CN113655841B - 一种带隙基准电压电路 - Google Patents

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CN113655841B CN202110950115.7A CN202110950115A CN113655841B CN 113655841 B CN113655841 B CN 113655841B CN 202110950115 A CN202110950115 A CN 202110950115A CN 113655841 B CN113655841 B CN 113655841B
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Abstract

本发明提供一种带隙基准电压电路，包括：非线性电流产生单元：产生非线性电流；基准电压产生单元：将非线性电流产生单元生成非线性电流转化为基准电压；零温度系数电流产生单元：将基准电压转化为零温度系数的电流后输出给非线性电流产生单元，进行电流补偿。本发明的好处是：在传统结构基础上的改进，结构简单容易实现，成本低可靠性高。经过补偿后得到的带隙基准电压的温度系数很小，能够满足更多的应用场合，可被广泛用于对精度有极高要求的电路模块或系统中，如高精度ADC，高精度传感器，电池监测管理芯片等。

Description

一种带隙基准电压电路
技术领域
本发明属于半导体芯片领域，具体涉及一种带隙基准电压电路。
背景技术
通常的带隙基准电路基于传统的电压模和电流模带隙基准结构，利用ΔVEB对温度的非线性的特性，利用集电极电流的不匹配，在ΔVEB中通引入与对数函数相关的高阶温度补偿项，来对VEB中的高阶温度非线性项的进行补偿，从而得到高精度的基准电压。
带隙基准的基本思想是消除双极型晶体管的基极-发射极电压VEB中与温度相关的项，得到带隙电压。VEB为
Figure BDA0003218104240000011
其中VG0是推导出的硅在0K开尔文温度下的带隙电压，T为开尔文绝对温度， T0为基准温度，VEB0在基准温度T0下的基极-发射极电压，η为正的与工艺相关的常数，θ代表集电极电流IC与温度相关的阶数。VEB具有负的温度系数，通常在-1.7mV/℃到-2mV/℃之间。
传统的BGR结构根据获取基准电压的方式不同可分为电压模式BGR和电流模模式BGR。如图1传统电压模式带隙基准电路和如图2传统电流模式带隙基准电路所示。图1为K.E.Kuijk提出的电压模带隙基准电压结构；图2为H.Banba 提出的电流模带隙基准电压结构。
从图中可以得到，无论是电流模还是电压模基准电路，其核心都是将ΔVEB视为一个正温度系数电压VPTAT，用其来为VEB进行一阶线性补偿。但一阶线性补偿所能补偿的范围有限，最多可将基准电压的温度系数降至16ppm/℃，很多应用中，如若需应用于电池监测应用中，补偿后的电压并不能满足工作的要求。
发明内容
为解决上述问题：
根据本发明的第一方面，本发明提出了一种带隙基准电压电路，包括：
非线性电流产生单元：产生非线性电流；
基准电压产生单元：将非线性电流产生单元生成非线性电流转化为基准电压；
零温度系数电流产生单元：将基准电压转化为零温度系数的电流后输出给非线性电流产生单元，进行电流补偿。
优选的，所述非线性电流产生单元包括：
核心单元：产生PTAT电流；
电流补偿单元：对核心单元中电流支路的电流进行补偿，使非线性电流产生单元产生非线性电流。
进一步优选的，所述核心单元包括电流支路第一电流支路和第二电流支路；
所述电路补偿单元包括第一电流补偿单元和第二电流补偿单元。
进一步优选的，所述电流补偿单元包括：
零温度电流补偿单元：将零温度系数电流产生单元的零温度系数电流进行镜像复制后，对核心单元的电流支路进行电流补偿；
高阶电流补偿单元：产生补偿电流，对核心单元的电流支路进行高阶电流补偿。
进一步优选的，所述零温度电流补偿单元包括：镜像MOS管和三极管；
所述镜像MOS管用于镜像用于零温度系数的电流；
所述三极管为二极管连接结构，与镜像MOS管连接后给所述核心单元的电流支路提供补偿电流。
更进一步优选的，零温度电流补偿单元包括：零温度电流补偿单元1121-1 和零温度电流补偿单元1121-2；
所述零温度电流补偿单元1121-1包括镜像MOS管M2和三极管Q2；镜像MOS管M2的栅极接电压Vm1、M2的源极接电源电压，M2的漏极接三极管Q2 的发射级；M2的漏极接入核心单元第一电流支路三极管Q1的基级；
所述零温度电流补偿单元1121-2包括镜像MOS管M4和三极管Q4；镜像 MOS管M4的栅极接电压Vm1、M4的源极接电源电压，M4的漏极接三极管Q4 的发射级；M4的漏极接入核心单元第二电流支路三极管Q3的基级。
