CN114667679A - 栅极驱动电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种栅极驱动电路，包括保护IGBT的集电极‑发射极间的有源钳位，抑制恒压二极管的放热，噪声的产生也小。栅极驱动电路包括：钳位电路，钳制电力半导体元件的集电极(以下记作C)‑发射极(以下记作E)间电压，所述钳位电路具有：恒压二极管(以下记作D)，连接于C；阻抗电路，连接于恒压D的另一个与负电源之间；第一夺取电路，其中一端连接于恒压D与阻抗电路的连接点，包含第一开关(以下记作SW)及第一电阻；第二夺取电路，包含同样地连接的第二SW及第二电阻；以及检测电路，在C电压的变化率超过阈值的情况下，输出SW开信号，第二SW若接收SW开信号则从导通状态变为非导通状态。

Description

栅极驱动电路
技术领域
本发明涉及一种栅极驱动电路，用于保护绝缘栅双极晶体管(Insulated GateBipolar Transistor，IGBT)模块等电力半导体开关。特别涉及IGBT的集电极-发射极耐压的保护。
背景技术
＜背景＞
本发明涉及一种IGBT所代表的大电力半导体开关的驱动技术。IGBT等半导体开关切换几百～几千安培(A)的大电流、几百～一千伏特(V)以上的高电压，因而若IGBT等半导体开关遭破坏，则其影响大，波及半导体开关的周围。即，不仅IGBT本身而且其周边的控制电路也遭破坏，可能引起系统电路总体的故障。
因此，为了保护IGBT等半导体开关免遭破坏，正采用各种保护方法。对于半导体来说，针对电流、电压、电力、温度规定有最大定额，若一瞬超过这些最大定额值，则有可能所述半导体开关破损。
本发明涉及一种用于在IGBT等半导体开关的最大定额内，在最大定额值以内使用集电极-发射极间电压的技术。
＜以往的保护方法＞
在IGBT等半导体开关反复接通(ON)/断开(OFF)的情况下，当IGBT为饱和状态时，在其集电极端子流动的电流在连接于IGBT的集电极端子的配线或负载的电感成分蓄积电磁能。然后，若IGBT关断(turn off)，则蓄积的电磁能作为浪涌电压在IGBT的集电极-发射极间产生。所述浪涌电压Es在将配线或负载的电感成分设为L，将在集电极端子流动的电流设为I(t)时，由下述式(1A)表示。
[数1A]
Figure BDA0003638566510000021
电感成分的值越大，而且电流的变化率越大，则浪涌电压Es成为越高的电压。若所述浪涌电压Es的电压超过IGBT的最大定额，则将IGBT破坏。因此，为了将浪涌电压Es抑制为小于最大定额，需要采取在浪涌电压Es超过最大定额之前降低浪涌电压Es的措施。
一直以来，作为降低所述浪涌电压Es的方法，使用图6所示那样的吸收电路(snubber circuit)。未图示的驱动电路所输出的控制信号供给于IGBT10的栅极端子，控制IGBT10的接通(ON)/断开(OFF)状态。在IGBT10的集电极端子与高电压电力系统之间连接有负载12，通过IGBT10的接通(ON)/断开(OFF)状态来控制对负载12供给的电力。吸收电路14是将电容器Cs与电阻Rs的并联电路、与二极管Ds串联连接而构成(参照图6)。所述吸收电路14连接于高电压电力系统与IGBT10的集电极端子之间。
图6所示的吸收电路14为下述的通常电路：将浪涌电压Es的一部分经由二极管Ds蓄积于电容器Cs，通过电阻Rs转换为热而消耗，降低浪涌电压Es。
进而，近来有时采用被称为有源钳位方式的方法。将此方法的原理图示于图7。图7中，也与图6同样地，在IGBT10的集电极端子与高电压电力系统之间设有负载12。另外，在IGBT10的集电极端子与栅极端子之间连接着有源钳位电路16。有源钳位电路16为二极管D1、恒压二极管Dz及限制电阻Rz的串联电路。此外，恒压二极管Dz也可为将多个恒压二极管串联连接的结构(参照图7)。
此方法为下述方法：当IGBT10的集电极-发射极间电压超过恒压二极管Dz的齐纳电压时，恒压二极管Dz导通，其导通电流通过限制电阻Rz而流入IGBT10的栅极端子。由此，可获得缓和IGBT10的关断动作的效果。
若关断动作缓和，则集电极电流的减少率降低，按照所述式(1A)，浪涌电压Es朝向降低方向。而且，因恒压二极管Dz导通而集电极-发射极间电压被钳制，不成为恒压二极管Dz的齐纳电压以上。通过将这些效果合并，从而可将IGBT10的集电极-发射极间电压在最大定额以内使用。
现有专利技术
