CN112986701B - 一种基于射电源宽带信号的全息测量方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种基于射电源宽带信号的全息测量方法，包括：被测天线和参考天线同时接收射电源的宽带目标信号；对被测天线的信号依次进行整数位时延补偿、傅里叶变换、分数位时延补偿和相位差补偿；对参考天线的信号进行傅里叶变换；将处理过的被测天线和参考天线的信号进行互相关运算；根据被测天线和参考天线的位置状态，对路径时延和相位差进行修正计算；通过互相关运算的结果和位置状态，对时延和相位差进行补偿校准，并进行反馈；对宽带信号进行幅度和相位的修正计算；对得到的信号进行二维傅里叶变换和天线面型误差的全息数据处理。本发明通过提高信号带宽实现信噪比的提高，实现了基于射电源宽带信号的天线面形精度全仰角高精度测量。

Description

一种基于射电源宽带信号的全息测量方法及系统

技术领域

本发明涉及天线技术领域，具体涉及一种基于射电源宽带信号的全息测量方法及系统。

背景技术

为了提高信号探测的灵敏度，射电望远镜正朝着大口径、高频段方向发展。1957年英国曼彻斯特建造了Lovell 76米全可动抛物面射电望远镜。1961年澳大利亚建成了Parkes 64米射电望远镜，同一时期建成的还有美国Arecibo 305米固定式球面射电望远镜。1972年德国马普实验室建成了Effelsberg 100米全可动射电望远镜。2000年美国国家射电天文台在西弗吉尼亚州建成了GBT 100×110米全天可动射电望远镜。20世纪八、九十年代，我国建成了上海佘山25米和新疆南山25米口径射电望远镜。2006年建成了北京密云50米和云南昆明40米射电望远镜。2012年上海天马65米射电望远镜建成使用，于2016年9月建成的贵州FAST 500米是目前国际上最大的单口径射电望远镜，2017年完成了密云40米射电望远镜的研制。2020年完成的用于首次火星探测任务的天津武清70米射电望远镜是目前亚洲最大口径的全可动射电望远镜。计划建设的新疆奇台站110米和云南景东120米射电望远镜，建成后将是国际上最大口径的全可动射电望远镜。

面形精度是大型射电望远镜最重要的性能指标之一，一般要求面形误差小于最短可观测波长的1/15～1/20，而测量精度要达到面形精度的1/3～1/5。微波全息法在天线测量领域占据着极为重要的地位，是目前测量精度最高、应用最广泛的测量方法。微波全息测量主要有相位恢复法和相位相关法两种类型，区别是前者不需要参考信号，在测得远场幅度特性的情况下，通过天线的辐射模型恢复出相位特性，在早期的全息测量中使用较多。相位相关法需要一面参考天线跟踪信号源的变化，通过互相关获取被测天线辐射的相位信息，具有更高的测量精度和分辨率。

目前，微波全息测量的信号源大多为地球同步卫星。但因为利用同步卫星作为信号源时，因其相对地球运动幅度很小而无法实现射电望远镜在任意俯仰位置的测量。虽然利用射电源则可以实现全仰角测量，但存在射电源信号微弱的缺点，需要较大的参考天线，从而限制了面板分辨率和测量精度的提高。

发明内容

(一)要解决的技术问题

针对上述问题，本发明提供了一种基于射电源宽带信号的全息测量方法及系统，用于至少部分解决传统方法测量精度低、分辨率低和不能进行全仰角测量等技术问题。

(二)技术方案

本发明一方面提供了一种基于射电源宽带信号的全息测量方法，包括：S1，被测天线和参考天线同时接收射电源的宽带目标信号；S2，对被测天线的信号依次进行整数位时延补偿、傅里叶变换、分数位时延补偿和相位差补偿；对参考天线的信号进行傅里叶变换；S3，将处理过的被测天线和参考天线的信号进行互相关运算；S4，根据被测天线和参考天线的位置状态，对路径时延和相位差进行修正计算；S5，通过互相关运算的结果和位置状态，对时延和相位差进行补偿校准，并反馈至S2中的时延补偿和相位差补偿；S6，对S4步骤处理后的宽带信号进行幅度和相位的修正计算；S7，对S6得到的信号进行二维傅里叶变换和天线面形误差的全息数据处理。

