CN115298634A

CN115298634A - 偏置电路、传感器设备以及无线传感器设备

Info

Publication number: CN115298634A
Application number: CN202080098640.4A
Authority: CN
Inventors: 小岛友和
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2020-03-24
Filing date: 2020-03-24
Publication date: 2022-11-04
Anticipated expiration: 2040-03-24
Also published as: WO2021192040A1; JPWO2021192040A1; US20230068062A1; DE112020006949T5; US11967949B2; CN115298634B

Abstract

电流镜电路(120)与电流生成电路(110a)经由第一节点(N1)和第二节点(N2)在电源节点(Nd)与接地节点(Ng)之间串联连接。构成电流镜电路(120)的晶体管(MP1、MP2)的栅极经由第一开关(S1)连接于供给该晶体管的截止电压(AVDD)的节点(Nd)，且经由第二开关(S2)连接于第二节点(N2)。第二节点(N2)经由第三开关(S3)连接于供给该晶体管的导通电压(AGND)的节点(Ng)。在电路启动前，第一开关(S1)和第三开关(S3)导通，而第二开关(S2)截止。在电路启动后，第一～第三开关(S1～S3)的导通截止被调换。

Description

偏置电路、传感器设备以及无线传感器设备

技术领域

本公开涉及一种偏置电路、具备该偏置电路的传感器设备以及无线传感器设备。

背景技术

近年，随着IoT(Internet of Things：物联网)技术等的进展，高精度的传感器和传感器接口的技术需求越来越高。具体地说，需要如下的系统技术：通过利用输入级的运算放大器(或比较器)正确地接收传感器器件的信息并进行模拟信号处理或数字信号处理，有效利用由传感器检测出的信息来连接人或物。此时，为了进行高精度的模拟信号处理，高精度的偏置电路是必需的。

为了实现高精度的偏置电路，公知的是被称为自偏置电路的、产生不直接依赖于电源电压的偏置电压的电路。作为自偏置电路的一环，还公知用于不仅对于电源电压变动、还对于温度变动和工艺偏差也产生固定的基准电压和电流的带隙基准电路。

在日本特开2011-186987号公报(专利文献1)中，作为这样的自偏置电路的一例，记载了不需要PN结二极管而温度依赖性大致为零的基准电流生成电路。

已知在自偏置电路中动作的稳定点存在2个。一个是产生良好的偏置的稳定的动作点，另一个是电路完全不动作的零偏置的动作点。

在专利文献1的基准电流生成电路中，为了脱离零偏置点而在稳定的动作点启动，配置有包括恒流源的启动电路。

专利文献1：日本特开2011-186987号公报

发明内容

发明要解决的问题

然而，在专利文献1的电路结构中，在电路启动后，如果切断启动电路的恒流源的电流，则在再次启动时无法生成基准电流(偏置电流)。其结果，在整个偏置电流的生成期间，在启动电路中持续地产生漏电流，消耗电力增加。并且，还担心这样的漏电流的存在由于与偏置电路所产生的偏置电流相加而成为偏置电流的误差要因。

本公开是为了解决这样的问题点而完成的，本公开的目的在于提供兼顾稳定的启动性与启动后的低功耗化及偏置的高精度化的偏置电路的结构。

用于解决问题的方案

根据本公开的某一方面，一种偏置电路，具备：电流镜电路，具有第一导电类型的第一及第二晶体管；电流生成电路，具有第二导电类型的晶体管；启动控制电路；以及启动电路。第一导电类型的第一及第二晶体管分别连接于供给第一电压的第一电源节点与第一及第二节点之间。电流生成电路连接于供给第二电压的第二电源节点与第一及第二节点之间。启动控制电路在偏置电路的启动时探测从自启动前起持续的第一状态向伴随启动的第二状态的转变。相互连接的第一及第二晶体管的控制电极至少在第二状态下与第一及第二节点的一方的节点电连接。启动电路在偏置电路的启动时将控制电极的连接目的地在第一状态与第二之间切换。启动电路包括第一至第三开关。第一开关连接于供给用于使第一及第二晶体管截止的截止电压的第一电压节点与控制电极之间。第二开关连接于第三节点与控制电极之间。第三开关连接于供给用于使第一及第二晶体管导通的导通电压的第二电压节点与第三节点之间。第一开关和第二开关在第一状态下截止，并且在第二状态下导通。第三开关在第一状态下导通，并且在第二状态下截止。

根据本公开的其它方面，一种传感器设备，具备上述偏置电路、传感器以及放大电路。传感器输出与测定对象的物理量相应的检测电压。偏置电路至少输出偏置电流。放大电路通过使用来自偏置电路的偏置电流的放大动作，生成基于来自传感器的检测电压的输出电压。

根据本公开的又一其它方面，一种无线传感器设备，具备上述偏置电路、传感器、放大电路以及无线通信部。传感器输出与测定对象的物理量相应的检测电压。偏置电路至少输出偏置电流。放大电路通过使用来自偏置电路的偏置电流的放大动作，生成基于来自传感器的检测电压的输出电压。无线通信部通过无线通信来输出按照预先决定的通信协议的发送信号。发送信号是基于对放大电路的输出电压进行模拟数字变换得到的数字数据生成的。

发明的效果

根据本公开，利用启动电路对构成电流镜电路的晶体管的控制电极强制性地供给截止电压和导通电压，由此在电路启动时，使电流镜电路和电流生成电路可靠地产生电流，并且在启动后，在启动电路中不产生无用的电流。其结果，能够兼顾稳定的启动性与启动后的低功耗化及偏置的高精度化。

附图说明

图1是表示比较例所涉及的偏置电路的结构的电路图。

图2是表示实施方式1所涉及的偏置电路的结构的电路图。

图3是说明图2所示的启动控制电路的第一结构例的电路图。

图4是说明启动控制电路的动作的波形图。

图5是说明图2所示的启动控制电路的第二结构例的电路图。

图6是表示实施方式1的第一变形例所涉及的偏置电路的结构的电路图。

图7是表示实施方式1的第二变形例所涉及的偏置电路的结构的电路图。

图8是表示实施方式1的第三变形例所涉及的偏置电路的结构的电路图。

图9是表示实施方式2的第一例所涉及的偏置电路的结构的电路图。

图10是表示实施方式2的第二例所涉及的偏置电路的结构的电路图。

图11是表示实施方式2的第三例所涉及的偏置电路的结构的电路图。

图12是表示实施方式2的第四例所涉及的偏置电路的结构的电路图。

图13是表示实施方式2的第五例所涉及的偏置电路的结构的电路图。

图14是表示实施方式3所涉及的偏置电路的结构的电路图。

图15是说明实施方式4的第一例所涉及的传感器设备的结构例的框图。

图16是说明实施方式4的第二例所涉及的无线传感器设备的结构例的框图。

(附图标记说明)

100～104、101a～101e、101x：偏置电路；110a～110e、110x：电流生成电路；120：电流镜电路；130、200：启动电路；150、150x、150y：启动控制电路；160：比较器；162、164、170、172、174：反相器；210：电容器；300：传感器设备；301：无线传感器设备；310：传感器；320：放大电路；350：运算器；360：存储器；370：无线通信部；AVDD：电源电压；AGND：接地电压；IREF、IREF1、IREF2：基准电流(偏置电流)；N0～N4、Na、Nb、Ns、Nx、Ny：节点；Nd：电源节点；Ng：接地节点；No、No1、No2：偏置输出节点；POFF、XPOFF：启动控制信号；S1～S4：开关。

具体实施方式

以下，关于本公开的实施方式，参照图详细地进行说明。此外，以下对图中的相同或相当的部分附加相同的符号，原则上不重复其说明。

实施方式1.