例如，后述的专利文献1(日本专利第4230190号公报)公开了以往的有源钳位电路。尤其公开了下述技术：在将多个恒压元件串联连接而构成保护电路的情况下，检测任一恒压元件发生短路故障。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第4230190号公报
发明内容
发明所要解决的问题
但是，所述以往的方式有以下的问题。
使用图6的吸收电路的方法中，所产生的浪涌电压Es的能量并非直接减少，而是在吸收电路内(即由电阻Rs)消耗，因而有可能吸收电路的电阻Rs的放热成问题。而且，在吸收电路的二极管Ds，伴随IGBT的接通(ON)/断开(OFF)而流动急剧的电流。因此，有可能二极管Ds也成为噪声的产生源。
而且，图7所示的有源钳位方式中，有可能由于与吸收电路相同的原因，而恒压二极管Dz的放热成问题。
而且，恒压二极管Dz若因内部的电阻成分而流动过大的电流，则有可能相应地偏离钳位电平。为了应对所述情况，可想到将齐纳电压设定得低，但若将齐纳电压设定得低，则有可施加于IGBT的电压降低等问题。因此，有为了满足所要求的电路的规格而必须提高IGBT的耐压等设计上的问题。
本发明是鉴于此种放热问题及噪声的产生等问题而成，其目的在于提供一种IGBT的栅极驱动电路，包括可保护IGBT的集电极-发射极间的有源钳位电路，且进一步抑制恒压二极管的放热，而且噪声的产生也更小。
解决问题的技术手段
(1)本发明为了解决所述问题，为一种栅极驱动电路，对电力半导体元件进行驱动，其特征在于包括：有源钳位电路，在所述电力半导体元件关断时，所述电力半导体元件的集电极-发射极间电压达到规定的电压的情况下，将所述电力半导体元件的集电极-发射极间电压钳制在所述规定的电压，并且向所述电力半导体元件的栅极端子供给规定的电流，所述有源钳位电路具有：恒压二极管，其中一端连接于所述电力半导体元件的集电极端子；阻抗电路，连接于所述恒压二极管的另一端与负电源之间；输出端子，连接于所述恒压二极管与所述阻抗电路的连接点，且连接于所述电力半导体元件的所述栅极端子；第一夺取电路，包含：第一开关与第一电阻的串联电路，其中一端连接于所述恒压二极管与所述阻抗电路的连接点，另一端连接于负电源，用于在所述电力半导体元件关断时，基于来自外部的开闭信号从所述所述电力半导体元件的栅极端子夺取电荷；第二夺取电路，包含：第二开关与第二电阻的串联电路，其中一端连接于所述恒压二极管与所述阻抗电路的连接点，另一端连接于负电源，用于在所述电力半导体元件关断时，基于所述开闭信号从所述电力半导体元件的栅极端子夺取电荷；以及检测电路，基于所述恒压二极管与所述阻抗电路的连接点的电压来求出所述电力半导体元件的集电极电压的变化率，在所述变化率超过规定的阈值的情况下，输出开关开信号，所述第二开关若接收所述开关开信号，则从导通状态变为非导通状态，由此提高用于夺取所述电力半导体元件的栅极电荷的电阻值，缓和所述电力半导体元件的关断并且夺取栅极电荷。
(2)而且，本发明为(1)记载的栅极驱动电路，且其特征在于，所述有源钳位电路为下述有源钳位电路：在关断所述电力半导体切换元件时所产生的浪涌电压为所述电力半导体切换元件IGBT的集电极-发射极间电压的最大定额电压或其附近电压时，将集电极-发射极间电压钳制在所述电压，而且同时向自信的栅极供给电流，由此降低浪涌电压而防止电压破坏。
(3)而且，本发明为(1)或(2)记载的栅极驱动电路，且其特征在于，所述恒压二极管具有寄生于所述恒压二极管的并联电容，所述阻抗电路至少包含电阻与电容器的并联电路。
(4)而且，本发明为(1)至(3)中任一项记载的栅极驱动电路，其特征在于，包括第二夺取电路到第n夺取电路的n－1种第n夺取电路、及第二检测电路到第n检测电路的n－1种第n检测电路，所述n为3以上的自然数，所述第n夺取电路包含：第n开关与第n电阻的串联电路，连接于所述恒压二极管与所述阻抗电路的连接点，用于在所述电力半导体元件关断时，基于所述开闭信号从所述电力半导体元件的栅极端子夺取电荷，所述第n检测电路基于所述恒压二极管与所述阻抗电路的连接点的电压来求出所述电力半导体元件的集电极电压的变化率，在所述变化率超过规定的第n阈值的情况下，输出第n开关开信号，
若所述第n开关接收所述第n开关开信号，则从导通状态变为非导通状态，由此提高用于夺取所述电力半导体元件的栅极电荷的电阻值，缓和所述电力半导体元件的关断并且夺取栅极电荷。
发明的效果
根据本发明，可提供一种栅极驱动电路，对IGBT进行驱动，并且放热也少，而且噪声也小。