进一步地，S5中包括：通过互相关相位的计算谱估算时延和相位差残差，计算公式如下：

式中，f₁、f₂分别为接收的射电源的最低和最高频率；X₁(f)、X₂(f)分别是被测天线和参考天线信号的频谱，Δτ₁和Δφ₁分别为时延和相位差估计值的残差，

表示计算Δτ₁和Δφ₁使得后面的积分公式值最大，X₂ ^*(f)表示X₂(f)的共轭复数，f表示信号频率，j表示虚数单位。

进一步地，S5输出的时延和相位差修正值τ_c(t)、φ_c(t)可表示为：

τ_c(t)＝τ₀(t)+[Δτ₁(t_on)+τ_n(t_on)+τ_fr(t_on)-τ₀(t_on)]

φ_c(t)＝φ₀(t)+[Δφ₁(t_on)+φ_c(t_on)-φ₀(t_on)]

式中，τ₀(t)表示计算出的t时刻的理论时延，Δτ₁(t_on)表示时延估计值的残差，τ_n(t_on)表示整数位时延值补偿值，τ_fr(t_on)表示分数位时延补偿值，τ₀(t_on)表示表示计算出的t_on时刻的理论时延；φ₀(t)表示计算出的t时刻的理论相位差，Δφ₁(t_on)表示相位差估计值的残差，φ_c(t_on)表示相位差补偿值，φ₀(t_on)表示计算出的t_on时刻的理论相位差，t_on为射电源跟踪时的时间。

进一步地，S2中分数位时延补偿的计算方法如下：

X_1fr(f)＝X_1n(f)exp(-j2πfτ_fr)

式中，τ_fr为分数位时延，X_1n(f)为被测天线分数位补偿前的频谱，j表示虚数单位，f表示信号频率，X_1fr(f)表示被测天线分数位补偿后的频谱。

进一步地，S3中互相关运算的计算公式如下：

式中，T(l_i，m_j，f_k)为估计的频率f_k、方向为l_i和m_j处的被测天线二维方向图函数；X₁(f_k，t_n)和X₂(f_k，t_n)分别为频率f_k、t_n时刻的被测和参考天线的频谱，且X₁(f_k，t_n)已完成上述时延和相位差的补偿；i＝1，2，…，M，j＝1，2，…，L，n＝1，2，…，N，M、L分别为方向变量l_i、m_j的量化数量，N为时间t_n的量化数量；k＝1，2，…，K，K为FFT变换的点数，f_k为对应的频点。

进一步地，S6中的修正计算包括：S61，将二维方向图函数T(l_i，m_j，f_k)针对l_i和m_j进行二维重采样，计算得到重采样后的K个函数T(γ_kl_i，γ_km_j，f_k)，记为

T_s(i，j，k)＝T(γ_kl_i，γ_km_j，f_k)

其中，重采样收缩系数γ_k＝λ_k/λ_m，λ_k为频点f_k对应的波长，λ_m为射电源信号中心频率对应的波长。S62，将伸缩后的方向图进行修正，即

式中，F为抛物面焦距。

进一步地，天线面形误差的计算公式如下：

式中，F[...]为二维傅里叶变换符号，Phase{...}为相位计算符号；ε为对应位置的面形误差，l、m是单位矢量

的x、y坐标，γ＝λ/λ_m，γ为l、m伸缩的倍数，λ为信号波长；λ₁和λ₂分别为两信号对应的波长，j为虚数单位；F为抛物面焦距。

进一步地，S2之前还包括：对宽带目标信号进行放大、下变频和数字采样。

进一步地，S2之前还包括：对下变频、数字采样步骤提供统一共源的频标信号。

本发明另一方面提供了一种基于射电源宽带信号的全息测量系统，包括：被测天线和参考天线，用于同时进行宽带目标信号的接收；天线方向图扫描模块，用于实现被测天线方向图扫描的路径规划，同时将天线位置状态输出给修正计算模块和补偿校准模块；整数位时延补偿模块，用于对被测天线信号进行时延整数位修正；快速傅里叶变换模块，将整数位时延补偿后的被测天线信号和参考天线进行快速傅里叶变换；分数位时延补偿模块，用于对被测天线信号进行时延的分数位修正；相位差补偿模块，用于对被测天线信号进行相位差修正；互相关谱计算模块，用于实现被测天线和参考天线信号的互相关谱计算；修正计算模块，用于实现由于目标源与参考天线和被测天线之间的路径差产生的时延和相位差的计算；补偿校准模块，用于对路径时延和相位差修正计算模块输出的时延和相位差值进行补偿校准；宽带效应修正模块，用于对扫描的天线方向图进行修正；天线面形误差全息数据处理模块，用于进行二维傅里叶变换和天线面形误差的全息数据处理。

