考表8、表9所示的“宽”对称舍位和“窄”对称舍位模式的表格。在单元100A中使用宽模式，表8显示的是这种情况：对于电平在-11到+11变化范围的信号，使用单元100A的装置将该信号中2位舍去。纵行(a)表示是以十进制数表示的输入信号值。纵行(b)是输入信号的二进制转换形式。纵行(c)是二进制输入信号的MSB。纵行(d)给出了确定数字“K”值的公式，数字K是由二进制偏置源102提供的，数字K在全加器101中都加到输入信号数字和输入信号的MSB上。由公式(K＝{(2N)-2}/2)可以得到当减去2位(N)时K值为“1”。
纵行(e)表示全加器101的输出，该输出值为输入信号范围在-11到11(十进制数)的“M”、“K”、和“MSB”的和。当这些和被截去两位以及截位后的结果如纵行(f)和(g)所示，其中的值范围在-3到+3之间且对于输入信号的零点都是对称的。“步进大小”包括在低于或高于零电平的每一步进都有四个相同的输出值。关于零点对称，这里总共有五个零点，它们对称地分布在输入信号的零点(此处及后文中，对称点或POS)周围。
需要指出的是：在单元100A中，要舍去4位LSB有可能造成MSB溢出或进位，所以二进制位数减少数目是3位，即最终12位输入信号减少到9位向不是8位。为了避免这种情况，单元100A的输出信号的MSB由限位器104限定。
对称位数减少的“窄”模式如图3中单元100B所示，它的操作过程见表9的表格。单元100A和100B之间的不同仅在于单元100B中加到加法器的MSB是经过反相器300反向后的值。它对单元100B操作的影响是减少了关于输入或输出信号对称点分布的输出零点的数目。如表9所示的窄模式的例子，其中MSB以补码形式(被反向)加到加法器，在对称点产生三个零点。而在表8所示的宽模式的例子中，MSB以真值(非反向形式)形式加到加法器，如前所述在对称点产生五个零点。有利的是每个用户可以选择加宽或变窄被对称地减少位数后的输出信号的“零跨度点(zero crossing point)”。
现在回到图1中所述的亮度信号的恢复问题，前面的舍弃过程可能会使色度信号的二进制位数增加到13位，原因前面已经解释了。而这同从混合视频信号CV中提取亮度分量所需要的是相反的。然而，因为舍弃电路从较低的四位中有效地移去了所有有用的色度信息并把该信息放入第五位或更高数字位中，这样就可能截去低4位同时又不损失任何色度信息，由此基本上减弱了亮度轮廓效应。
总之，关于这点，对称的位数减少是通过将M、K和MSB相加后通过截位器103截去其和的低四位而实现的。这种方案将色度信号的LSB减少四位同时增加1位MSB从而产生总共9位二进制数。这一结果只比混合视频信号的分辨率(8位)多一位。这个结果的最后一位由限位器104移去从而产生8位色度输出信号。在对称舍位后的限位处理过程没有使整个系统的轮廓效应变坏，但是不用舍去一位LSB就便于与8位混合视频信号相减。换句话说，我们发现将色度信号的最低有效位非对称的截位会导致亮度信号轮廓问题，所以限定色度信号的最高有效位不会轮廓效应变坏但是能有易于后面对亮度恢复时进行8位的减法运算。
亮度信号分量的恢复是由减法器80完成的。减法器80从它的被减数输入端82输入的混合视频信号CV中减去在它的减数输入端84输入的8位色度信号。在做减法运算之前，混合视频信号CV经过延时单元86延时了四个采样间隔。将混合视频信号延时一个完整的色彩周期(4个采样间隔)的原因是为了与经过带通滤波器30已平均延时了4个采样间隔的12位色度信号临时对准。注意数字电路中的减法通常是利用减数的二进制补码再做加法来实现的，所以这里和权利要求中使用的词条“差组合”被用来包括这种传统的减法技术。
差组合混合视频信号和色度信号的代数运算会产生一个分离的具有一位扩展位的9位亮度信号分量(减法运算有可能产生借位)。经过在限位器90中将分离的亮度信号Y限定到8位，则多出的位被略去。将限定的8位亮度分量通过一个8位数/模(D/A)转换器92加在输出端94会得到一个模拟亮度输出信号分量。
现在要考虑的是在图1例子中，将亮度分量从这里被称作“轮廓敏感”的信号中分离的操作过程。表1是5个轮廓敏感信号的例子，这五个信号分别由“信号1”到“信号5”表示，每个信号都是在A/D转换器14的输出端得到的混合视频信号，它具有表示色彩副载波频率上的AC分量和DC分量。DC分量代表亮度分量并且至少在几个副载波周期内是常量。这五条信号线表示五个不同的亮度信号稳态条件，该信号表示在显示视频图像中相邻五个区域内五个不同但几乎相等的亮度值。虽然输入模/数(A/D)转换器的模拟色度信号被选定为常量，但是由于在亮度信号上加上色度信号并且将其量化时亮度信号会发生变化从而使数字的分离的色度信号产生变化，所以在加转换器输出端输出的“数字的色度信号”不是常数。
