无须解模糊的多基线相位干涉仪测向方法
技术领域
本发明涉及波达方向(DOA)估计和辐射源方向测量技术,具体涉及一种无须解模糊的多基线相位干涉仪测向方法。
背景技术
相位干涉仪用于波达方向或辐射源方向的高精度测量,在现代电子战和无源定位领域得到了广泛应用。由于现代战争对辐射源方向的测量精度要求越来越高,因此,受现实军事需求的牵引,相位干涉仪测向技术仍处于不断的研究、改进和发展之中。
相位干涉仪的基本原理如图1所示,分别标识为
和
的两个天线阵元构成一个简单的单基线相位干涉仪,两个天线阵元之间的距离
称之为基线长度;辐射源来波方向
为与干涉仪基线法线方向的夹角。两个阵元接收的信号经各自的接收通道进行正交下变频处理后获得复信号
和
。然后再经由相位差测量模块对复信号
和
进行相位干涉处理得到相位差
。接着通过角度变换模块对相位差
做运算获得来波方向为
。
目前的单基线相位干涉仪存在测向精度与测向模糊的矛盾;并且即使测向精度要求不高,适应高频段、无模糊的单基线相位干涉仪也难以在工程上实现。
为解决单基线相位干涉仪存在的测向精度与测向模糊之间的矛盾,现有技术通常提出了由
个阵元构成
条基线的多基线相位干涉仪,结构如图2所示。图2中,传统的基线配置有两种方案。第一种方案是由相邻阵元构成单基线相位干涉仪;第二种方案是以其中一个阵元,例如E
0阵元,为参考,由该阵元与其他阵元构成单基线相位干涉仪。这两种方案只是在基线选择上有差别,测向方法则完全相同。为提高测向精度,多基线相位干涉仪的基线长度或部分基线长度要大于来波波长的一半,因此,为正确测得来波的到达方向必须进行解模糊处理;而对单基线相位干涉仪来说,当基线长度大于来波半波长时是无法解模糊的。
目前,多基线相位干涉仪的基线配置主要可以分为长短基线法、虚拟基线法以及参差基线法,这三种方案基线配置不同所对应的解模糊方法也不同。同样存在一些无法解决的技术问题。
长短基线法要求最短基线长度小于半波长,利用最短基线
获得的无模糊相位差求解长基线相位差的模糊数;该模糊数与长基线测得的模糊相位差一起可以获得较短基线精度更高的测向结果。长短基线法除了存在要求最短基线小于半波长在工程上难以实现的缺陷之外,还存在短基线的相位差测量误差会被放大传递到下一级解模糊,从而影响正确解模糊的问题。
虚拟基线法不要求最短基线小于半波长,只要两条基线之差小于半波长即能实现解模糊。解模糊后,其他基线的解模糊处理同长短基线法。根据虚拟基线法的原理可知,其存在同长短基线法一样的测量误差放大传递问题。
参差基线法中解模糊方法包括余数定理法和最小二乘法。余数定理法得到的模糊数由于鉴相误差的影响往往与正确的模糊数相差甚远,导致测向失败;最小二乘法解模糊的正确性与相位差的测量精度有关。基线长度越长,则正确解模糊要求的测量精度越高,计算量越大。
总的来说,现有的相位干涉仪无论是单基线还是多基线,或工程实现难度大,或不容易理解,或计算量过大,或相位差测量误差对正确解模糊影响较大。
发明内容
发明目的:本发明的目的在于解决现有技术中存在的不足,提供一种无须解模糊的多基线相位干涉仪测向方法,本发明基于波束形成原理测向,无须测量相位差因而不需要解模糊,解决了传统相位干涉仪测向方法必须首先完成解相位模糊所带来的工程实现困难、计算量大、不易理解、鉴相误差逐级放大传递等问题,具有概念清晰、易于理解、计算量小、实现简单、对阵列基线配置的适应性强、抗噪声能力强等突出优点。
技术方案:本发明的一种无须解模糊的多基线相位干涉仪测向方法,包括初始化模块、接收数据读取模块、相位干涉计算模块、归一化角度获取模块(包括角度搜索模块和迭代求解模块这两个子模块)和角度换算模块;各天线阵元接收的信号经对应接收通道进行处理后获得复信号,所有复信号一起进入相位干涉计算模块、归一化角度获取模块、角度换算模块处理,最终获得来波方向为