(比较例的说明)

图1是表示比较例所涉及的偏置电路的结构的电路图。

参照图1，比较例所涉及的偏置电路100包括电流生成电路110a、电流镜电路120以及启动电路200。

电流生成电路110a和电流镜电路120经由节点N1及N2在供给电源电压AVDD的电源节点Nd与供给接地电压AGND的接地节点Ng之间串联连接。

电流镜电路120具有P型的场效应晶体管(以下还仅表述为“PMOS(Metal OxideSemiconductor：金属氧化物半导体)晶体管”)MP1、MP2。PMOS晶体管MP1连接于电源节点Nd与节点N1之间，PMOS晶体管MP2连接于电源节点Nd与节点N2之间。作为PMOS晶体管MP1及MP2的“控制电极”的栅极共同地连接于节点N2。

电流生成电路110a具有N型的场效应晶体管(以下还仅表述为“NMOS晶体管”)MN1、MN2和电阻元件R0。NMOS晶体管MN2连接于节点N1与接地节点Ng之间。NMOS晶体管MN1连接于节点N2与节点N3之间，电阻元件R0连接于节点N3与接地节点Ng之间。NMOS晶体管MN1的栅极(控制电极)连接于节点N1，NMOS晶体管MN2的栅极(控制电极)连接于节点N3。

由电流生成电路110a和电流镜电路120形成的电路结构与从专利文献1的图2所示的基准电流生成电路(X2)中排除启动电路后的电路结构相等。

偏置电路100还包括用于输出偏置电流的输出晶体管BP1和输出晶体管BN1。输出晶体管BN1由连接于偏置输出节点No1与接地节点Ng之间的NMOS晶体管构成。输出晶体管BN1的栅极连接于节点N3。通过在偏置输出节点No1与电源节点Nd之间连接负载(例如电阻或PMOS晶体管等)，从输出晶体管BN1经由偏置输出节点No1输出与节点N2的电流I2成比例的基准电流IREF1。

输出晶体管BP1由连接于电源节点Nd与偏置输出节点No2之间的PMOS晶体管构成。输出晶体管BP1的栅极连接于节点N2。通过在偏置输出节点No2与接地节点Ng之间连接负载(例如电阻或NMOS晶体管等)，从输出晶体管BP1经由偏置输出节点No2输出与节点N2的电流I2成比例的基准电流IREF2。这样，偏置电路100能够生成与流过节点N2及N3的电流I2成比例的基准电流IREF1、IREF2来作为偏置电流。

首先，说明排除启动电路200后的结构中的偏置电路100的动作。

在偏置电路100的稳定动作时，通过在节点N3处产生高于NMOS晶体管MN2的阈值电压Vt的电压，NMOS晶体管MN2产生漏极电流。同样地，通过节点N1的电压上升至高于接地电压AGND，节点N2的电压下降至低于电源电压AVDD，在NMOS晶体管MN1和PMOS晶体管MP1、MP2中也产生漏极电流。

此时，当将电阻元件R0的电阻值也表述为R0时，使用上述阈值Vt用电压下述的式(1)表示节点N2的电流I2。

I2＝Vt/R0…(1)

从式(1)可理解，电流I2不依赖于电源电压AVDD。并且，通过以使电阻值R0的温度依赖性的极性与阈值电压Vt的温度依赖性的极性相反的方式选择电阻元件R0，能够减小电流I2的温度依赖性。

基准电流IREF1、IREF2与电流I2即(Vt/R0)成比例。因而，偏置电路100能够作为高精度地产生不依赖于电源电压AVDD且温度依赖性也小的偏置电流的自偏置电路进行动作。

然而，偏置电路100在零偏置状态下，在节点N3处不产生电压(仍为接地电压AGND)，NMOS晶体管MN2由于栅极电压为0(V)，因此漏极电流几乎为零。因此，与NMOS晶体管MN1的栅极连接的节点N1的电压也不上升，NMOS晶体管MN1也是漏极电流也几乎为零。

如果像这样在NMOS晶体管MN1、MN2中不产生漏极电流，则与PMOS晶体管MP1、MP2的栅极连接的节点N2的电压无法向接地电压AGND侧变化，因此也不产生PMOS晶体管MP1、MP2的漏极电流。其结果，在偏置电路100中，节点N1、N2处的电流I1＝I2＝0，无法自然地脱离该状态(还称为“零偏置状态”)。如果I1＝I2＝0，则IREF1＝IREF2＝0，因此偏置电路100无法产生偏置电流。

因而，在比较例的偏置电路100中配置用于脱离零偏置状态的启动电路200。启动电路200具有PMOS晶体管TPJ1和NMOS晶体管TNJ1、TNJ2。

PMOS晶体管TPJ1和NMOS晶体管TNJ1经由节点Ns在电源节点Nd与接地节点Ng之间串联连接。PMOS晶体管TPJ1和NMOS晶体管TNJ1的栅极连接于节点N3。NMOS晶体管TNJ2连接于节点N2与接地节点Ng之间。NMOS晶体管TNJ2的栅极连接于节点Ns。

PMOS晶体管TPJ1和NMOS晶体管TNJ1作为以节点N3为输入节点且以节点Ns为输出节点的CMOS(Complementary MOS：互补MOS)反相器进行工作。NMOS晶体管TNJ2根据该CMOS反相器的输出电压而被驱动。

上述的零偏置状态是由于节点N3的电压不从接地电压AGND上升而产生的。另一方面，在启动电路200中，在节点N3的电压为接地电压AGND时，PMOS晶体管TPJ1完全导通，因此节点Ns的电压向电源电压AVDD上升。与此相应地，NMOS晶体管TNJ2完全导通，由此节点N2的电压下降至接地电压AGND。因此，PMOS晶体管MP1、MP2的栅极电压下降至接地电压AGND，在二极管接法的PMOS晶体管MP2中产生漏极电流，通过电流镜的作用而在PMOS晶体管MP1中也产生漏极电流。

由于PMOS晶体管MP1的漏极电流而节点N1的电压上升，由此NMOS晶体管MN1的栅极电压上升。不久，当该栅极电压变得足够高而NMOS晶体管MN1导通时，节点N3的电压上升。节点N3的电压V(N3)在上升至高于NMOS晶体管MN2的阈值电压Vt的电压之后，收敛于上述的式(1)的状态(I2＝Vt/R0)、即V(N3)＝Vt。

这样，通过配置启动电路200，节点N3的电压从接地电压AGND脱离，因此能够可靠地脱离零偏置状态来使偏置电路100在按照式(1)的稳定的动作点进行动作。

然而，在启动电路200中，NMOS晶体管TNJ1的栅极电压与流通电流I1的NMOS晶体管MN2的栅极电压是共同的。另外，PMOS晶体管TPJ1的栅极电压也与NMOS晶体管MN2的Vt相当，因此产生PMOS晶体管TPJ1的漏极电流。其结果，在启动电路200中，与基于电流I1、I2的产生的基准电流IREF1、IREF2的供给并行地，与电流I1相同水平的电流IS1经由PMOS晶体管TPJ1和NMOS晶体管TNJ1在电源节点Nd与接地节点Ng之间产生。