附图说明
图1为本实施方式1的栅极驱动电路的电路图。
图2为对包含恒压二极管ZD1、电阻R4及阻抗电路Z1的电路部分求近似而得的等价电路。
图3为本实施方式2的栅极驱动电路的电路图。
图4为具体实施例的栅极驱动电路的电路图。
图5为表示对具体实施例进行实验的实验数据的图表。
图6为以往的吸收电路的电路图的一例。
图7为以往的有源钳位电路图的一例。
具体实施方式
以下，基于附图对本发明的合适实施方式进行说明。
1.实施方式1
图1中，示出表示本实施方式的栅极驱动电路100的特征性结构的电路图。本实施方式的栅极驱动电路100的特征在于，包括预测型有源钳位电路102。在栅极驱动电路100，除此以外也可包含用于驱动栅极的驱动器半导体元件或电源电路等，但这些结构与以往相同，因而在图1中省略而未图示。
负载ZL104为IGBT106驱动的负载，设于电力线与IGBT106的集电极端子之间。IGBT106为作为栅极驱动电路100的驱动对象的IGBT106，在其栅极端子，供给有来自栅极驱动电路100的控制信号。此外，负载ZL104及(作为驱动对象的)IGBT106不包含于栅极驱动电路100的结构。
此处，IGBT相当于权利要求的电力半导体元件的合适的一例。
如图1所示，本实施方式中特征性结构为预测型有源钳位电路102。此预测型有源钳位电路的特征在于，对以往的有源钳位电路追加了根据集电极-发射极间的上升率将栅极夺取电路的SW打开(OPEN)的电路。从所述有源钳位电路102的输出端子102a将控制信号供给于IGBT106的栅极端子。而且，有源钳位电路102的检测端子102b与IGBT106的集电极端子连接。
在检测端子102b，连接有防止电流逆流的二极管D1的阳极端子，二极管D1的阴极端子连接于恒压二极管ZD1的阴极端子。恒压二极管ZD1的阳极端子经由电阻R4连接有阻抗电路Z1(参照图1)。而且，阻抗电路Z1的另一端连接于负电源Vee。
此外，恒压二极管ZD1可由显示恒压特性的理想恒压二极管VZ、与存在于其两端子间的并联电容Cz以图1所示那样的等价电路表示。
此处，预测型有源钳位电路102相当于权利要求的有源钳位电路的合适的一例。而且，恒压二极管ZD1相当于权利要求的恒压二极管的合适的一例。关于恒压二极管ZD1的所述并联电容Cz，相当于权利要求的并联电容的合适的一例。本实施方式中，考虑零件成本或安装面积而使用寄生的并联电容Cz，但也可与恒压二极管Vz并联地另外连接电容器。后述的图4的并联电容Cz也同样。此时的电容器也相当于权利要求的并联电容的合适的一例。
而且，阻抗电路Z1相当于权利要求的阻抗电路的合适的一例。输出端子102a(及后述的202a、302a)相当于权利要求的输出端子的合适的一例。
开关SW1及开关SW2为用于夺取IGBT106的栅极电荷的开关。
开关SW1与电阻R1的串联电路连接于IGBT106的栅极端子与负电源Vee之间。若开关SW1闭合(接通(ON))，则电阻R1连接于负电源Vee，将IGBT106的栅极电荷放电。
所述开关SW1与电阻R1的串联电路相当于权利要求的第一夺取电路的合适的一例。开关SW1相当于权利要求的第一开关的合适的一例。电阻R1相当于权利要求的第一电阻的合适的一例。
同样地，开关SW2与电阻R2的串联电路连接于IGBT106的栅极端子与负电源Vee之间。若开关SW2闭合(接通(ON))，则电阻R2连接于负电源Vee，将IGBT106的栅极电荷放电。
所述开关SW2与电阻R2的串联电路相当于权利要求的第二夺取电路的合适的一例。开关SW2相当于权利要求的第二开关的合适的一例。电阻R2相当于权利要求的第二电阻的合适的一例。
开关SW1、开关SW2的开闭原则上由开闭信号进行，此开闭信号为来自未图示的规定的控制电路的信号。将IGBT106关断时，从所述控制电路将闭(接通(ON))的开闭信号发送至开关SW1及开关SW2，两开关闭合(接通(ON))。此外，本文中，设开闭信号在低(low)时表示“开”，在高(high)时表示“闭”，但视利用的开关元件的极性(P通道、N通道)不同，也可相反。
而且，图1中，阻抗电路Z2为IGBT106的栅极的终端阻抗电路。
在电阻R4与阻抗电路Z1的连接点，连接有二极管D2的阳极端子。另外，二极管D2的阴极端子连接于输出端子102。即，电阻R1的与开关SW1为相反侧的端子连接于二极管D2的阳极端子。同样地，电阻R2的与开关SW2为相反侧的端子也连接于二极管D2的阳极端子(参照图1)。所述二极管D2也与二极管D1同样地，为防止电流逆流的二极管。