(三)有益效果

本发明实施例提供的一种基于射电源宽带信号的全息测量方法及系统，通过提高信号带宽实现信噪比的提高，从而可以降低参考天线的口径，提高被测天线分辨率和测量精度，实现基于射电源宽带信号的天线面形精度全仰角高精度测量。

附图说明

图1示意性示出了根据本发明实施例基于射电源宽带信号的全息测量方法的流程图；

图2示意性示出了根据本发明实施例基于射电源宽带信号的全息测量场景的示意图；

图3示意性示出了根据本发明实施例抛物面反射体坐标定义示意图；

图4示意性示出了根据本发明实施例基于射电源宽带信号的全息测量系统示意图；

图5示意性示出了根据本发明实施例基于密云站40米和50米天线进行的宽带全息测量结果示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。

本发明的实施例提供了一种基于射电源宽带信号的全息测量方法，请参见图1，包括：S1，被测天线和参考天线同时接收射电源的宽带目标信号；S2，对被测天线的信号依次进行整数位时延补偿、傅里叶变换、分数位时延补偿和相位差补偿；对参考天线的信号进行傅里叶变换；S3，将处理过的被测天线和参考天线的信号进行互相关运算；S4，根据被测天线和参考天线的位置状态，对路径时延和相位差进行修正计算；S5，通过互相关运算的结果和位置状态，对时延和相位差进行补偿校准，并反馈至S2中的时延补偿和相位差补偿；S6，对S4步骤处理后的宽带信号进行幅度和相位的修正计算；S7，对S6得到的信号进行二维傅里叶变换和天线面形误差的全息数据处理。

本发明根据信号互相关信噪比与带宽成正比的关系，利用射电源的宽带信号进行全息测量，从而可以降低参考天线的口径，实现较高的分辨率和测量精度，满足实用化要求。随着数字技术的发展，宽带数字采样和互相关运算已不是问题。目前的全息测量方法针对窄带信号，本发明提出了基于宽带信号的微波全息测量方法，宽带信号在互相关时需要精确补偿由于地球自转导致的时延和相位变化；时延和相位的变化将通过计算与校准结合的方式进行，利用被测天线指向信标源时的互相关对时延和相位进行校准。宽带信号的相位补偿需要考虑不同频率的相位差异，互相关、分数时延和相位补偿处理均在频域进行。

S1步骤之前还包括天线方向图扫描步骤，用于实现被测天线方向图扫描的路径规划，引导被测天线进行方向图扫描，同时将天线位置状态输出给路径时延和相位差修正计算模块和路径补偿校准模块，用于由于两天线路径差产生的时延和相位差的计算和补偿校准；被测天线可采用蝶形或中心扫描(每次扫描经过中心)等的扫描路径，以保证每次扫描都能对路径时延和相位差进行校准；在整个观测过程中，参考天线一直对目标源进行跟踪.

S2步骤包括：整数位时延补偿步骤，用于对被测天线信号进行时延整数位修正，以补偿被测天线与参考天线由于路径差和设备延迟导致的采样周期整数倍时延；快速傅里叶变换(FFT)步骤，将整数位时延补偿后的被测天线信号和参考天线进行快速傅里叶变换；分数位时延补偿步骤，用于对被测天线信号进行时延的分数位修正，以补偿被测天线与参考天线由于路径差和设备延迟导致的采样周期分数位时延，分数位时延补偿在频域进行；相位差补偿步骤，用于对被测天线信号进行相位差修正，以补偿被测天线与参考天线由于路径差和设备延迟导致的相位差，相位差补偿在频域进行。

S3步骤包括：互相关谱计算步骤，用于实现被测天线和参考天线信号的互相关谱计算，并通过积分提高信噪比。

S4步骤包括：路径时延和相位差修正计算步骤，用于实现由于目标源与参考天线和被测天线之间的路径差产生的时延和相位差的计算，用于被测天线信号的路径补偿。

S5步骤包括：路径补偿校准步骤，用于通过被测天线对准目标源时与参考天线信号的互相关，获得的时延和相位差值，对路径差和设备延迟产生的时延和相位差修正计算模块输出的时延和相位差值进行修正。