该电流IS1是对于偏置电路100来说本来不需要的漏电流，因此担心偏置电路100的消耗电力增大。并且，如果漏电流因环绕而与电流I1、I2相加，则基准电流IREF1、IREF2不会成为基于式(1)中的电流I2的设计值，担心偏置电流的精度下降。即，在专利文献1的基准电流产生电路和图1的比较例中，担心起因于启动电路的同样的问题点。

(实施方式1的电路结构)

在本实施方式中，说明在启动电路的结构上具有特征的、用于低功耗化和偏置高精度化的偏置电路的结构。

图2是说明本实施方式1所涉及的偏置电路的结构的电路图。

参照图2，本实施方式1所涉及的偏置电路101具备与比较例所涉及的偏置电路100同样的电流生成电路110a及电流镜电路120、启动电路130以及启动控制电路150。

电流生成电路110a和电流镜电路120分别与比较例所涉及的偏置电路100同样地构成，且经由节点N1及N2在电源节点Nd与接地节点Ng之间串联连接。启动控制电路150基于电源电压AVDD的电平来生成启动控制信号POFF及XPOFF。

图3中示出说明启动控制电路150的第一结构例的电路图。

参照图3，第一结构例所涉及的启动控制电路150x具有电阻元件Rd1～Rd3、二极管D0、比较器160以及反相器162、164。以下，将电阻元件Rd1～Rd3的电阻值也表述为Rd1～Rd3。

电阻元件Rd1与电阻元件Rd2经由节点Nx在电源节点Nd与接地节点Ng之间直接连接，构成分压电路。电阻元件Rd3连接于电源节点与节点Ny之间。二极管D0以从节点Ny向接地节点Ng的方向为正向来连接于节点Ny与接地节点Ng之间。

比较器160输出节点Nx的电压VNx与节点Ny的电压VNy的比较结果。具体地说，在VNx>VNy时，比较器160输出逻辑高电平(以下仅称为“H电平”)的信号，在VNy>VNx时，输出逻辑低电平(以下仅称为“L电平”)的信号。

反相器162将比较器160的输出信号的逻辑电平反转来输出启动控制信号XPOFF。反相器164将反相器162的输出信号(启动控制信号XPOFF)的逻辑电平反转来输出启动控制信号POFF。因而，在VNx<VNy时，POFF＝L，XPOFF＝H，在VNx>VNy时，POFF＝H，XPOFF＝L。

在节点Nx，按照基于电阻元件RDd、Rd2的分压比产生用下述的式(2)表示的电压VNx。

VNx＝AVDD·Rd2/(Rd1+Rd2) …(2)

另一方面，在节点Ny，在电源电压AVDD能够使二极管D0正向偏置的情况下，产生不依赖于电源电压AVDD的电压值且与二极管D0的正向电压Vf相当的电压VNy(VNy＝Vf)。

图4中示出说明启动控制电路150x的动作的波形图。

参照图4，在偏置电路101的启动时，根据时刻t0处的电源接通而电源电压AVDD上升。电源电压AVDD在时刻t2以后成为稳定状态。

电压VNx如式(2)所示那样与电源电压AVDD成比例地上升。另一方面，电压VNy＝Vf，是固定的。因而，比较器160等效地以输出电压VNx与用下述的式(3)表示的判定电压Vr的比较结果的方式进行动作。

Vr＝Vf·(Rd1+Rd2)/Rd2 …(3)

因而，在电源电压AVDD为判定电压Vr以下的时刻t0～t1(断电状态)，比较器160输出L电平，因此启动控制信号POFF被设定为L电平，启动控制信号XPOFF被设定为H电平。能够预先调整判定电压Vr以使其相对于偏置电路101能够动作的最低动作电压具有余量。

与此相对，在电源电压AVDD高于判定电压Vr的时刻t1以后(通电状态)，比较器160输出H电平，因此启动控制信号POFF被设定为H电平，启动控制信号XPOFF被设定为L电平。这样，启动控制电路150x根据电源电压AVDD，能够以区分断电状态和通电状态的方式生成启动控制信号POFF、XPOFF。

断电状态对应于从偏置电路101的启动前起持续的“第一状态”，通电状态对应于伴随启动而从“第一状态”转变的“第二状态”。

图5中示出图3所示的启动控制电路150的第二结构例。

参照图5，第二结构例所涉及的启动控制电路150y具有电阻元件Ra、Rb、PMOS晶体管MPa、MPb以及反相器170、172、174。以下，将电阻元件Ra、Rb的电阻值也表述为Ra、Rb。

PMOS晶体管Mpa连接于电源节点Nd与节点Na之间，PMOS晶体管MPb连接于电源节点Nd与节点Nb之间。电阻元件Ra连接于节点Na与接地节点Ng之间，电阻元件Rb连接于节点Nb与接地节点Ng之间。

反相器170在节点Nb的电压低于反相器170的阈值电压时输出L电平的信号，另一方面，在节点Nb的电压高于该阈值电压时输出H电平的信号。

反相器172将反相器170的输出信号的逻辑电平反转来输出启动控制信号POFF。反相器174将反相器172的输出信号(启动控制信号POFF)的逻辑电平反转来输出启动控制信号XPOFF。

Ida＝(AVDD-|Vtp|+ΔV)/Ra …(4)

另一方面，PMOS晶体管MPb与PMOS晶体管Mpa构成电流镜，因此在节点Nb和电阻元件Rb中流过与式(4)同样的电流Idb。

在电路启动前的AVDD<|Vtp|的状态(断电状态)下，Ida＝Idb＝0，因此节点Nb的电压VNb与接地电压AGND相等。此时，反相器170的输出信号是H电平。由此，在断电状态下，POFF＝L，XPOFF＝H。

与此相对，当在电路启动后成为AVDD>|Vtp|的状态时，由于因电流Idb产生的电压下降量Idb·Rb而节点Nb的电压VNb上升。由此，随着电源电压AVDD的上升，反相器170的输出信号从H电平变化为L电平。由此，在电源电压AVDD上升后的通电状态下，POFF＝H，XPOFF＝L。另外，在启动控制电路150y中，能够利用电阻值Ra、Rb调整图4所示的判定电压Vr。

因而，在图5所示的启动控制电路150y中，也与启动控制电路150x(图3)同样地，根据电源电压AVDD的上升，能够以区分断电状态和通电状态的方式生成启动控制信号POFF、XPOFF。

此外，图3的启动控制电路150x为了使比较器160动作而需要将电源电压AVDD提高到某一程度(例如，AVDD≥1.8(V)左右)。另一方面，图5的启动控制电路150y能够由二极管接法的晶体管和电阻元件构成，因此在比较低的电源电压(例如，AVDD＝1.2(V)左右)下也能够动作。但是，关于电压检测精度而言，由于使用比较器160(运算放大器)，因此启动控制电路150x高于启动控制电路150y。

再次参照图2，在实施方式1所涉及的偏置电路101中，启动电路130至少具有通过启动控制信号POFF、XPOFF被进行导通截止控制的开关S1～S3。首先，说明仅配置有开关S1～S3的状态下的电路动作。