检测电路DET2为监视在阻抗电路Z1产生的电压(端子间电压)的检测电路。检测电路DET2在阻抗电路Z1的端子间电压高于预先设定的阈值(正的规定值)的情况下，与来自控制电路的开闭信号无关地，以将开关SW2打开(断开(OFF))的方式将SW2开信号供给于开关SW2。开关SW2在接到指示将开关SW2打开的SW2开信号的情况下，与来自控制电路的开闭信号的值无关地，将开关设为开(断开(OFF)：非导通状态)。
连接于恒压二极管ZD1的阳极端子与阻抗电路Z1之间的电阻R4为限制电阻，限制IGBT106的集电极电压上升而恒压二极管ZD1导通时向IGBT106的栅极端子流入的电流。
此处，检测电路DET2相当于权利要求的检测电路的合适的一例。SW2开信号相当于权利要求的开关开信号的合适的一例。
为了将IGBT106关断，从控制电路将开闭信号发送至开关SW1及开关SW2，若两开关闭合(接通(ON))，则IGBT106的栅极电荷通过电阻R1与电阻R2的合成电阻值(R1R2/(R1+R2))而被夺取。所述合成电阻值的式中，R1、R2分别表示电阻R1的电阻值、电阻R2的电阻值。
这样，若IGBT106的栅极电荷被夺取，则IGBT106欲关断。其结果为，IGBT106的集电极电流急剧减少，IGBT106的集电极电压按照后述的式(3)开始上升。可认为，若IGBT106的负载ZL为一定的值，则IGBT106的集电极电压的上升率与集电极电流的减少率大致成比例。
阻抗电路Z1提供用于测量IGBT106的集电极电压的上升率的阻抗。将此阻抗电路Z1例如假定为电阻Rd与电容器Cd的并联电路。进而，可将测量上升率的机制如图2那样简化而等价。图2表示对图1的预测型有源钳位电路102中的包含恒压二极管ZD1、电阻R4及阻抗电路Z1的电路部分求近似而得的等价电路。
如图2所示，恒压二极管ZD1在非道通状态下如图2所示，可由电容器Cz近似。而且，在电阻R4为充分小的值的情况下，可将其省略。而且，阻抗电路Z1如上文所述，可由电阻Rd与电容器Cd的并联电路近似。
进行此种近似的结果为，图2所示的电路的阻抗电路Z1的端末间电压在图2中，可由V1、即阻抗电路Z1与恒压二极管ZD1的连接点表示。检测电路DET2可根据所述V1及负电源Vee来检测端子间电压。此种近似的结果为，IGBT106的集电极电压VCE(t)的上升率
[数1B]
Figure BDA0003638566510000081
与阻抗电路Z1的端子间电压V1的关系是由下述式(2)表示。
[数2]
Figure BDA0003638566510000082
此处，t表示时间。另外，在t《Rd(Cz+Cd)的情况下，V1几乎与“0”相等，检测电路DET2不运作。其原因在于，检测电路DET2的阈值为正的电压值，因而大致0V的电压不超过阈值。即，意味着通过调整Rd(Cz+Cd)的值，从而可将脉宽短的噪声除去。即，t》Rd(Cz+Cd)的时段中，端子间电压V1由下述的式(3A)表示，阻抗电路Z1的端子间电压V1成为与集电极电压VCE(t)的上升率成比例的值。
[数3A]
Figure BDA0003638566510000091
阻抗电路Z1的端子间电压V1的值高意味着IGBT106的集电极电流的减少率大。即，意味着IGBT106的栅极电荷的夺取量过大。
集电极电流的减少率过大，其结果为集电极电压VCE(t)的电压上升率高，可预先求出可预测到最终超过IGBT106的最大定额值的、端子间电压V1的值。本实施方式1中具特征性的是，将所述预测值作为端子间电压V1的极限值而预先设定为检测电路DET2的阈值。
若如此对检测电路DET2预先设定阈值，则达到极限值时，检测电路DET2运作(检测出端子间电压V1超过阈值)，输出SW开信号。开关SW2接收所述SW开信号而成为开(断开(OFF))，可将IGBT106的栅极电荷的夺取电阻的值由(R1R2/(R1+R2))设为R1。即，可提高夺取电阻的值。
通过此种动作，栅极电荷夺取用的电阻值的合成电阻值增大，IGBT106的栅极电荷夺取量减少，按照所述式(3A)而浪涌电压降低。
此外，图1所示的示例中，从等价方面来看将电阻R1与电阻R1并联连接，但也能以串联连接的方式构成。此时，也能以下述方式构成：将经串联连接的电阻R1、R2的电阻串联电路的其中一端连接于输出端子102a，在另一端与Vee之间连接开关SW1，在电阻R1与R2的连接点、与Vee之间连接开关SW2，可通过开关的切换而调整合成电阻值。