S6步骤包括：方向图宽带效应修正步骤，用于对扫描的天线方向图进行修正，以消除宽带信号不同频率方向图的差异，实现宽带信号的方向图幅度和相位的计算。

S7步骤包括：天线面形误差全息数据处理步骤，用于通过方向图幅度与相位计算数据的二维傅里叶变换，计算天线面形误差，并进行面板分块、面板调整量计算等后续计算处理。

图2是本发明基于射电源宽带信号的全息测量方法示意图。测量设备由参考天线及接收设备、数据采集和处理等设备组成。被测天线和参考天线同时接收宽带目标信号，通过信号采集和数据处理，获得被测天线的场强幅度与相位方向图，从而计算得到被测天线反射面的误差。根据互相关信噪比计算，以70米口径天线为例，利用3C273B的X频段1GHz带宽信号作为信标，参考天线3米口径，面板分辨率为1米的条件下，可实现0.1mm的面形测量精度。

由于射电源的运动，对于宽带信号在进行互相关前需要对路径差导致的时延和相位变化进行补偿；主要处理流程包括整数位时延补偿、FFT、分数位时延补偿和相位差补偿；时延和相位差的补偿数值根据坐标计算的基础上，通过被测天线指向射电源时与参考天线信号的互相关运算进行校准。然后对方向图的宽带效应在频域进行幅度和相位修正，以补偿不同频率方向图的不一致对全息数据处理的影响。然后对被测天线场强方向图的幅度和相位进行计算，在完成全部方向图扫描后，进行二维傅里叶变换和天线面形误差的全息数据处理。

在上述实施例的基础上，S5中包括：通过互相关相位的计算谱估算时延和相位差残差，计算公式如下：

式中，f₁、f₂分别为接收的射电源的最低和最高频率；X₁(f)、X₂(f)分别是被测天线和参考天线信号的频谱，Δτ₁和Δφ₁分别为时延和相位差估计值的残差，

表示计算Δτ₁和Δφ₁使得后面的积分公式值最大，X₂ ^*(f)表示X₂(f)的共轭复数，f表示信号频率，j表示虚数单位。

下面详细介绍各步骤的推导计算过程。路径时延和相位差修正计算，根据当前世界时、射电源位置(赤经与赤纬)、被测天线和参考天线的站坐标，计算当前时刻由于目标源与参考天线和被测天线之间的路径差产生的时延和相位差的计算，用于被测天线信号的路径补偿，设计算出的t时刻的理论时延为τ₀(t)、相位差为φ₀(t)。

路径补偿校准模块根据被测天线在跟踪射电源(天线指向射电源，方位、俯仰偏置为零)时，由互相关谱估计模块通过互相关相位的计算谱估计此时的时延和相位差残差，即通过上式(1)求解射电源跟踪时的时延和相位差估计值的残差Δτ₁(t_on)和Δφ₁(t_on)，Δτ₁(t_on)和Δφ₁(t_on)分别为时延和相位差估计值的残差。

在上述实施例的基础上，S5输出的时延和相位差修正值τ_c(t)、φ_c(t)可表示为：

τ_c(t)＝τ₀(t)+[Δτ₁(t_on)+τ_n(t_on)+τ_fr(t_on)-τ₀(t_on)]

φ_c(t)＝φ₀(t)+[Δφ₁(t_on)+φ_c(t_on)-φ₀(t_on)] (2)

式中，τ₀(t)表示计算出的t时刻的理论时延，Δτ₁(t_on)表示时延估计值的残差，τ_n(t_on)表示整数位时延值补偿值，τ_fr(t_on)表示分数位时延补偿值，τ₀(t_on)表示表示计算出的t_on时刻的理论时延；φ₀(t)表示计算出的t时刻的理论相位差，Δφ₁(t_on)表示相位差估计值的残差，φ_c(t_on)表示相位差补偿值，φ₀(t_on)表示计算出的t_on时刻的理论相位差，t_on为射电源跟踪时的时间。

上式(2)也可以通过递推的形式进行计算。通过上述处理，可以有效修正由于接收设备、电缆和天线坐标误差等引起的时延和相位差计算误差。此处只介绍了一种简单的修正方式，在实际测量中，也可以利用多点的时延和相位差残差估计值，进行多项式拟合或插值以进一步提高路径补偿的校准精度。其中，路径补偿标准模块输出的整数位时延为