开关S1连接于构成电流镜电路120的PMOS晶体管MP1、MP2的栅极与供给使该PMOS晶体管MP1、MP2截止的栅极电压(以下“截止电压”)的节点之间。能够将PMOS晶体管MP1、MP2的截止电压设为电源电压AVDD，因此在图2中，开关S1由连接于电源节点Nd与PMOS晶体管MP1、MP2的栅极之间的PMOS晶体管SBP1构成。

因而，在实施方式1中，电源节点Nd对应于供给电流镜电路120的截止电压的“第一电压节点”的一个实施例，接地节点Ng对应于供给电流镜电路120的导通电压的“第二电压节点”的一个实施例。

开关S1在断电状态下导通，另一方面在通电状态下截止。因此，PMOS晶体管SBP1的栅极被输入在断电状态下被设定为L电平、在通电状态下被设定为H电平的启动控制信号POFF。

开关S2连接于PMOS晶体管MP1、MP2的栅极与节点N2之间。开关S3连接于节点N2与供给使PMOS晶体管MP1、MP2导通的栅极电压(以下“导通电压”)的节点之间。能够将PMOS晶体管MP1、MP2的导通电压设为接地电压AGND，因此在图2中，开关S3由连接于接地节点Ng与节点N2之间的NMOS晶体管SBN3构成。

开关S3在断电状态下导通，另一方面在通电状态下截止。因此，NMOS晶体管SBN3的栅极被输入在断电状态下被设定为H电平、在通电状态下被设定为L电平的启动控制信号XPOFF。

开关S2在断电状态下截止，另一方面在通电状态下导通，因此开关S2及开关S3互补地导通截止。因此，开关S2能够由栅极被输入与NMOS晶体管SBN3共同的启动控制信号XPOFF的PMOS晶体管SBP2构成。

在电源接通前的断电状态(POFF＝L，XPOFF＝H)下，在启动电路130中，通过开关S1的导通和开关S2的截止，PMOS晶体管MP1、MP2可靠地截止。另一方面，在通过开关S2的截止而与PMOS晶体管MP1、MP2断开的节点N2处，通过开关S3的导通而被供给接地电压AGND(导通电压)，该导通电压通过寄生电容而被保持。

在电源接通后，在电源电压AVDD上升的通电状态(POFF＝H，XPOFF＝L)下，在启动电路130中，开关S1、S3转为截止，并且开关S2转为导通。PMOS晶体管MP1、MP2的栅极通过开关S1的截止而从电源电压AVDD(截止电压)被断开，并且通过因开关S2的导通引起的与节点N2的连接而被供给导通电压(接地电压AGND)。由此，在从断电状态向通电状态的转变时，能够使构成电流镜电路120的PMOS晶体管MP1、MP2可靠地产生漏极电流。

另外，在通电状态下，节点N2通过开关S3的截止而从接地节点Ng被断开，并且通过开关S2的导通而与PMOS晶体管MP1、MP2的栅极连接。即，通过成为导通状态的开关S2，能够形成与图1的偏置电路100同样的将节点N2与PMOS晶体管MP1、MP2(电流镜电路120)的栅极连接的路径。

其结果，在通电状态下，电流镜电路120及电流生成电路110a与从图1的偏置电路100去除启动电路200后的电路结构相等。由此，如在图1中说明的那样，能够使用电流I1、I2经由输出晶体管BP1、BN1供给偏置电流。

这样，在实施方式1所涉及的偏置电路101中，在从断电状态向通电状态的转变时，强制性地控制构成电流镜电路120的PMOS晶体管MP1、MP2的栅极电压使得产生漏极电流，由此能够可靠地产生电流I1、I2。并且，在通电状态下，在启动电路130中，不会流过如图1的比较例的偏置电路中的电流IS1那样的与电流I1、I2没有直接关系的无用的电流。其结果，能够兼顾稳定的启动特性与启动后的低功耗化及偏置高精度化。

并且，启动电路130能够包括开关S4。

开关S4连接于电流生成电路110a的NMOS晶体管MN1的栅极与供给该NMOS晶体管的截止电压的节点之间。即，开关S4由连接于节点N1与接地节点Ng之间的NMOS晶体管SBN4构成。

开关S4在断电状态下导通，另一方面在通电状态时截止。因此，NMOS晶体管SBN4的栅极被输入在断电状态下被设定为H电平、在通电状态下被设定为L电平的启动控制信号XPOFF。

通过设置开关S4，在断电状态下，电流I2的路径被PMOS晶体管MP2和NMOS晶体管MN1这两方切断。由此，提高断电状态下的偏置电路101的漏电流的抑制效果。因而，能够抑制偏置电路101的断电状态下的待机电力。此外，在通电状态下，通过开关S4的截止，NMOS晶体管MN1(和节点N1)从接地节点Ng被断开，因此可理解开关S4不对偏置电路101的动作产生影响。

此外，在图2中示出了开关S2及S3经由节点N2在PMOS晶体管MP1、MP2的栅极与接地节点Ng(导通电压)之间串联连接的结构例，但是还能够代替节点N2，而经由另一个独立的节点将开关S2与开关S3串联连接。在该情况下，与图1同样地连接PMOS晶体管MP1、MP2的栅极与节点N2，在断电状态下，该独立节点保持PMOS晶体管的导通电压。反过来说，在图2的结构例中，通过有效利用节点N2来作为导通电压的保持节点，能够谋求抑制电路面积。

在实施方式1中，与电流镜电路120连接的电源节点Nd对应于“第一电源节点”的一个实施例，电源电压AVDD对应于“第一电压”。另一方面，与电流生成电路110a连接的接地节点Ng对应于“第二电源节点”的一个实施例，接地电压AGND对应于“第二电压”。另外，P型对应于“第一导电类型”的一个实施例，N型对应于“第二导电类型”的一个实施例。

并且，启动电路130的开关S1～S4分别对应于“第一开关”～“第四开关”，构成电流镜电路120的PMOS晶体管MP1及MP2分别相当于“第一晶体管”和“第二晶体管”的一个实施例。在电流生成电路110a中，NMOS晶体管MN1对应于“第三晶体管”的一个实施例。另外，节点N1及N2对应于“第一节点”和“第二节点”的一个实施例，特别是，与PMOS晶体管MP1、MP2的栅极连接的节点N2对应于“一方的节点”。如上所述，图2中例示了保持导通电压的“第三节点”与节点N2(一方的节点)被共用化的结构。

实施方式1的变形例.