通过这样适当选定阻抗电路Z1的端子间电压V1的极限值，从而恒压二极管ZD1不因浪涌电压而导通，可保护IGBT106。即便恒压二极管ZD1导通，也可减少恒压二极管ZD1的导通电流值或时间宽度，因而可抑制恒压二极管ZD1的放热。进而，可事先缓和IGBT106的集电极电压VCE(t)的急剧上升或IGBT106的集电极电流的急剧减少，因而对于伴随于这些的噪声的降低也发挥效果。
2.实施方式2
实施方式2中，说明设有两个检测电路DET的示例。
所述实施方式1中，说明了设置检测电路DET2而使栅极电荷夺取用的电阻值变化的示例。关于所述检测电路DET，可认为若设置使阈值不同的多个检测电路DET，则可进行更精密的控制。
因此，本实施方式2中说明下述电路例：除了所述实施方式1中说明的图1的检测电路DET2以外，还设有检测电路DET3。图3中，示出如此包括检测电路DET2、检测电路DET3的电路。
所述图3所示的电路例具体而言，为对实施方式1中说明的图1的电路增加检测电路DET3、开关SW3及电阻R3的结构，其他结构与图1完全相同。
开关SW3与开关SW1、2同样地，为用于夺取IGBT106的栅极电荷的开关，与开关SW1等同样地，为基于来自未图示的控制电路的开闭信号而执行开闭动作的开关。
开关SW3与电阻R3的串联电路连接于IGBT106的栅极端子与负电源Vee之间。若开关SW3闭合(接通(ON))，则电阻R3连接于负电源Vee，将IGBT106的栅极电荷放电。此动作本身与到此为止所说明的开关SW1、2相同。
电阻R3为用于将栅极电荷放电的电阻，为与电阻R1、R2相同的主旨的电阻。
开关SW3与电阻R3的串联电路相当于权利要求的第n夺取电路的合适的一例(n＝3的情况)。开关SW3相当于权利要求的第n开关(n＝3的情况)的合适的一例。电阻R3相当于权利要求的第n电阻(n＝3的情况)的合适的一例
检测电路DET3为与检测电路DET2相同的电路，如后述那样为仅阈值的值不同的电路。
所述检测电路DET3也检测所述阻抗电路Z1的端子间电压V1，在超过预先设定的阈值的情况下，输出SW开信号。开关SW3若接收作为将开关SW3设为开状态的指示的SW3开信号，则成为开状态，将电阻R3从负电源Vee分离。这样，检测电路DET3为除了阈值不同以外，与检测电路DET2相同的电路。
所述检测电路DET3相当于权利要求的第n检测电路的合适的一例(n＝3的情况)。SW3开信号相当于权利要求的第n开关开信号的合适的一例。
与实施方式1同样地，为了将IGBT106关断，从控制电路将开闭信号发送至开关SW1及开关SW2，此外也发送至开关SW3，所有开关闭合。开关SW3也转变为接通(ON)状态(闭合)。
此状态下，IGBT106的栅极电荷通过电阻R1、电阻R2及电阻R3的合成电阻值(1/((1/R1)+(1/R2)+(1/R3)))而被夺取。所述合成电阻值的式中，R1、R2、R3分别表示电阻R1的电阻值、电阻R2的电阻值、电阻R3的电阻值。
这样，若IGBT106的栅极电荷被夺取，则IGBT106开始关断，IGBT106的集电极电流急剧减少。其结果为，如上文所述，IGBT106的集电极电压按照所述式(3A)开始上升。可认为，若IGBT106的负载ZL104为一定的值，则IGBT106的集电极电压的上升率与集电极电流的减少率大致成比例。
而且，如上文已说明，阻抗电路Z1的端子间电压V1成为与集电极电压VCE(t)的上升率成比例的值。因此，集电极电流的减少率过大，其结果为集电极电压VCE(t)的电压上升率高，可预先求出可预测到最终超过IGBT106的最大定额值的、端子间电压V1的值。
此时，为了防止超过最大定额值，优选为预先对检测电路DET2设定比所预测的端子间电压V1的值更小的阈值。
另一方面，在集电极电压VCE(t)的电压上升率高的情况下，也有可能需要进一步增大栅极电荷夺取用电阻的值。
因此，若预先设定比所预测的端子间电压V1的值更大的电压作为检测电路DET3的阈值，则在仅通过检测电路DET2将电阻R2分离时无法充分增大栅极电荷夺取用的电阻的值的情况下，可进一步增大电阻值。
本实施方式2中，这样对检测电路DET2设定稍小的阈值，尽早将电阻R2分离，尽早增大栅极电荷夺取用的电阻的值。
进而，对检测电路DET3设定稍大的阈值，在集电极电压VCE(t)的电压上升率非常高的情况下，除了电阻R2以外也将电阻R3分离。其结果为，栅极电荷夺取用的电阻仅成为R1，可进一步增大栅极电荷夺取用电阻的值。