τ_n(t)＝[τ_c(t)/T_s]

分数位时延为

τ_fr(t)＝τ_c(t)-τ_n(t)

式中，T_s为天线信号的采样周期，[·]表示向下取整符号。

本发明将时延修正分为整数时延和分数时延修正两部分完成。整数时延采用时域补偿模式，实现较大时延的补偿；在整数时延补偿的基础上，分数时延采用频域估计与频域补偿的模式，可以实现较高精度的估计与补偿。整数位时延补偿模块完成被测天线信号整数位时延补偿，然后进行FFT变换。

在上述实施例的基础上，S2中分数位时延补偿的计算方法如下：

X_1fr(f)＝X_1n(f)exp(-j2πfτ_fr)

式中，τ_fr为分数位时延，X_1n(f)为被测天线分数位补偿前的频谱，j表示虚数单位，f表示信号频率，X_1fr(f)表示被测天线分数位补偿后的频谱。

在频域进行分数位时延补偿，分数时延值补偿通过频域的相位补偿实现。

然后进行相位差补偿，计算方法如下：

X₁(f)＝X_1fr(f)exp(-jφ_c(t))

X_1fr(f)表示被测天线分数位补偿后的频谱，j表示虚数单位，。

在上述实施例的基础上，S3中互相关运算的计算公式如下：

式中，T(l_i，m_j，f_k)为估计的频率f_k、方向为l_i和m_j处的被测天线二维方向图函数；X₁(f_k，t_n)和X₂(f_k，t_n)分别为频率f_k、t_n时刻的被测和参考天线的频谱，且X₁(f_k，t_n)已完成上述时延和相位差的补偿；i＝1，2，…，M，j＝1，2，…，L，n＝1，2，…，N，M、L分别为方向变量l_i、m_j的量化数量，N为时间t_n的量化数量；k＝1，2，…，K，K为FFT变换的点数，f_k为对应的频点。

进行被测天线和参考天线信号的互相关谱计算，并进行积分和归一化。经过对被测天线整个方向图的扫描，可以获得多个频点的二维方向图。

方向图宽带效应修正模块，用于对扫描的二维天线方向图进行修正，以消除宽带信号不同频率二维方向图的差异。处理步骤如下：

步骤一、将二维方向图函数T(l_i，m_j，f_k)针对l_i和m_j进行二维重采样，计算得到重采样后的K个函数T(γ_kl_i，γ_km_j，f_k)，记为

T_s(i，j，k)＝T(γ_kl_i，γ_km_j，f_k)

其中，重采样收缩系数γ_k＝λ_k/λ_m，λ_k为频点f_k对应的波长，λ_m为射电源信号中心频率对应的波长。

步骤二、将伸缩后的方向图进行修正，即

式中，F为抛物面焦距。

步骤三、对修正后的反向图进行频域累加，即

式中，T_l(i，j)即为经过修正后的被测天线方向图。

天线面形误差全息数据处理，进行逆傅里叶变换，计算天线面形误差，即

式中，ε(x，y)为天线面形误差。后续进行面板分块、面板调整量计算等后续计算处理，方法与窄带信号的全息测量方法相同。

在上述实施例的基础上，天线面形误差的计算公式如下：

式中，F[...]为二维傅里叶变换符号，Phase{...}为相位计算符号；ε为对应位置的面形误差，l、m是单位矢量

的x、y坐标，γ＝λ/λ_m，γ为l、m伸缩的倍数，λ为信号波长；λ₁和λ₂分别为两信号对应的波长，j为虚数单位；F为抛物面焦距。

图3是本发明抛物面反射体坐标定义示意图。宽带全息测量的理论推导如下：

对于单载波或窄带信号，天线远场方向图可表示为：

式中，T(l，m，λ)是波长为λ时的天线远场方向图；k为波数，即k＝2π/λ；λ为信号波长；J(x，y)为反射面电流，ε为对应位置的面形误差；l、m是单位矢量

的x、y坐标，即

l＝sinθcosφ

m＝sinθsinφ

其中，

为远场方向的单位矢量；θ为球坐标系下的天顶角，即矢量

与z轴的夹角；φ为球坐标系下的方位角，即矢量

在xy-平面上的投影与x轴的夹角。附图3中参数F为抛物面焦距，D为天线口径。cosξ为抛物面修正因子，且

令

则针对波长为λ的信号，可得

对T(l，m)进行傅里叶变换，得

针对宽带信号，波长不一致会导致方向图T(l，m，λ)的幅度差异，不能直接进行不同波长的信号积分。为了实现整个带宽内信号的累加，可通过对自变量l、m的伸缩实现不同波长口镜面辐射函数自变量的一致性。上式中自变量l、m分别伸缩γ＝λ/λ_m倍后，对于带宽为B的信号，可得