;
所述初始化模块首先读取设定参数:基线数目
N、以最短波长的一半为单位的阵面宽度
L和对应基线长度
p n、最短波长
λ min;然后根据最长基线计算归一化角度搜索步长,并根据搜索步长构造
和
数组;此处的
N条基线由
N+1个天线阵元构成;
所述接收数据读取模块读取各天线阵元对应接收通道送来的正交信号和来波波长等实时参数;
所述相位干涉计算模块根据初始设置计算两个接收通道之间的相位干涉结果
;
所述归一化角度获取模块首先按照步长
(例如取值
)在归一化角度变化范围内,搜索对应实部方向图
最大的归一化角度
;然后基于
,迭代求解使
最大的更加精确的归一化角度
所述角度换算模块根据归一化角度获取模块输出的
、最短波长
、当前来波波长
,通过反三角函数运算求得来波方向
;
进一步地,所述初始化模块设定基线相位干涉仪的基线长度以最短波长的一半
为单位,即基线长度
,则基线长度
带来的相位差
为:
其中,
为大于0的正整数,
;
为测得的来波波长,
为待求来波方向;
然后相位干涉计算模块计算
来进行相位干涉运算,且不必求
的相位,即
和
的相位差,
和
分别为天线阵元
和
的复信号,
为
的共轭,
和
分别为
的实部和虚部,此处不考虑噪声干扰,则可得:
可见,如果配置基线使得
不同时为非零整数,则实部方向图
不会产生测向模糊。利用实部方向图
峰值对应的
即可获得正确的来波方向。
本发明中,当
时,
,
达到其最大值
,此时的
即为正确的归一化角度;但是当
且
为整数时,
也同样达到其最大值
,但此时的
却不是正确的归一化角度,此即栅瓣问题,也就是现有方案的测向模糊问题;为了解决该问题需要进一步基线配置,使得
不同时为非零整数。
优选地,所述基线配置的具体方法为:
上式中,由于
且
,故
,因此在
的取值范围内,如果实部方向图函数只有
时的一个最大值,则能够唯一地确定来波方向;
上式中,
为整数;上式表明此时必须限定基线长度
的最大公约数为1,才不会产生测向模糊;
最后通过搜索实部方向图函数的唯一峰值,来确定来波方向。
此处,以双基线相位干涉仪为例可得:
;若
存在
之外的最大值,则
和
之间必存在大于1的公因子。因此,只要
和
之间的最大公约数为1,则
就不存在
之外的最大值。
在上述基线配置基础上还可以继续优化基线的相关配置,方法为:
约束
的最大公约数为1,同时设定阵元数目
、以
为单位的阵面宽度
和以
为单位的最小阵元间距
;
然后令正整数
表示阵元
E m 与阵元
E n 之间的以半个最短波长为单位的距离,则以上约束条件表示为:
上式中,
和
分别是指相邻阵元间距和最小阵元间距。基线配置的优化就是为了提高对噪声的适应能力,在满足给定约束条件的前提下,选取使得实部方向图主副瓣之差最大的一组基线配置。
接着,对于方向图函数求解使实部方向图函数
达到最大的归一化角度
:
由于实部方向图
不仅有主瓣而且有副瓣,若只通过传统求解满足方程
的方法所获得的有可能是局部极大值,而不是全局极大值;因此,需要通过在归一化角度空间按一定的步长
进行搜索的方法来寻找对应
最大的
。
搜索步长
的选择应该确保
位于实部方向图
的主瓣。获得
后,可以采用迭代法快速获得精确的
。
步骤a、确定归一化角度搜索步长
;根据奈奎斯特采样理论,应有
;
步骤b、按照步长
,在归一化角度空间,搜索对应
最大值的
。
利用迭代方法获得对应
最大值的更精确的
,迭代方法如下:
例如,进行3次迭代来最终获得来波方向对应的精确归一化角度。
有益效果:与现有技术相比,本发明具有以下优点:
(1)、本发明只需进行相位干涉计算,而不必通过反三角函数运算求相位角,既能够省去计算步骤和计算量,又能够提高计算精度;
(2)、本发明基于波束形成原理提出基于求解实部方向图最大值的测向算法,能够正确测量来波信号的到达方向。
(3)、本发明通过定义归一化角度,使得对方向图函数的分析简洁、易懂;
(4)、本发明不需要求解相位差,因而无须解模糊,避免现有各类解模糊算法存在的理解困难、计算量大、对鉴相误差敏感等问题;
(5)、本发明通过迭代方法最终能够精确求解方向图极大值,并且执行流程简单、清晰、计算量小、易于实现;
(6)、本发明基于波束形成原理提出了最大公约数为1的基线长度约束条件;
(7)、本发明首次提出阵元数目、阵面宽度、最小阵元间距约束条件下的基线配置优化准则及方法,易于理解、实施简单、可操作性强;
(8)、本发明提出的方法可以容易地扩展应用到二维相位干涉仪测向,使用范围广。
附图说明
图1为现有单基线相位干涉仪原理图;
图2为现有多基线相位干涉仪原理图;
图3为本发明中多基线相位干涉仪测向原理图;
图4为本发明中的模块组成示意图;
图5为本发明一实施例的执行流程图;
图6为实施例中三基线相位干涉仪基线长度最大公约数为3时的实部方向图;
图7为实施例中三基线相位干涉仪基线长度最大公约数为1时的实部方向图;
图8为实施例中三阵元相位干涉仪基线配置示意图;
图9为实施例中不同基线配置方案测向误差对比图;
图10为实施例中相邻阵元与只有一个参考阵元基线配置方案测向误差对比图。
具体实施方式
下面对本发明技术方案进行详细说明,但是本发明的保护范围不局限于所述实施例。
如图3和图4所示,本实施例的无须解模糊的多基线相位干涉仪测向方法,包括初始化模块、接收数据读取模块、相位干涉计算模块、归一化角度获取模块(包括角度搜索模块和迭代求解模块两个子模块)和角度换算模块;各天线阵元接收的信号经对应接收通道进行处理后获得复信号,所有复信号一起进入相位干涉计算模块、归一化角度获取模块、角度换算模块处理,最终获得来波方向为
;初始化模块读取阵面宽度
L、基线数目
N、基线长度
p n、最短波长
λ min,然后根据最长基线计算归一化角度搜索步长,并根据搜索步长构造
和
数组;此处的
N条基线由
N+1个天线阵元构成;接收数据读取模块读取各天线阵元对应接收通道送来的正交信号和来波波长等实时参数;相位干涉计算模块根据初始设置计算两个接收通道之间的相位干涉结果
;归一化角度获取模块首先在所有归一化角度空间搜索对应实部方向图
最大的归一化角度
,然后,基于
迭代求解使
最大的更加精确的
;角度换算模块根据迭代求解模块所得
、最短波长
、当前来波波长
,通过反三角函数运算求得来波方向
。
如图5所示,本实施例的初始化模块读取预先设定的基线相位干涉仪适应的最短波长
、以
为单位的基线长度
,则基线长度
带来的相位差
为;
其中,
为大于0的正整数,
;
为测得的来波波长,
为待求来波方向;
然后相位干涉计算模块计算
来进行相位干涉运算,且不必求
的相位,即
和
的相位差,
和
分别为天线阵元
和
的复信号,
为
的共轭,
和
分别为
的实部和虚部,此处不考虑噪声干扰,则可得:
求得实部方向图
峰值对应的
,经过适当地换算即可最终获得正确的来波方向。
以三基线相位干涉仪为例,该三基线相位干涉仪的基线长度
、
和
最大公约数分别为3和1两种情况下的实部方向图
,如图6和图7所示。
图6中由于基线长度的最大公约数不为1,除
对应的主瓣之外,在
3和2/3有栅瓣存在将产生测向模糊;图7只有