从表1可以注意到，从“信号1”到“信号2”只有四分之一的混合视频信号值发生了变化。具体地说，信号1的每一行中出现的混合视频信号值“9”，在信号2的每一行中变为“10”。这些给出的特征值可以当作IRE单元或转化为8位二进数的IRE单元(如0-255)。不论用哪种表示形式，从信号1到信号2的变化都是非常小的。同样从信号2到信号3(每行“4”变到“5”)，从信号3到信号4(“2”变化到“3”)以及信号4到信号5(“7”变化到“8”)之间的变化都非常小。这五个假定信号之间的变化表明混合视频信号中几乎为常量但只是缓慢增加的亮度分量和保持不变的色度分量。
表2为表1中五行混合视频信号从梳形滤波器20的输出端恢复为色度分量(C)和垂直分量(VD)的示意图。这些值是按照表2第一栏中“D”(差值)公式计算出来的稳态值。具体而言，当前C+VD采样值等于目前采样值减去垂直方向上相邻的前一个值(即前面一行对应值)。例如，表2中信号1第二行第一个采样差值是信号1第二行的当前采样值(+4)减去表1中正上方(即第一行)采样值(-7)而得到。表2中所有C+VD差值均是以同样方式由表1推算而来。
参照图1如前述部分解释的，下一个处理步骤是要将不想要的垂直分量信号从梳形滤波器20的输出端去掉。这项工作可由具有传输函数“Pn”的带通滤波器30完成，Pn表达式如表3中第一栏所示，用于从表2中梳形值推导出梳形混合信号的滤波值。对于色度的当前滤波后的象素的“Pn”值等于表2中对应的象素的当前值(Po)减去2倍的在时间上两个象素之前的值、然后加上2倍的时间上4个象素以前的值、再减去2倍的时间上6个象素以前的值再加上时间上8个象素以前的值。
举个例子：对于信号1第三行象素1经过带通滤波器滤波后的色度信号的值由以下步骤确定。当前值是+3，两个象素之前的值是-3，四个象素之前的值(对当前值来说)是+3，6个象素和8个象素之前的值分别是-3和+3，所以Pn的值为：Pn＝(+3)-2(-3)+2(+3)-2(-3)+3＝3+6+6+6+3＝24  (1)
表3中剩下的色度象素的值也是采用相同方式得到的。
为了使本发明的优点更充分体现，下面的步骤相信是有用的，即确定如果从通过滤波器30的12位色度信号中简单地截去四位并且从混合信号CV中减去差所得到亮度分量，那么该色度分量值的大小。这些结果都在表4和表5中列出。表5中采用简单截位法得到的结果可以与表7中采用对称舍位法得到的结果进行比较。
表4是从滤波器30输出的12位色度信号中简单(非对称)截去四位得到的结果。表5显示的是从表1的原始混合视频信号值中截去表4中的色度信号得到相减的最终亮度信号结果。将会看到：在“简单”截位用在色度信号时，亮度信号就会产生轮廓效应。利用图2中传统的“简单”截位器200，将表3中混合视频信号值的四位最低有效位舍去可以得到截位后的色度信号值，表4所示为上述舍位后的结果。
表5所示假定采用简单截位法从12位色度信号中舍去四位得到的亮度信号电平。在这个阵列中只有一个信号具有正确的亮度值，这个信号就是信号3。表5是由从表1中原始数字混合视频信号中减去表4中每个截位后的色度信号值而得到的。例如：表1中信号3的第2行的第一个亮度象素的值等于从表1中混合视频信号值减去表4中的色度信号值。表1中混合视频信号CV值为“7”，表4是截位后的色度信号值是“-1”，所以信号3第二行第一个象素，其亮度信号值等于“6”。这个值对于亮度信号是“正确”的，原因如下：
要确定表5中的亮度信号值对于亮度是正确的或不正确的可以借助于查看表3中滤波过的色度值。可以看到信号3的第三行象素1、滤波后的色度值是“16”或二进制形式“10000”。当二进制的“10000”被截位时没有除法误差，因为截去的四位LSB都是零。所以表3中所有值为+16或-16或16的整数倍的象素值都不含有色度畸变值，因此表5中相应象素位置其亮度分量的值是正确的。例如：表3中信号3的第二、三行中每一个象素都是16或16的整数倍(64)，所以信号2和信号3的所有象素都是正确的。剩下的信号由于截位的原因都是包含色度误差从而导致亮度也有误差，所以最终显示分量时就会产生我们不期望的轮廓效应。此外，信号1和信号5包含完全相同的色度信号但亮度相差一个数或一个信号电平。这两个信号电平(6和7)之间产生有一个中间亮度值，这个值来自信号4。这个输出可以被看作亮度电平为6.5(平均值)。
表6和表7是本发明所述的亮度与色度分离操作，表6和表7也是由表1，2和3推导而来并且实质上使用了与表4，5相同的方法，但是这里来自滤波器30的12位色度信号在从混合视频分量中减去之前进行的是对称的舍位而不是采用简单截位方法。这种处理色度信号的方案在恢复亮度分量时的效果可以与表5中截位方法相比较。
首先，要注意到表7所示的平均亮度输出总是等于混合视频信号的平均值。这一点优于表5中简单截位的例子，在表5中，对不同的信号区域即便亮度电平(从一个信号电平变到另一个)正在变化但仍产生不变化的视频信号。同样在例1中，输入稳态信号值中每一个变化都会产生不同的平均亮度输出电平。亮度信号中四分之三周期是剩余副载波Fc分量，但总的来说，本发明中出现的轮廓现象要比采用直接截位方式出现的轮廓要轻得多，因为本发明中信号1-5表示的五个区域中的每一个的亮度精确度都提高了。