此外，图3所示的示例中，从等价方面来看将电阻R1、R2及R3并联连接，但也能以将这些串联连接的方式构成。此时也能以下述方式构成：将经串联连接的电阻R1、R2、R3的电阻串联电路的其中一端连接于输出端子202a，在另一端与Vee之间连接开关SW1，在电阻R1与R2的连接点、与Vee之间连接开关SW2，在电阻R2与R3的连接点、与Vee之间连接开关SW3，可通过开关的切换而调整合成电阻值。
本实施方式2中说明的图3的栅极驱动电路200的预测型有源钳位电路202如此包括两种检测电路，因而与实施方式1的图1的电路相比，可执行更精密的控制。
3.具体实施例
图4中，示出具体的包含预测型有源钳位电路302的栅极驱动电路300的电路图。实际的栅极驱动电路300除了图4的预测型有源钳位电路302以外，也包含电源电路或驱动器元件等各种电路。
与图1、图3同样地，有源钳位电路302为由实线包围的部分，在其输出端子302a，连接有作为驱动对象的IGBT106的栅极端子。而且，负载104与图1、图3同样地，连接于IGBT106与电力线之间，由IGBT106来控制电力供给。有源钳位电路302设有检测端子302b，此检测端子302b连接于IGBT106的集电极端子。
图4中，Vee如到此为止所说明，为栅极驱动电路300的负电源，Vdc为正电源。
在有源钳位电路300，设有三种输入端子IN1、IN2、IN3。
在输入端子IN1(及IN2、IN3)，从外部的控制电路输入有开闭信号。在输入至输入端子IN1(及IN2、IN3)的开闭信号为低(low)的情况下，晶体管Q4进行接通(ON)工作，IGBT106进行接通(ON)工作。另外，在输入至输入端子IN2、IN3(及IN1)的开闭信号为高(high)的情况下，晶体管Q2、Q3进行接通(ON)工作，IGBT106进行断开(OFF)工作。
本实施例中，将对IN1与IN2及IN3施加的开闭信号设为同相的信号，但视利用的开关元件的极性不同，也可将对IN2、IN3施加的开闭信号的极性设为与对IN1施加的开闭信号相反。
若输入至输入端子IN1(及IN2、IN3)的开闭信号成为低(low)，则晶体管Q4进行接通(ON)工作，从Vdc经由电阻R7向连接于输出端子302a的IGBT106的栅极端子供给电流。其结果为，IGBT106进行接通(ON)工作。
晶体管Q4为栅极驱动电路300的高侧开关，但所述图1、图3中省略而未图示。
另一方面，若输入至输入端子IN2、IN3(及IN1)的控制信号成为高(high)，则晶体管Q4进行断开(OFF)工作，并且晶体管Q2及Q3进行接通(ON)工作，通过电阻R5及电阻R6夺取IGBT106的栅极电荷。其结果为，IGBT106进行断开(OFF)工作。
此外，晶体管Q2相当于图1(图3)的开关SW2，晶体管Q3相当于图1(图3)的开关SW1。而且，图4的电阻R4相当于图1的电流检测用阻抗电路Z1。另外，图4的ZD1～ZD6为相当于图1的恒压二极管ZD1的二极管。而且，图4的Cz相当于图1的并联电容Cz。
而且，图4的晶体管Q1相当于图1的检测电路DET2，晶体管Q1的栅极-源极间的临界电压(threshold voltage)VQITH相当于其阈值电压。若晶体管Q1进行接通(ON)工作，则晶体管Q2与输入至输入端子IN3的控制信号的信号状态无关地，进行断开(OFF)工作。
即，若电阻R4的端子间的电压达到临界电压VQITH，则晶体管Q1进行接通(ON)工作。若晶体管Q1进行接通(ON)工作，则接下来晶体管Q2进行断开(OFF)工作。即，相当于开关SW2的开关成为断开(OFF)(非道通)。因此，夺取IGBT106的栅极电荷的电路成为仅电阻R6与晶体管Q3的串联电路，因而电荷的夺取稳定，可减小在IGBT106的集电极端子产生的浪涌电压。
电阻R3为用于调整本实施方式的新颖效果、与以往的有源钳位电路方式的效果的影响的相对比率的电阻。所谓以往的有源钳位电路方式，为使恒压二极管ZD1的电流向IGBT106的栅极端子直接流入的方式。
此处，所谓本实施方式的新颖效果，意味着下述效果等。
·栅极电荷夺取用的电阻值的合成电阻值增大，IGBT106的栅极电荷夺取量减少，按照式(3A)而浪涌电压降低。
·可抑制恒压二极管ZD1的放热。
·可缓和集电极电流的急剧减少，因而可实现伴随于此的噪声的降低。
而且，所谓以往的有源钳位电路方式的效果，为
·浪涌电压的降低。