图6是表示实施方式1的第一变形例所涉及的偏置电路102的结构的电路图。

参照图6，实施方式1的第一变形例所涉及的偏置电路102与实施方式1所涉及的偏置电路101相比，在还具备电容器210这一点上不同。偏置电路102的其它结构与偏置电路101(图2)同样，因此不重复详细的说明。

电容器210是为了在开关S2与开关S3的连接节点处通过开关S3的导通来保持PMOS晶体管MP1、MP2的导通电压(接地电压AGND)而配置的。

因而，在开关S2连接于PMOS晶体管MP1、MP2的栅极与节点N2之间、且开关S3连接于节点N2与接地节点Ng之间的图6(图2)的结构例中，电容器210连接于节点N2与接地节点Ng之间。

通过设置电容器210，在从断电状态向通电状态的转变时，即在开关S2从截止转为导通的时机，可靠地将PMOS晶体管MP1、MP2的栅极电压设为导通电压，从而能够更可靠地产生PMOS晶体管MP1、MP2的漏极电流。其结果，能够更可靠地启动偏置电路，因此与实施方式1相比能够进一步提高启动性。

图7是表示实施方式1的第二变形例所涉及的偏置电路103的结构的电路图。

参照图7，实施方式1的第二变形例所涉及的偏置电路103与实施方式1所涉及的偏置电路101相比，在电流生成电路110a内的NMOS晶体管MN1被置换为NMOS晶体管MNL1这一点上不同。偏置电路103的其它结构与偏置电路101(图2)同样，因此不重复详细的说明。

NMOS晶体管MNL1与NMOS晶体管MN1相比阈值电压小。例如，其它晶体管由增强型晶体管构成，与此相对，使用与增强型晶体管相比阈值电压的绝对值低的所谓的低VT晶体管(例如，阈值电压的绝对值为0.2(V)左右)构成NMOS晶体管MNL1。如公知的那样，低VT晶体管通过与增强型晶体管相比降低P阱或N阱的杂质浓度或者使栅极氧化膜变薄，被制造成与增强型晶体管相比阈值电压的绝对值小。以下，将与通常的增强型晶体管相比阈值电压(绝对值)小的晶体管还仅称为“LVT”。

如在图1的比较例中说明的那样，为了脱离零偏置状态，使节点N3的电压上升是关键。通过由LVT构成通过开关S4的配置来在断电状态下被强制性地截止的NMOS晶体管，在向通电状态转变时，根据PMOS晶体管MP1、MP2的漏极电流的产生而NMOS晶体管MNL1迅速地产生漏极电流，由此能够使节点N3的电压更可靠地上升来迅速地脱离零偏置状态。

此外，通过设置NMOS晶体管MNL1，即使使用通常的增强型晶体管构成其它NMOS晶体管MN2、BN1，迅速地脱离零偏置状态的效果也不变。因而，将LVT还能够定义为与NMOS晶体管MN2、BN1相比阈值电压的绝对值小的晶体管。

这样，在实施方式1的第二变形例所涉及的偏置电路104中，通过LVT的配置，能够进一步提高启动性。此外，在偏置电路104的电流生成电路110a中，NMOS晶体管MNL1对应于“第三晶体管”的一个实施例，NMOS晶体管MN2对应于“第四晶体管”的一个实施例。

图8是表示实施方式1的第三变形例所涉及的偏置电路104的结构的电路图。

参照图8，实施方式1的第三变形例所涉及的偏置电路104除了图7的偏置电路103的结构以外，还具备与图6同样的电容器210。偏置电路104的其它结构与偏置电路103同样，因此不重复详细的说明。

根据实施方式1的第三变形例所涉及的偏置电路104，通过由电容器210的配置来实现的PMOS晶体管MP1、MP2的漏极电流的可靠产生与由NMOS晶体管MNL1(LVT)的配置来实现的节点N3的电压的可靠上升的组合，能够进一步提高启动性。

实施方式2.

在实施方式2中，说明偏置电路的电路结构的变形例、具体是电流生成电路的变形例。如以下说明的那样，即使除了启动电路以外的偏置电路的结构不同，也能够共同地应用在实施方式1及2中说明的启动电路130。

图9是表示实施方式2的第一例所涉及的偏置电路101a的结构的电路图。

参照图9，实施方式2的第一例所涉及的偏置电路101a与实施方式1所涉及的偏置电路101相比，输出晶体管BP1的栅极的连接目的地不同。具体地说，输出晶体管BP1的栅极直接与节点N2连接。偏置电路101a的其它结构与实施方式1所涉及的偏置电路101同样，因此不重复详细的说明。因而，电流I2及基准电流IREF1、IREF2与实施方式1(偏置电路101)同样。

在偏置电路101a中，也能够配置具有开关S1～S3(或S1～S4)的启动电路130。利用启动电路130，在断电状态下，通过开关S1的导通来使PMOS晶体管MP1、MP2完全截止，并且通过开关S2的截止和开关S3的导通，能够利用寄生电容来在开关S2及S3的连接节点(节点N2)保持PMOS晶体管MP1、MP2的导通电压。而且，当从断电状态转变为通电状态时，通过开关S1、S3的截止和开关S2的导通，能够使PMOS晶体管MP1、MP2和电流生成电路110a的NMOS晶体管MN1、MN2可靠地产生漏极电流。

因而，关于偏置电路101a，也与实施方式1所涉及的偏置电路101同样地，通过在断电状态中以及向通电状态转变时的PMOS晶体管MP1、MP2的栅极电压控制，能够享受与实施方式1同样的效果。

并且，在偏置电路101b中，也能够将图2所示的开关S4设置于NMOS晶体管MN1、MN2的栅极(即，节点N1)与接地节点之间。

图10是表示实施方式2的第二例所涉及的偏置电路101b的结构的电路图。

参照图10，偏置电路101b与图9所示的偏置电路101a相比，在具备电流生成电路110b以代替电流生成电路110a这一点上不同。

电流生成电路110b与电流生成电路110a同样地连接于节点N1及N2与接地节点Ng之间。电流生成电路110b包括NMOS晶体管MN1、MN2和电阻元件Rs。将电阻元件Rs的电阻值也表述为Rs。在偏置电路101b中，配置具有与节点N2连接的栅极的输出晶体管(PMOS)BP。连接于电源节点Nd与偏置输出节点No之间的输出晶体管BP能够输出基准电流IREF来作为偏置电流。

NMOS晶体管MN1在节点N2与接地节点Ng之间与电阻元件Rs串联连接。NMOS晶体管MN2连接于节点N1与接地节点Ng之间。NMOS晶体管MN1及MN2的栅极均连接于节点N1。并且，NMOS晶体管MN1的晶体管尺寸(电流驱动力)被设计成NMOS晶体管MN2的晶体管的k倍(k为大于等于1的实数)。

根据电流生成电路110b，已知使用增益系数β、电阻值Rs以及晶体管尺寸比k通过下述的式(5)表示各晶体管在强反转区域动作时的基准电流IREF。

IREF＝(2/β)·(1/Rs²)·(1-1/√k) …(5)

如下述的式(6)所示，增益系数β是由NMOS晶体管MN1的表面平均迁移率μ、沟道长度L、沟道宽度W以及每单位面积的栅极电容Cox决定的元件常数。

β＝(W/L)·μ·Cox…(6)

另外，在电流生成电路110b中，已知：如果使全部晶体管在弱反转区域动作，则使用电阻值Rs和晶体管尺寸比k通过下述的式(7)表示基准电流IREF。

IREF＝η·VT·ln(k)/Rs …(7)

在式(7)中，VT是热电压，η是由工艺值决定的亚阈值常数。特别是，已知用绝对温度T下的热电压VT＝k·T/q表示(k：玻尔兹曼系数，q：电子的电荷量)。

在电流生成电路110b中，是如下结构：与NMOS晶体管MN1、NM2的栅极连接的节点N1经由晶体管连接于电源节点Nd和接地节点Ng。因此，对电流生成电路110b必须配置启动电路。

在电流生成电路110b及电流镜电路120经由节点N1及N2来与电源节点Nd及接地节点Ng连接的偏置电路101b中，也能够应用具有开关S1～S3的启动电路130。

在偏置电路101b中，也能够利用启动电路130来控制在断电状态中以及向断电状态转变时的PMOS晶体管MP1、MP2的栅极电压。由此，能够使PMOS晶体管MP1、MP2和电流生成电路110b的NMOS晶体管MN1、MN2可靠地产生漏极电流。