其中

式中，

B＝f₂-f₁为信号带宽，

为中心频率，波长λ₁和λ₂对应的频率分别为f₁和f₂；中心频率f_m对应的波长为λ_m；则

整理可得

式中，F[...]为二维傅里叶变换符号，Phase{...}为相位计算符号；F为抛物面焦距。

在上述实施例的基础上，S2之前还包括：对宽带目标信号进行放大、下变频和数字采样。

低噪声放大器(LNA)、下变频器、模数转换(ADC)等用于被测天线和参考天线接收信号的放大、下变频和数字采样等。LNA、下变频器、频标和时统模块等可根据需要或信号的实际情况进行替换或省略；例如在某些条件下，可以省略掉下变频器，而直接进行带通数字采样。

在上述实施例的基础上，S2之前还包括：对下变频、数字采样步骤提供统一共源的频标信号。

频标和时统模块为被测天线和参考天线的下变频、ADC等提供统一共源的频标信号，下变频器和ADC都锁定在外频标上。

本发明的另一实施例提供了一种基于射电源宽带信号的全息测量系统，包括：被测天线和参考天线，用于同时进行宽带目标信号的接收；天线方向图扫描模块，用于实现被测天线方向图扫描的路径规划，同时将天线位置状态输出给修正计算模块和补偿校准模块；整数位时延补偿模块，用于对被测天线信号进行时延整数位修正；快速傅里叶变换模块，将整数位时延补偿后的被测天线信号和参考天线进行快速傅里叶变换；分数位时延补偿模块，用于对被测天线信号进行时延的分数位修正；相位差补偿模块，用于对被测天线信号进行相位差修正；互相关谱计算模块，用于实现被测天线和参考天线信号的互相关谱计算；修正计算模块，用于实现由于目标源与参考天线和被测天线之间的路径差产生的时延和相位差的计算；补偿校准模块，用于对路径时延和相位差修正计算模块输出的时延和相位差值进行补偿校准；宽带效应修正模块，用于对扫描的天线方向图进行修正；天线面形误差全息数据处理模块，用于进行二维傅里叶变换和天线面形误差的全息数据处理。

图4是本发明基于射电源宽带信号的全息测量系统示意图。该系统由参考天线、整数位时延补偿模块、快速傅里叶变换(FFT)模块、分数位时延补偿模块、相位差补偿模块、互相关谱计算模块、路径时延和相位差修正计算模块、路径补偿校准模块、方向图宽带效应修正模块、天线面形误差全息数据处理模块等组成。

在进行被测天线面板的全息测量时，参考天线全程跟踪射电源信号，被测天线针对同一射电源通过跟踪叠加扫描的方式扫描天线方向图。天线方向图扫描要覆盖整个远场空间，这与窄带全息测量要求是一样的。宽带全息测量被测天线可采用蝶形或中心扫描等的扫描路径，以保证每次扫描都能对路径时延和相位差进行校准。被测天线方向图扫描路径的规划、被测天线的引导控制等由天线方向图扫描模块实现。天线方向图扫描模块同时将天线位置状态输出给路径时延和相位差修正计算模块和路径补偿校准模块，用于由于两天线路径差产生的时延和相位差的计算和补偿校准。

在上述实施例的基础上，系统还包括：低噪声放大器，用于被测天线和参考天线接收信号的放大；下变频器，用于信号的下变频；模数转换，用于信号的数字采样；频标和时统模块，用于为下变频器、模数转换设备提供统一共源的频标信号。

LNA、下变频器、频标和时统模块等可根据需要或信号的实际情况进行替换或省略；例如在某些条件下，可以省略掉下变频器，而直接进行带通数字采样。

下面通过具体例子来说明本发明基于射电源宽带信号的全息测量方法及系统。

图5为本发明基于密云站40米和50米天线进行的宽带全息测量结果示意图。利用密云站40米和50米天线，进行了基于射电源的天线面形微波全息测量初步实验。以40米天线为被测天线、50米为参考天线，利用射电源3C273B的X频段40MHz带宽信号作为信标，进行了面形精度测量实验。40米天线在俯仰50度的面形误差测量结果为0.41mm与照相法的测量结果基本一致，初步验证了基于射电源宽带信号的全息测量方法的可行性。图中上图为互相关相位谱，下图为测量的40米天线面形误差。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于射电源宽带信号的全息测量方法，包括：