若增大电阻R3的值，则集电极电压VCE(t)的检测感度下降，因而相对地，以往的有源钳位电路方式的效果变大。反之，若减小电阻R3的值，则集电极电压VCE(t)的检测感度提高，因而可比以往的效果相对更大地获得本实施方式的特征性效果(新颖效果)。
二极管D3为晶体管Q1的栅极电荷的夺取用二极管。
IGBT106的集电极电压VCE(t)的上升率由下述式(3B)表示。
[数3B]
Figure BDA0003638566510000141
因此，若以图4的本实施例的参数表示，则如下述式(4)那样表示。
[数4]
Figure BDA0003638566510000142
此处，Rt由以下的式(5)表示。
Rt＝R1+R3+R4 (5)
接下来，将图4的电路动作波形示于图5。图5的图表中，横轴表示时间，纵轴表示各种信号。
开闭信号如到此为止所说明，为从外部的控制电路输出的信号，为使开关SW1、开关SW2开闭的信号。开闭信号供给于图4的输入端子IN2、IN3及IN1。
SW1为表示开关SW1的开闭状况的信号，若为低(low)则表示开状态(非导通)状态，高(high)表示导通状态。SW2也同样地，为表示开关SW1的开闭状况的信号，若为低(low)则表示开状态(非导通)状态，高(high)表示导通状态。
Vge表示IGBT106的栅极电压。而且，VCE表示IGBT106的集电极电压VCE(t)。而且，Ic表示IGBT106的集电极电流。
所述图表表示开闭信号从低(low)变化为高(high)时的动作。此时，IGBT106从接通(ON)状态转变为断开(OFF)状态，开关SW1及开关SW2基本上从开状态(非道通状态)转变为闭(导通状态)。
首先，若开闭信号从低(low)变更为高(high)，则晶体管Q4进行断开(OFF)工作而转变为非导通状态。伴随于此，开关SW1及SW2进行接通(ON)动作，开始夺取栅极电荷。由此，IGBT106开始从接通(ON)状态向断开(OFF)状态转变。
由于开关SW1及SW2夺取栅极电荷，因而IGBT开始向非导通状态转变。其结果为，集电极电压VCE开始上升。图5的图表中，将所述上升的斜率表示为“斜率1”。
本实施例中，通过观测斜率1，从而在预测到产生噪声或放热的时机，晶体管Q1(相当于图1的检测电路DET2)进行接通(ON)动作。
如到此为止所说明，若所述斜率1大，则晶体管Q1进行接通(ON)动作的时机提早，若斜率1小，则晶体管Q1进行接通(ON)动作的时机延迟。
若晶体管Q1(检测电路DET2)进行接通(ON)动作，则开关SW2成为“开”状态(非导通状态)(参照图5)，栅极电压Vge相应地上升。另外，开关SW2成为“开”状态的结果为，栅极电荷的夺取变为低速，集电极电压VCE的上升速度变慢。其结果为，集电极电压VCE的上升斜率成为“斜率2”(参照图5)。
然后，若栅极电荷被夺取，则IGBT106成为断开(OFF)动作，朝向非导通状态。此时，集电极电压VCE由作为钳位电路的恒压二极管ZD1所钳制，因而可抑制浪涌电压等。图5中，作为ZD1导通期间所示的期间为恒压二极管ZD1导通而浪涌电压等得到抑制的期间。此期间中，恒压二极管ZD1导通，因而由此输出端子102a的控制信号因恒压二极管ZD1的导通而上升。由此抑制浪涌电压等。
然后，若IGBT106的集电极电压VCE成为恒压二极管ZD1的齐纳电压以下，则恒压二极管ZD1转变为非导通状态。
若恒压二极管ZD1成为非道通状态，则检测电路DET2未检测到超过阈值的电压，因而开关SW2也恢复为闭状态(导通状态)。
执行以上那样的动作。由此，根据图4的电路，可缓和IGBT106的集电极电压VCE(t)的急剧上升或IGBT106的集电极电流的急剧减少。而且，缩短恒压二极管ZD1的导通时间，因而可抑制恒压二极管ZD1的放热。而且，可实现伴随于这些的噪声的降低。
4.效果及其他
如以上所说明，本实施方式的栅极驱动电路通过利用有源钳位电路，并且观测集电极电压的急剧变化，从而预测浪涌电压的产生，使用于夺取栅极电荷的电阻值变化(提高电阻值)，因而可实现浪涌电压的抑制，并且抑制有源钳位电路中的恒压二极管的放热。而且，也可缓和IGBT的集电极电压的急剧上升、集电极电流的急剧减少。这些的结果为，可实现噪声的降低。
实施方式1中使用一个检测电路DET2，实施方式2中使用两个检测电路DET1、DET2，但也可设置三个以上。