图5是本发明的一个应用，用于提供亮度/色度分离，它采用符号-量值代数运算的方法来完成对称舍位。在图5中，源1200提供一个8位混合视频信号S1，S1以符号/量值形式通过一个用于分离色度分量的色度滤波器1202从而产生一个12位的滤波后的色度信号S2。这个信号的量值位S3通过对称舍位单元1024减少到8个量值位S8，然后通过限位器1218，量值位减少到7位，由S9表示。12位色度信号S2的符号位S4和7位量值位S9在减法器1208里从混合视频信号S11(在经过延迟单元1210后)中相减从而产生一个分离的亮度输出信号S12。这个例子中的舍位单元1204仅对量值的位数产生操作，该舍位单元1204包括一个加法器1212，该加法器将一个来自源1214的二进制偏置信号S6加到一个11位的色度信号S3以产生一个12位的色度信号S7。信号S7的四位最低有效位LSB经过截位器1216进行截位后又经过限位器1218限定位数，同时与符号位S4一起接到减法器1208。因为这个量值信号的四位最低有效位是被对称地舍去，没有在最终的信号中引入DC分量，所以分离的亮度信号中的轮廓效应被避免。
图6是本发明的一个应用，用于在音频处理系统中采用对称数位减少或舍位方式。该系统包括一个音频源1502，用于提供一个模拟音频信号S1给模-数转换器1504，该A/D1504产生一个16位数字输出信号S2给音频处理单元1506。该处理单元1506的操作包括：滤波、降低噪声或类似操作，假定经过这些操作后信号的二进制数增加到20位。为了将数字信号的位数将低到原始信号S2的16位，该20位的数字信号要加到舍位单元100C，舍位单元100C类似于图1中的舍位单元100A，只不过这里100C中信号是20位而不是12位。舍位单元100C的操作如前文所述，产生一个17位信号S4，该信号S4是已经被对称地舍去四位最低有效位后考虑到在加法器101 MSB位溢出所以又加上一位从而产生的17位信号。这个合成的17位信号S4经限定器1508限定到16位，然后限定后的信号S5经数/模转换器1510还原为模拟信号S6。
对装置的其它改进，如所附权利要求中所述，也属于本发明的原理范围。例如：关于本发明中的亮度/色度分离应用，滤波可以采用不同方式即需要舍去多于四位LSB或少于四位LSB。同样关于音频处理过程也是这样。并且，本例中使用的是单线(1-H)梳形滤波器，但色度信号滤波器也可以采用更复杂的滤波器如双线(2-H)梳形滤器中或帧滤波器。虽然本例中去除梳形输出信号的垂直分量采用的是三级带通FIR色度信号滤波器，但是也可以使用其它的具有更多级或更少级的复杂度不同的合适的滤波器。当然，其他色度滤波器也可以选用高通类型式或高通与带通相结合的滤波器。表1
Figure A9611675000161
表4
                                   “简单截位”产生的色度信号
信号1 行 2 -2 +3 +1 -4 -2 +3 +1 -4 -2 +3 +1 -4行 3 +1 -4 -2 +3 +1 -4 -2 +3 +1 -4 -2 +3
信号2 行 2 -2 +4 +1 -4 -2 +4 +1 -4 -2 +4 +1 -4行 3 +1 -4 -2 +4 +1 -4 -2 +4 +1 -4 -2 +4
信号3 行 2 -1 +4 +1 -4 -1 +4 +1 -4 -1 +4 +1 -4行 3 +1 -4 -1 +4 +1 -4 -1 +4 +1 -4 -1 +4
信号4 行 2 -1 +3 +1 -4 -1 +3 +1 -4 -1 +3 +1 -4行 3 +1 -4 -1 +3 +1 -4 -1 +3 +1 -4 -1 +3
信号5 行 2 -2 +3 +1 -4 -2 +3 +1 -4 -2 +3 +1 -4行 3 +1 -4 -2 +3 +1 -4 -2 +3 +1 -4 -2 +3
表5
                             采用”简单”截位色度信号的方法得到的亮度输出
信号1 行 2 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6行 3 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6
信号2 行 2 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6行 3 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6
信号3 行 2 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6行 3 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6