S1，被测天线和参考天线同时接收射电源的宽带目标信号；

S2，对所述被测天线的信号依次进行整数位时延补偿、傅里叶变换、分数位时延补偿和相位差补偿；对所述参考天线的信号进行傅里叶变换；

S3，将处理过的被测天线和参考天线的信号进行互相关运算；

S4，根据所述被测天线和参考天线的位置状态，对路径时延和相位差进行修正计算；

S5，通过所述互相关运算的结果和位置状态，对所述时延和相位差进行补偿校准，并反馈至S2中的时延补偿和相位差补偿；

所述S5中包括：通过互相关相位的计算谱估算所述时延和相位差残差，计算公式如下：

式中，f₁、f₂分别为接收的射电源的最低和最高频率；X₁(f)、X₂(f)分别是被测天线和参考天线信号的频谱，Δτ₁和Δφ₁分别为时延和相位差估计值的残差，

表示计算Δτ₁和

使得后面的积分公式值最大，

表示X₂(f)的共轭复数，f表示信号频率，j表示虚数单位；

所述S5输出的时延和相位差修正值τ_c(t)、

表示为：

τ_c(t)＝τ₀(t)+[Δτ₁(t_on)+τ_n(t_on)+τ_fr(t_on)-τ₀(t_on)]

式中，τ₀(t)表示计算出的t时刻的理论时延，Δτ₁(t_on)表示时延估计值的残差，τ_n(t_on)表示整数位时延值补偿值，τ_fr(t_on)表示分数位时延补偿值，τ₀(t_on)表示计算出的t_on时刻的理论时延；

表示计算出的t时刻的理论相位差，

表示相位差估计值的残差，

表示相位差补偿值，

表示计算出的t_on时刻的理论相位差，t_on为射电源跟踪时的时刻；

S6，对S4步骤处理后的宽带信号进行幅度和相位的修正计算；

所述S6中的修正计算包括：

S61，将二维方向图函数T(l_i，m_j，f_k)针对l_i和m_j进行二维重采样，计算得到重采样后的k个函数T(γ_kl_i，γ_km_j，f_k)，记为

T_s(i，j，k)＝T(γ_kl_i，γ_km_j，f_k)

其中，重采样收缩系数γ_k＝λ_k/λ_m，λ_k为频点f_k对应的波长，λ_m为射电源信号中心频率对应的波长；

S62，将伸缩后的方向图进行修正，即

式中，F为抛物面焦距；

S63，对修正后的反向图进行频域累加，即

式中，T_l(i，j)即为经过修正后的被测天线方向图；

天线面形误差全息数据处理，进行逆傅里叶变换，计算天线面形误差，即

式中，ε(x，y)为天线面形误差；后续进行面板分块、面板调整量计算处理，方法与窄带信号的全息测量方法相同；

S7，对S6得到的信号进行二维傅里叶变换和天线面形误差的全息数据处理；

所述天线面形误差的计算公式如下：

式中，F[...]为二维傅里叶变换符号，phase{...}为相位计算符号；l、m是单位矢量

的x、y坐标，γ＝λ/λ_m，γ为l、m伸缩的倍数，λ为信号波长；λ₁和λ₂分别为两信号对应的波长。

2.根据权利要求1所述的基于射电源宽带信号的全息测量方法，其特征在于，所述S2中分数位时延补偿的计算方法如下：

X_1fr(f)＝X_1n(f)exp(-j2πfτ_fr)

式中，τ_fr为分数位时延，X_1n(f)为被测天线分数位补偿前的频谱，X_1fr(f)表示被测天线分数位补偿后的频谱。

3.根据权利要求2所述的基于射电源宽带信号的全息测量方法，其特征在于，所述S3中互相关运算的计算公式如下：

式中，T(l_i，m_j，f_k)为估计的频率f_k、方向为l_i和m_j处的被测天线二维方向图函数；X₁(f_k，t_n)和X₂(f_k，t_n)分别为频率f_k、t_n时刻的被测和参考天线的频谱，且X₁(f_k，t_n)已完成上述时延和相位差的补偿；i＝1，2，...，M，j＝1，2，...，L，n＝1，2，...，N，M、L分别为方向变量l_i、m_j的量化数量，N为时间t_n的量化数量；k＝1，2，...，K，K为FFT变换的点数，f_k为对应的频点。