而且，以上所说明的实施方式为作为本发明的实现手段的一例，应根据适用本发明的装置的结构或各种条件适当进行修正或变更，本发明不限定于本实施方式的形态。例如，所述实施方式中，关于作为驱动对象的电力半导体开关，主要对IGBT进行了说明，但也可适用于驱动其他电力半导体开关(例如金属氧化物半导体场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET))的栅极驱动电路。而且，上文说明的实施方式、实施例中，在其电路图中主要使用N通道MOSFET、P通道MOSFET，但也可使用N通道MOSFET代替P通道MOSFET来构成电路，或也可相反。而且，也可使用其他种类的元件。例如，也可使用双极晶体管来构成电路。
工业可利用性
根据本发明，可提供一种栅极驱动电路，对IGBT进行驱动，且放热也少，而且噪声也小。
符号的说明
10、106：IGBT
12、ZL104：负载
14：吸收电路
16：有源钳位电路
100、200：栅极驱动电路
102、202、302：预测型有源钳位电路
102a、202a、302a：输出端子
102b、202b、302b：检测端子
Cd：电容器
Cs：电容器
Cz：并联电容
Ds：二极管
Dz：恒压二极管
DET2、DET3：检测电路
R1、R2、R3：电阻
Rd：电阻
Rs：电阻
Rz：限制电阻
SW1、SW2、SW3：开关
Vz：理想恒压二极管
Z1、Z2：阻抗电路
ZD1：恒压二极管

Claims (4)

1.一种栅极驱动电路，对电力半导体元件进行驱动，其特征在于包括：
有源钳位电路，在所述电力半导体元件关断时，所述电力半导体元件的集电极-发射极间电压达到规定的电压的情况下，将所述电力半导体元件的集电极-发射极间电压钳制在所述规定的电压，并且对所述电力半导体元件的栅极端子供给规定的电流，
所述有源钳位电路包括：
恒压二极管，其中一端连接于所述电力半导体元件的集电极端子；
阻抗电路，连接于所述恒压二极管的另一端与负电源之间；
输出端子，连接于所述恒压二极管与所述阻抗电路的连接点，且连接于所述电力半导体元件的所述栅极端子；
第一夺取电路，包含：第一开关与第一电阻的串联电路，其中一端连接于所述恒压二极管与所述阻抗电路的连接点，另一端连接于负电源，用于在所述电力半导体元件关断时，基于来自外部的开闭信号从所述所述电力半导体元件的栅极端子夺取电荷；
第二夺取电路，包含：第二开关与第二电阻的串联电路，其中一端连接于所述恒压二极管与所述阻抗电路的连接点，另一端连接于负电源，用于在所述电力半导体元件关断时，基于所述开闭信号从所述电力半导体元件的栅极端子夺取电荷；以及
检测电路，基于所述恒压二极管与所述阻抗电路的连接点的电压来求出所述电力半导体元件的集电极电压的变化率，在所述变化率超过规定的阈值的情况下，输出开关开信号，
所述第二开关若接收所述开关开信号，则从导通状态变为非导通状态，由此提高用于夺取所述电力半导体元件的栅极电荷的电阻值，缓和所述电力半导体元件的关断并且夺取栅极电荷。
2.根据权利要求1所述的栅极驱动电路，其特征在于，
所述有源钳位电路为下述有源钳位电路：
在将所述电力半导体切换元件关断时产生的浪涌电压成为所述电力半导体切换元件绝缘栅双极晶体管的集电极-发射极间电压的最大定额电压或其附近电压时，将集电极-发射极间电压钳制在所述电压，而且同时向自信的栅极供给电流，由此降低浪涌电压，防止电压破坏。
3.根据权利要求1或2所述的栅极驱动电路，其特征在于，
所述恒压二极管具有寄生于所述恒压二极管的并联电容，
所述阻抗电路至少包含电阻与电容器的并联电路。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于包括：
第二夺取电路到第n夺取电路的n－1种第n夺取电路、以及
第二检测电路到第n检测电路的n－1种第n检测电路，
所述n为3以上的自然数，
所述第n夺取电路包含：第n开关与第n电阻的串联电路，连接于所述恒压二极管与所述阻抗电路的连接点，用于在所述电力半导体元件关断时，基于所述开闭信号从所述电力半导体元件的栅极端子夺取电荷，
所述第n检测电路基于所述恒压二极管与所述阻抗电路的连接点的电压来求出所述电力半导体元件的集电极电压的变化率，在所述变化率超过规定的第n阈值的情况下，输出第n开关开信号，
所述第n开关若接收所述第n开关开信号，则从导通状态变为非导通状态，由此提高用于夺取所述电力半导体元件的栅极电荷的电阻值，缓和所述电力半导体元件的关断并且夺取栅极电荷。
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