因而，关于偏置电路101b，也能够享受与实施方式1所涉及的偏置电路101同样的效果。并且，在偏置电路101b中，也能够将图2所示的开关S4设置于NMOS晶体管MN1、MN2的栅极(即，节点N1)与接地节点之间。

图11是表示实施方式2的第三例所涉及的偏置电路101c的结构的电路图。

参照图11，偏置电路101c与图10所示的偏置电路101b相比，在具备电流生成电路110c以代替电流生成电路110b这一点上不同。

电流生成电路110c与电流生成电路110a、110b同样地连接于节点N1及N2与接地节点Ng之间。电流生成电路110c包括NMOS晶体管MN1、MN2和电阻元件Rs(电阻值Rs)。

NMOS晶体管MN1连接于节点N2与接地节点Ng之间。电阻元件Rs连接于节点N1与节点N4之间。NMOS晶体管MN2连接于节点N4与接地节点Ng之间。NMOS晶体管MN1的栅极连接于节点N4，NMOS晶体管NM2的栅极连接于节点N1。与图10同样地，NMOS晶体管MN1的晶体管尺寸(电流驱动力)为NMOS晶体管MN2的晶体管的k倍。

在偏置电路101c中，也与偏置电路101b同样地用式(5)或式(7)表示输出晶体管(PMOS)BP所输出的基准电流IREF。在偏置电路101c中，各晶体管在强反转区域和弱反转区域的哪一个区域进行动作都能够生成偏置电流。另外，在偏置电路101c中，不产生基板偏置效应，因此与偏置电路101b相比能够使偏置电流高精度化。

在电流生成电路110c及电流镜电路120经由节点N1及N2来与电源节点Nd及接地节点Ng连接的偏置电路101c中，也能够应用具有开关S1～S3的启动电路130。

在偏置电路101c中，也能够通过利用启动电路130来控制在断电状态中以及向断电状态转变时的PMOS晶体管MP1、MP2的栅极电压，来享受与实施方式1所涉及的偏置电路101同样的效果。并且，在偏置电路101c中，也能够将图2所示的开关S4设置于NMOS晶体管MN1、MN2的栅极(即，节点N1)与接地节点之间。

图12是表示实施方式2的第四例所涉及的偏置电路101d的结构的电路图。

参照图12，偏置电路101d与图10所示的偏置电路101b相比，在具备电流生成电路110d以代替电流生成电路110b这一点上不同。

电流生成电路110d与电流生成电路110a～110c同样地连接于节点N1及N2与接地节点Ng之间。电流生成电路110d包括NMOS晶体管MN1～MN3和电阻元件Rs(电阻值Rs)。

NMOS晶体管MN1连接于节点N2与节点N3之间，电阻元件Rs连接于节点N3与接地节点Ng之间。NMOS晶体管MN2连接于节点N1与节点N4之间，NMOS晶体管MN3连接于节点N4与接地节点Ng之间。NMOS晶体管MN1及NM2的栅极连接于节点N1。NMOS晶体管MN3的栅极连接于节点N4。

电流生成电路110d的基本动作与电流生成电路110a同样。即，关于电流I2，使用电阻元件的电阻值Rs和NMOS晶体管MN3的阈值电压Vt表示为I2＝Vt/Rs。另外，基准电流IREF1、IREF2也具有与电流I2成比例的电流值。

此外，在电流生成电路110d中，连接于节点N1与接地节点Ng之间的NMOS晶体管MN2及MN3进行了二极管连接，由此放大级仅为NMOS晶体管MN1。因此，偏置电路101d能够与偏置电路101、101a相比稳定地动作，不需要相位补偿。

在电流生成电路110d及电流镜电路120经由节点N1及N2来与电源节点Nd及接地节点Ng连接的偏置电路101d中，也能够应用具有开关S1～S3的启动电路130。

在偏置电路101d中，也能够通过利用启动电路130来控制在断电状态中以及向断电状态转变时的PMOS晶体管MP1、MP2的栅极电压，来享受与实施方式1所涉及的偏置电路101同样的效果。并且，在偏置电路101b中，也能够将图2所示的开关S4设置于NMOS晶体管MN1、MN2的栅极(即，节点N1)与接地节点之间。

图13是表示实施方式2的第五例所涉及的偏置电路101e的结构的电路图。

参照图13，偏置电路101e与图10所示的偏置电路101b相比，在具备电流生成电路110e以代替电流生成电路110b这一点上不同。

电流生成电路110e与电流生成电路110a～110d同样地连接于节点N1及N2与接地节点Ng之间。电流生成电路110e包括NMOS晶体管MN1、MN2、双极性晶体管(PNP晶体管)QB1、QB2以及电阻元件Rs(电阻值Rs)。

NMOS晶体管MN1连接于节点N2与节点N3之间，NMOS晶体管MN2连接于节点N1与节点N4之间。NMOS晶体管MN1及MN2的栅极连接于节点N1。NMOS晶体管MN1的背栅极(体)连接于节点N3，NMOS晶体管MN2的背栅极(体)连接于节点N4。

电阻元件Rs与PNP晶体管QB1在节点N3与接地节点Ng之间串联连接。PNP晶体管QB2连接于节点N4与接地节点Ng之间。PNP晶体管QB1及QB2的基极连接于接地节点Ng。PNP晶体管QB1的晶体管尺寸被设为PNP晶体管QB2的晶体管的k倍(k为大于等于1的实数)。

电流生成电路110e的基本动作与电流生成电路110a同样。具体地说，关于电流I2，使用电阻元件的电阻值Rs和上述的晶体管尺寸比k与上述的式(7)同样地表示(I2＝η·VT·ln(k)/Rs)。另外，基准电流IREF1、IREF2也具有与电流I2成比例的电流值。在电流生成电路110e中，不存在放大作用，因此电路动作更加稳定化。因此，偏置电路101e也与偏置电路101d(图12)同样地不需要相位补偿。

在电流生成电路110e及电流镜电路120经由节点N1及N2来与电源节点Nd及接地节点Ng连接的偏置电路101e中，也能够应用具有开关S1～S3的启动电路130。

在偏置电路101e中，也能够通过利用启动电路130来控制在断电状态中以及向断电状态转变时的PMOS晶体管MP1、MP2的栅极电压，来享受与实施方式1所涉及的偏置电路101同样的效果。并且，在偏置电路101e中，也能够将图2所示的开关S4设置于NMOS晶体管MN1、MN2的栅极(即，节点N1)与接地节点之间。

如在实施方式2中说明的那样，即使变更电流生成电路110(电流生成电路110a～110e的总称)的结构，也能够在电流生成电路110与电流镜电路120经由节点N1及N2在电源节点Nd与接地节点Ng之间串联连接的结构中，共同地应用在实施方式1中说明的启动电路130来确保良好的启动性。

此外，在偏置电路101a～101e的各偏置电路中，也与图6同样地，还能够在开关S2及S3的连接节点(节点N2)与接地节点Ng之间还配置电容器210。或者，与图7同样地，电流生成电路110b的NMOS晶体管MN1也能够由LVT构成。

实施方式3.