对应的主瓣和其他副瓣,这些副瓣按照其电平高低依次称为第一副瓣、第二副瓣等。
本实施例在上述方案基础上继续对基线进行优化配置,具体方法为:
上式中,
为整数,说明基线长度
的最大公约数为大于1的整数。
约束
的最大公约数为1,通过搜索实部方向图函数的唯一峰值,可确定来波方向。
由于实际接收通道客观存在噪声干扰,上实施例的
也是含有噪声的。而噪声对实部方向图函数的影响就是使得方向图峰值偏离正确的位置。
本发明的基于实部方向图的测向方法对信噪比的适应能力取决于主瓣电平与第一副瓣之差,该值越大抗噪能力越强。因此,在满足最大公约数为1这个基本要求的前提下,需要在给定的工程约束条件下,进一步通过基线长度的不同配置,使得既有高的测向精度,又有强的抗噪声能力。
本实施例的基线配置的方法为:
约束
的最大公约数为1,同时设定阵元数目
N、以
单位的阵面宽度
和以
为单位的最小阵元间距
;
然后令正整数
表示阵元
E m 与阵元
E n 之间的以半个最短波长为单位的距离,则以上约束条件表示为:
接着,对于方向图函数求解使实部方向图函数
达到最大的归一化角度
:
然后通过在归一化角度空间按一定的步长
进行搜索的方法来寻找对应
最大的
。
步骤a、确定归一化角度搜索步长
,根据奈奎斯特采样理论,搜索步长
应满足
,本例中取
;
步骤b、按照步长
,在归一化角度空间,搜索对应
最大值的
;
实施例:
本实施例的相位干涉仪中,阵元数目为3、阵面宽度为17个半波长、最小阵元间距为5个半波长。
将3个阵元两两组合构成
E 0和
E 1(基线长度为
),
E 1和
E 2 (基线长度为
),
E 0 和
E 2 (基线长度为
)三个单基线相位干涉仪,如图8,然后利用这三个单基线相位干涉仪构成三个双基线相位干涉仪。
在
L=17和
=5的约束条件下,满足
不同基线配置方案及其实部方向图主副瓣之差如表1所示。
表1 基线配置示例
通过表1可看出:
=8、
=9的基线配置方案要优于其他基线配置方案;相邻阵元组成的多基线干涉仪的性能要优于只有一个参考阵元组成的多基线干涉仪的性能。
图9和表2给出本实施例来波方向为45°、
=5、
=12和
=8、
=9两种基线配置方案在不同信噪比下测向误差的仿真结果。
表2 不同基线配置方案测向误差(°)
由图9和表2看出,本实施例在
=8、
=9时的基线配置方案的抗噪声能力明显优于
=5、
=12的基线配置方案。
图10和表3给出了来波方向为45°、
=8、
=9相邻阵元组成的双基线干涉仪与
=8、
=17只有E
0一个参考阵元组成的双基线干涉仪在不同信噪比下测向误差的仿真结果。
表3 相邻阵元、只有一个参考阵元基线配置测向误差(°)
图10和表3说明,相邻阵元组成多基线干涉仪的测向性能要优于只有一个参考阵元组成的多基线干涉仪的测向性能。
基于上述实施例的仿真结果与本发明给出的基于实部方向图主副瓣之差的基线配置优化准则是一致的。
本发明的计算量分析
本发明的计算量主要在于对
的搜索。在所有的搜索角度点上,预先构造好计算
所需要的所有
和
。
然后,对于
个基线的相位干涉仪来说,每计算一次
需要
次乘法和
次加法共约4
N次实数运算;取归一化角度搜索步长为
,则完成对
的搜索最多需要在4
L个归一化角度点上计算并比较
的值,因此最多共需要16
NL次实数运算和4
L次逻辑比较运算,共需要4
L(4
N+1)次运算。例如,对于一个5基线、阵面宽度
L=250的相位干涉仪来说,共需要21000次运算。对当今的微处理器来说,21000次的运算量是微不足道的。由此可见,本发明在达到高精度测向的同时,其计算量小,效率高。