信号4 行 2 +6 +7 +6 +7 +6 +7 +6 +7 +6 +7 +6行 3 +6 +7 +6 +7 +6 +7 +6 +7 +6 +7 +6
信号5 行 2 +7 +7 +7 +7 +7 +7 +7 +7 +7 +7 +7行 2 +7 +7 +7 +7 +7 +7 +7 +7 +7 +7 +7
表6
                                图1中对称舍位法得到的色度信号
信号1 行 2 -1 +3 +1 -3 -1 +3 +1 -3 -1 +3行 3 +1 -3 -1 +3 +1 -3 -1 +3 +1 -3
信号2 行 2 -1 +4 +1 -4 -1 +4 +1 -4 -1 +4行 3 +1 -4 -1 +4 +1 -4 -1 +4 +1 -4
信号3 行 2 -1 +4 +1 -4 -1 +4 +1 -4 -1 +4行 3 +1 -4 -1 +4 +1 -4 -1 +4 +1 -4
信号4 行 2 -1 +3 +1 -3 -1 +3 +1 -3 -1 +3行 3 +1 -3 -1 +3 +1 -3 -1 +3 +1 -3
信号5 行 2 -1 +3 +1 -3 -1 +3 +1 -3 -1 +3行 3 +1 -3 -1 +3 +1 -3 -1 +3 +1 -3
Figure A9611675000181
表7
                                      图1中采用对称舍位方法得到的亮度输出
信号1 行 2 +5 +6 +6 +5 +5 +6 +6 +5 +5 +6 +6行 3 +6 +6 +5 +5 +6 +6 +5 +5 +6 +6 +5
信号2 行 2 +5 +6 +6 +6 +5 +6 +6 +6 +5 +6 +6行 3 +6 +6 +5 +6 +6 +6 +5 +6 +6 +6 +5
信号3 行 2 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6行 3 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6 +6
信号4 行 2 +6 +7 +6 +6 +6 +7 +6 +6 +6 +7 +6行 3 +6 +6 +6 +7 +6 +6 +6 +7 +6 +6 +6
信号5 行 2 +6 +7 +7 +6 +6 +7 +7 +6 +6 +7 +7行 3 +7 +6 +6 +7 +7 +6 +6 +7 +7 +6 +6
表8                                       “宽”对称舍位    (N＝2，5个零)
  (A)   (B)  (C)     (D)   (E)   (F)   (G)
输入十进制数M   M位二进制数M MSB     K＝[(2N)-2]/2K forN＝2   加法器和″M″+MSB+″K″   截去-2 LSB 十进制输出
 +11  01011  0  1  01100  011  3
 +10  01010  0  1  01011  010  2
 +9  01001  0  1  01010  010  2
 +8  01000  0  1  01001  010  2
 +7  00111  0  1  01000  010  2
 +6  00110  0  1  00111  001  1
 +5  00101  0  1  00110  001  1
 +4  00100  0  1  00101  001  1
 +3  00011  0  1  00100  001  1
 +2  00010  0  1  00011  000  0
 +1  00001  0  1  00010  000  0
 0  00000  0  1  00001  000  0
 -1  11111  1  1  00001  000  0
 -2  11110  1  1  00000  000  0
 -3  11101  1  1  11111  111  -1
 -4  11100  1  1  11110  111  -1
 -5  11011  1  1  11101  111  -1
 -6  11010  1  1  11101  111  -1
 -7  11001  1  1  11011  110  -2
 -8  11000  1  1  11010  110  -2
 -9  10111  1  1  11001  110  -2
 -10  10110  1  1  11000  110  -2
 -11  10101  1  1  10111  101  -3
表9
                                         窄对称舍位    (N＝2，3个零)
  (A)   (B)   (C)   (D)   (E)   (F)   (G)