在实施方式3中，说明了电流镜电路120由P型的场效应晶体管(PMOS晶体管)构成且电流生成电路110具有N型的场效应晶体管(NMOS晶体管)的结构的偏置电路。即，说明了P型对应于“第一导电类型”且N型对应于“第二导电类型”的结构例。

另一方面，关于本实施方式所涉及的偏置电路，还能够从实施方式1及2的结构调换晶体管的导电类型。在实施方式3中，说明这样的变形例。

图14是表示实施方式3所涉及的偏置电路的结构的电路图。

参照图14，实施方式3所涉及的偏置电路101x具备电流生成电路110x、电流镜电路120、启动电路130以及启动控制电路150。

在偏置电路101x中也是电流生成电路110与电流镜电路120经由节点N1及N2在电源节点Nd与接地节点Ng之间串联连接。另外，启动控制电路150与实施方式1同样地构成，生成启动控制信号POFF、XPOFF。即，与实施方式1及2同样地，在断电状态下，启动控制信号POFF被设定为L电平，而启动控制信号XPOFF被设定为H电平。另一方面，在通电状态下，启动控制信号POFF被设定为H电平，而启动控制信号XPOFF被设定为L电平。

在偏置电路101x中，电流镜电路120由NMOS晶体管MN1及MN2构成，连接于接地节点Ng与节点N1、N2之间。NMOS晶体管MN1及NM2的栅极被相互连接。

能够通过如下方式变形来构成电流生成电路110x：在实施方式1及2中说明的电流生成电路110a～110e中，将NMOS晶体管置换为PMOS晶体管，并且，关于连接目的地，将节点N1、N2侧连接于电源节点Nd，将接地节点Ng侧连接于节点N1或N2。

在实施方式3中，与实施方式1及2相反地，构成电流镜电路120的晶体管(NMOS晶体管MN1、MN2)的截止电压为接地电压AGND，导通电压为电源电压AVDD。因而，在实施方式3中，接地节点Ng对应于供给电流镜电路120的截止电压的“第一电压节点”的一个实施例，电源节点Nd对应于供给电流镜电路120的导通电压的“第二电压节点”的一个实施例。

启动电路130至少包括开关S1～S3。开关S1连接于构成电流镜电路120的NMOS晶体管MN1、MN2的栅极与接地节点Ng(即，供给截止电压的节点)之间。开关S1由在栅极接收启动控制信号XPOFF的NMOS晶体管SBN1构成。由此，开关S1(NMOS晶体管SBN1)与实施方式1及2同样地，在断电状态下导通，而在通电状态下截止。

开关S2连接于NMOS晶体管MN1、MN2的栅极与节点N2之间。开关S2由在栅极接收启动控制信号POFF的NMOS晶体管SBN2构成。由此，开关S2(NMOS晶体管SBN2)与实施方式1及2同样地，在断电状态下截止，而在通电状态下导通。

开关S3连接于节点N2与电源节点Nd(即，供给导通电压的节点)之间。开关S2由在栅极接收启动控制信号POFF的PMOS晶体管SBP3构成。由此，开关S3(PMOS晶体管SBP3)与实施方式1及2同样地，在断电状态下导通，而在通电状态下截止。

因而，在偏置电路101x中，也在电源接通前的断电状态(POFF＝L，XPOFF＝H)下，通过开关S1的导通和开关S2的截止，NMOS晶体管MN1、MN2可靠地截止。并且，在通过开关S2的截止而与NMOS晶体管MN1、MN2断开的节点N2处，通过开关S3的导通而保持电源电压AVDD(导通电压)。

在电源接通后，在电源电压AVDD上升的通电状态(POFF＝H，XPOFF＝L)下，NOS晶体管MN1、MN2的栅极通过开关S1的截止而从接地电压AGND(截止电压)被断开，并且通过因开关S2的导通引起的与节点N2的连接而被供给导通电压(接地电压AGND)。

由此，在偏置电路101x中，也在从断电状态向通电状态转变时，能够使构成电流镜电路120的NMOS晶体管MN1、MN2可靠地产生漏极电流。即，与实施方式1及2同样地，通过在断电状态中以及向断电状态转变时的、构成电流镜电路120的晶体管(NMOS晶体管MN1、MN2)的栅极电压的控制，能够使偏置电路101x稳定地启动，并且能够谋求启动后的低功耗化和偏置的高精度化。

此外，在偏置电路101x中，也还能够将NMOS晶体管MN1、MN2的栅极与节点N2直接连接，并且经由与节点N2不同的另一个独立的节点将开关S2与开关S3串联连接。另外，还能够在开关S2及S3的连接节点(节点N2)与接地节点Ng之间还配置与图6同样的电容器210。

另外，在具有PMOS晶体管的电流生成电路110x中，能够由LVT构成代替电流生成电路110a～110e中的NMOS晶体管MN1而配置的PMOS晶体管。

这样，在实施方式3中，可理解N型对应于“第一导电类型”的一个实施例，P型对应于“第二导电类型”的一个实施例。同样地，与电流镜电路120连接的接地节点Ng对应于“第一电源节点”的一个实施例，与电流生成电路110连接的电源节点Nd对应于“第二电源节点”。其结果，与实施方式1及2相反地，接地电压AGND对应于“第一电压”，电源电压AVDD对应于“第二电压”。

并且，在实施方式1～3中，还能够将P型的场效应晶体管(PMOS晶体管)置换为PNP型的双极性晶体管，将N型的场效应晶体管(NMOS晶体管)置换为NPN型的双极性晶体管。即，本公开中的“第一及第二晶体管”包括场效应晶体管和双极性晶体管这两方，“第一及第二导电类型”不仅包括P型和N型，还包括PNP型和NPN型。在该情况下，也通过使至少包括开关S1～S3的启动电路130作用于构成电流镜电路120的双极性晶体管的基极(控制电极)，能够实现起到相等的效果的偏置电路。

实施方式4.

在实施方式4中，说明将在实施方式1～3中说明的偏置电路设为要素之一的设备的结构例。

参照图15，实施方式4所涉及的传感器设备300具备偏置电路101、传感器310、放大电路320、ADC(Analog to Digital Converter：模拟数字转换器)320以及集成电路(IC：Integrated Circuit)340。偏置电路101是在实施方式1～3中说明的偏置电路101～104、101a～101e、101x的总称。如上所述，偏置电路101至少输出高精度的偏置电流。

传感器310例如由用于探测人的红外线传感器构成。传感器310输出与测定对象的物理量相应的模拟电压。放大电路320使用来自偏置电路101的偏置电流，输出将传感器310的输出电压进行了放大的模拟电压。

ADC 330将放大电路320所输出的模拟电压变换为多个比特的数字数据。由此，得到表示传感器310的输出电压的数字数据。来自ADC 330的数字数据被输入到IC 340。IC340通过对数字数据进行信号处理，生成表示传感器310的输出电压的输出信号。例如，在IC340中，能够执行基于低通滤波器的应用的噪声去除处理等。

对于图15中的各要素，经由在实施方式1～3中说明的电源节点Nd和接地节点Ng供给电源电压AVDD和接地电压AGND。通过从传感器设备300的外部指示对电源节点Nd的该电源电压AVDD的供给停止和因电源接通引起的电源电压AVDD的供给开始，传感器设备300成为断电状态和通电状态的某一状态。