4.根据权利要求1所述的基于射电源宽带信号的全息测量方法，其特征在于，所述S2之前还包括：对所述宽带目标信号进行放大、下变频和数字采样。

5.根据权利要求4所述的基于射电源宽带信号的全息测量方法，其特征在于，所述S2之前还包括：对所述下变频、数字采样步骤提供统一共源的频标信号。

6.一种基于射电源宽带信号的全息测量系统，用于实现如权利要求1-5中任意一项所述的全息测量方法，其特征在于，包括：

被测天线和参考天线，用于同时进行宽带目标信号的接收；

天线方向图扫描模块，用于实现被测天线方向图扫描的路径规划，同时将天线位置状态输出给修正计算模块和补偿校准模块；

整数位时延补偿模块，用于对被测天线信号进行时延整数位修正；

快速傅里叶变换模块，将整数位时延补偿后的被测天线信号和参考天线进行快速傅里叶变换；

分数位时延补偿模块，用于对被测天线信号进行时延的分数位修正；

相位差补偿模块，用于对被测天线信号进行相位差修正；

互相关谱计算模块，用于实现被测天线和参考天线信号的互相关谱计算；

修正计算模块，用于实现由于目标源与参考天线和被测天线之间的路径差产生的时延和相位差的计算；

补偿校准模块，用于对路径时延和相位差修正计算模块输出的时延和相位差值进行补偿校准；

所述S5中包括：通过互相关相位的计算谱估算所述时延和相位差残差，计算公式如下：

式中，f₁、f₂分别为接收的射电源的最低和最高频率；X₁(f)、X₂(f)分别是被测天线和参考天线信号的频谱，Δτ₁和

分别为时延和相位差估计值的残差，

表示计算Δτ₁和

使得后面的积分公式值最大，

表示X₂(f)的共轭复数，f表示信号频率，j表示虚数单位；

所述S5输出的时延和相位差修正值τc(t)、

表示为：

τ_c(t)＝τ₀(t)+[Δτ₁(t_on)+τ_n(t_on)+τ_fr(t_on)-τ₀(t_on)]

式中，τ₀(t)表示计算出的t时刻的理论时延，Δτ₁(t_on)表示时延估计值的残差，τ_n(t_on)表示整数位时延值补偿值，τ_fr(t_on)表示分数位时延补偿值，τ₀(t_on)表示计算出的t_on时刻的理论时延；

表示计算出的t时刻的理论相位差，

表示相位差估计值的残差，

表示相位差补偿值，

表示计算出的t_on时刻的理论相位差，t_on为射电源跟踪时的时刻；

宽带效应修正模块，用于对扫描的天线方向图进行修正；

所述S6中的修正计算包括：

S61将二维方向图函数T(l_i，m_j，f_k)针对l_i和m_j进行二维重采样，计算得到重采样后的k个函数T(γ_kl_i，γ_km_j，f_k)，记为

T_s(i，j，k)＝T(γ_kl_i，γ_km_j，f_k)

其中，重采样收缩系数γ_k＝λ_k/λ_m，λ_k为频点f_k对应的波长，λ_m为射电源信号中心频率对应的波长；

S62，将伸缩后的方向图进行修正，即

式中，F为抛物面焦距；

S63，对修正后的反向图进行频域累加，即

式中，T_l(i，j)即为经过修正后的被测天线方向图；

天线面形误差全息数据处理，进行逆傅里叶变换，计算天线面形误差，即

式中，ε(x，y)为天线面形误差；后续进行面板分块、面板调整量计算处理，方法与窄带信号的全息测量方法相同；

天线面形误差全息数据处理模块，用于进行二维傅里叶变换和天线面形误差的全息数据处理；

所述天线面形误差的计算公式如下：

式中，F[...]为二维傅里叶变换符号，phase{...}为相位计算符号；l、m是单位矢量

的x、y坐标，γ＝λ/λ_m，γ为l、m伸缩的倍数，λ为信号波长；λ₁和λ₂分别为两信号对应的波长。

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