 输入十进制数M   M位二进制数M   进位取反(MSB)     K＝((2N)-2}/2K forN＝2   加法器和″M″+″K″+取反MSB   截去-2 LSB 十进制输出
+11  01011  1  1  01101  011  +3
+10  01010  1  1  01100  011  +3
+9  01001  1  1  01011  010  +2
+8  01000  1  1  01010  010  +2
+7  00111  1  1  01001  010  +2
+6  00110  1  1  01000  010  +2
+5  00101  1  1  00111  001  +1
+4  00100  1  1  00110  001  +1
+3  00011  1  1  00101  001  +1
+2  00010  1  1  00100  001  +1
+1  00001  1  1  00011  000  0
0  00000  1  1  00010  000  0
-1  11111  0  1  00000  000  0
-2  11110  0  1  11111  11 1  -1
-3  11101  0  1  11110  111  -1
-4  11100  0  1  11101  111  -1
-5  11011  0  1  11100  111  -1
-6  11010  0  1  11011  110  -2
-7  11001  0  1  11010  110  -2
-8  11000  0  1  11001  110  -2
-9  10111  0  1  11000  110  -2
-10  10110  0  1  10111  101  -3
-11  10101  0  1  10110  101  -3

Claims (12)

1、用于对称地将M位输入信号的(12位CHROMA；16位S2)最低有效位减少一给定数N位的装置，其特征在于：
加法器装置(101)用于将M位输入信号和该信号的最高有效(MSB)位以及整数K(01112)相加产生一个和信号(13位；21位)；
装置(103)截去和信号中的N位(4位)从而产生一个被对称地舍位后少了N位最低有效位的输出信号(9位CHROMA；S417位AUDIO)。
2、如权利要求1所述装置，其进一步特征在于，所述装置包括装置(300)，其用于在宽舍位模式和窄舍位模式之间变换舍位方式。
3、如权利要求1所述装置，其进一步特征在于：所述MSB以真值形式输入到所述加法器装置从而产生宽对称舍位的所述输出信号。
4、如权利要求1所述装置，其进一步特征在于：所述MSB以补码形式输入所述加法器装置从而产生窄对称舍位的所述输出信号。
5、如权利要求1所述装置，其进一步特征在于：加到所述加法器装置的所述整数K与要减少的最低有效位数字N有关，其关系式为：K＝{(2N)-2}/2。
6、如权利要求1所述装置，其进一步特征在于：M＝12，N＝4，所述整数K＝7。
7、如权利要求1-5所述装置，它还包括一个限位器(104，1508)，用于限定所述对称地被舍位的输出信号的位数。
8、用于对称地从M位输入信号(12位CHROMA；16位S2)中减去N位(4位)最低有效位的装置，其特征在于：
一个二进制数偏置源(102)，用于提供一个常数K(11112)，K等于{2N-2}/2，这里N是要减少的最低有效位位数；
一个全加器(101)，它的第一个输入端输入所述常数K，第二个输入端输入所述M位输入信号，其中M位信号包括其最高有效位MSB，第三个输入端输入所述MSB位，然后有一输出端产生一个和信号(13位)输出；
装置(103)用于截去所述和信号的N位最低有效位从而产生一个对称地被舍位的信号；
装置(104；1508)用于限定所述对称地被舍位的信号的位数从而提供一个被处理过的少了N位最低有效位即总共有M-N位的输出信号。
9、如权利要求8所述的装置，其特征在于：该装置还包括装置(300)用于将加给所述全加器的一给定的所述MSB反向。
10、如权利要求8所述的装置，其特征在于：所述MSB以真值形式不经过反向而输入所述全加器。
11、用于对称地从具有符号一量值形式的M量值位输入信号(12位CHROMA；16位S2)中减少N位最低有效位的装置，包括：
一个二进制偏置源(102)，用于提供一个二进制常数K(01112)，该常数与对称地所减去的最低有效量值位N有关；
加法器装置(101)用于将M量值位与常数K相加产生一个和信号；
装置(103)截去和信号中N位从而产生一个少了N个最低有效位的处理过的输出信号。
12、如权利要求11所述的装置，还包括：
装置(104；1508)，用于限定经过处理的输出信号的位数从而提供一个修改过的、有符号量值形式的、总共有M-N个量值位的输出信号。
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