实施方式1～3所涉及的偏置电路101在断电状态下不消耗电流，且在向通电状态转变时可靠地启动来能够高精度地产生偏置电流。并且，在通电状态下，不会持续地产生如在比较例和专利文献1中说明的那样的无用的电流。其结果，通过抑制偏置电路101的消耗电力，能够实现传感器设备300的系统整体上的低功耗化。

通过低功耗化，能够抑制传感器设备300的发热量，因此元件的散热设计变得容易，能够进行散热板等的尺寸缩小或配置省略。由此，能够实现传感器设备300的小型化或者设计的制约的缓和等。另外，即使在以电池、太阳能电池板的有限的电力被驱动的情况下，也能够延长可动作时间。

对于为了进一步的低功耗化而断电状态和通电状态被频繁地切换以使传感器设备300间歇动作的用途，偏置电路101也是优选的。这是因为，响应于从断电状态向通电状态的转变，启动电路130能够可靠地产生偏置电流。

参照图16，实施方式4所涉及的无线传感器设备301具备与图15同样的偏置电路101、传感器310、放大电路320和ADC 320、运算器(CPU：Central Processing Unit)350、存储器360以及无线通信部(IC)370。

运算器350通过执行被保存在存储器360中的程序，能够对来自ADC 330的数字数据进行任意的信号处理。无线通信部370构成为包括用于按照预先决定的无线通信协议发送或发送接收信号的接口，能够在与无线传感器设备301之间进行信号的发送接收。由此，能够将通过运算器350中的信号处理所得到的数据和信息、即基于上述数字数据的发送信号按照预先决定的无线通信协议发送到无线传感器设备301的外部。

对于图16中的各要素，也经由在实施方式1～3中说明的电源节点Nd和接地节点Ng供给电源电压AVDD和接地电压AGND。如上所述，根据该电源电压AVDD的供给停止和因电源接通引起的电源电压AVDD的供给开始，无线传感器设备301成为断电状态和通电状态的某一状态。

关于图16所示的无线传感器设备301，也通过偏置电路101的良好的启动性和启动后的高的偏置精度和低消耗电力，能够享受与在上述的传感器设备300中说明的效果同样的效果。

在无线传感器设备301中，无线通信部370能够接收来自无线传感器设备301的外部的指令或信息。然后，运算器350能够基于接收到的该信息和信息控制无线传感器设备301的动作。例如，基于这些信息或指令在无线传感器设备301的内部控制对电源节点Nd的电源电压AVDD的供给停止和供给开始，由此还能够进行通电状态和断电状态的切换。在该情况下，偏置电路101也能够响应于从断电状态向通电状态的转变而可靠地启动。

并且，除了上述的例子以外，本实施方式所涉及的偏置电路101还能够应用于模拟电路或模拟数字混载的LSI(Large Scale Integrated circuit：大规模集成电路)。

应认为本次公开的实施方式在所有方面均是例示的，而不是限制性的。本公开的范围不是由上述的说明、而是由权利要求书表示，意图包括与权利要求书均等的含义及范围内的所有变更。

Claims

1.一种偏置电路，具备：

电流镜电路，具有分别连接于供给第一电压的第一电源节点与第一及第二节点之间的第一导电类型的第一及第二晶体管；

电流生成电路，具有连接于供给第二电压的第二电源节点与所述第一及第二节点之间的第二导电类型的晶体管；以及

启动控制电路，用于在所述偏置电路的启动时探测从自启动前起持续的第一状态向伴随启动的第二状态的转变，

相互连接的所述第一及第二晶体管的控制电极至少在所述第二状态下与所述第一及第二节点中的一方的节点电连接，

所述偏置电路还具备启动电路，该启动电路在所述偏置电路的启动时，在所述第一状态与第二之间切换所述控制电极的连接目的地，

所述启动电路包括：

第一开关，连接于供给用于使所述第一及第二晶体管截止的截止电压的第一电压节点与所述控制电极之间；

第二开关，连接于第三节点与所述控制电极之间；以及

第三开关，连接于供给用于使所述第一及第二晶体管导通的导通电压的第二电压节点与所述第三节点之间，

所述第一开关和所述第二开关在所述第一状态下截止，并且在所述第二状态下导通，

所述第三开关在所述第一状态下导通，并且在所述第二状态下截止。

2.根据权利要求1所述的偏置电路，其中，

所述第三节点与所述一方的节点是同一个节点，

所述第二开关连接于所述控制电极与所述一方的节点之间。

3.根据权利要求1或2所述的偏置电路，其中，

所述电流生成电路具有在所述一方的节点与所述第二电源节点之间与电阻元件串联连接的所述第二导电类型的第三晶体管，

所述启动电路还包括连接于所述第三晶体管的控制电极与供给使该第三晶体管截止的电压的第三电压节点之间的第四开关，

所述第四开关在所述第一状态下导通，并且在所述第二状态下截止。

4.根据权利要求3所述的偏置电路，其中，

所述第一至第三晶体管是场效应晶体管，

所述第三晶体管由与增强型晶体管相比阈值电压的绝对值小的晶体管构成。

5.根据权利要求3所述的偏置电路，其中，

所述电流生成电路还具有在所述第一及第二节点中的另一方的节点与所述第二电源节点之间电连接的所述第二导电类型的第四晶体管，

所述第一至第四晶体管是场效应晶体管，

所述第三晶体管的阈值电压的绝对值小于所述第四晶体管的阈值电压的绝对值。

6.根据权利要求1～5中的任一项所述的偏置电路，其中，

还具备电容器，该电容器连接于所述第三节点，在所述第一状态下保持所述导通电压。

7.根据权利要求1～6中的任一项所述的偏置电路，其中，

所述启动电路根据对所述偏置电路接通电源时的、作为所述第一及第二电压中的高的一方的电压的电源电压的上升，探测从所述电源电压低于预先决定的基准电压的所述第一状态向所述电源电压高于所述基准电压的所述第二状态的转变。

8.根据权利要求1～7中的任一项所述的偏置电路，其中，

所述第一电压高于所述第二电压，

所述第一导电类型是P型，而所述第二导电类型是N型，

所述第一电压节点是所述第一电源节点，

所述第二电压节点是所述第二电源节点。

9.根据权利要求1～7中的任一项所述的偏置电路，其中，

所述第一电压低于所述第二电压，

所述第一导电类型是N型，而所述第二导电类型是P型，

所述第一电压节点是所述第二电源节点，

所述第二电压节点是所述第一电源节点。

10.一种传感器设备，具备：

传感器，输出与测定对象的物理量相应的检测电压；

权利要求1～9中的任一项所述的偏置电路，至少输出偏置电流；以及

放大电路，通过使用了来自所述偏置电路的所述偏置电流的放大动作，生成基于来自所述传感器的所述检测电压的输出电压。

11.一种无线传感器设备，具备：

传感器，输出与测定对象的物理量相应的检测电压；

权利要求1～9中的任一项所述的偏置电路，至少输出偏置电流；

放大电路，通过使用了来自所述偏置电路的所述偏置电流的放大动作，生成基于来自所述传感器的所述检测电压的输出电压；以及

无线通信部，通过无线通信来输出发送信号，该发送信号是基于对所述放大电路的所述输出电压进行模拟数字变换得到的数字数据生成的，且该发送信号是依照预先决定的通信协议的发送信号。