进一步优选的，所述高阶电流补偿单元为多个MOS并联的电流镜结构。
进一步优选的，所述多个MOS并联电流镜结构中，MOS个数通过控制信号决定并联接入的个数。
更进一步优选的，所述电路补偿单元包括第一电流补偿单元和第二电流补偿单元分别含有一组高阶电流补偿单元；
所述第一电流补偿单元和第二电流补偿单元的高阶电流补偿单元中的两组多个MOS管为不同的类型的MOS管或相同的类型的MOS管。
进一步优选的，所述两组多个MOS管的一组为NMOS管，另一组为PMOS 管；
更进一步优选的，所述两组多个MOS管为NMOS管或者PMOS管。
优选的，所述零温度系数电流产生单元包括：零温度系数电流源和零温度系数电流产生核心单元；
零温度系数电流源：将零温度系数电流通过电流镜镜像给所述非线性电流产生单元；
零温度系数电流产生核心单元：将基准电压转化为零温度系数的电流。
进一步优选的，所述零温度系数单元为将基准电压与电压缓冲器结构连接，通过负反馈使基准电压作用于可调电阻上产生零温度系数电流。
进一步优选的，所述可调电阻通过控制信号决定串联接入的电阻单元的个数。
更进一步优选的，所述核心单元的电流支路包括第一电流支路和第二电流支路；
所述核心单元包括放大器A1、PMOS管M1、M3、M5和电阻R1；
所述放大器A1的输出端连接PMOS管M1、M3、M5的栅极；
所述PMOS管M1、M3、M5的源极接电源电压；
所述PMOS管M1、M3的漏极分别接所述放大器A1的正向端和反向端；
所述PMOS管M5输出非线性电流；
放大器A1的正向端通过电阻R1连接第一电流支路；
放大器A1的反向端连接第二电流支路；。
本发明具有以下优点：
在传统结构基础上的改进，结构简单容易实现，成本低可靠性高。经过补偿后得到的带隙基准电压的温度系数很小，能够满足更多的应用场合，可被广泛用于对精度有极高要求的电路模块或系统中，如高精度ADC，高精度传感器，电池监测管理芯片等。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是传统电压模式带隙基准电路；
图2是传统电流模式带隙基准电路；
图3是PTAT电流产生电路原理图；
图4是本发明带隙基准电压电路理论框图；
图5是本发明带隙基准电压电路框图；
图6是本发明非线性电流产生单元框图；
图7是本发明非线性电流产生单元中电流补偿框图；
图8是本发明零温度系数电流产生单元框图；
图9是本发明零温度系数电流产生单元原理图；
图10是本发明可调电阻Rt原理图；
图11是本发明基准电压产生单元原理图；
图12是本发明非线性电流产生单元原理图之一；
图13是本发明非线性电流产生单元原理图之二；
图14是本发明高阶电流补偿单元原理图之一；
图15是本发明高阶电流补偿单元原理图之二；
图16是本发明优选实施例原理图之一；
图17是本发明优选实施例原理图之二。
具体实施方式
下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细、完整地说明。
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
由前述在传统电压模式带隙基准电路和电流模式带隙基准电路中，包括 PTAT(Proportional To Absolute Temperature)电流，与绝对温度成正比的电流。
如图3是PTAT电流产生电路所示为典型的结构，本发明基于此结构进行改进，需要说明的是图3中的虚线框中可以理解为电流支路单元，通过图中的结构最终在PMOS管M5的漏极输出PTAT电流。
本发明的核心思想是，通过电流补偿单元对电流支路进行补偿，补偿后进而产生非线性电流。如图4本发明带隙基准电压电路理论框图所示；其中M1和 M3作为电流源分别为两条支路提供电流，M5作为电流源提供非线性电流I1。需要说明的是相对于图3而言，图4中电流支路单元分别示意为第一电流支路和第二电流支路；电流补偿单元也分别示意为第一电流补偿单元和第二电流补偿单元。
传统PTAT电流产生电路典型的结构中，在电流支路中原有电流Ix的基础上，分别在对应支路上引入或/和引出电流Iy，形成在电流支路中对集电极电流(这里，并未显示支路中的三极管及其相应的集电极)上的差异。Ix与Iy具有不同的温度特性，以此来增大ΔVEB的非线性。因此ΔVEB可被表示为
Figure BDA0003218104240000071
假设Ix/Iy是一个与温度相关的一次函数，即：
x(T)＝Iy/Ix。
通过这样的方法，进而在ΔVEB中引入的对数非线性项
Figure BDA0003218104240000072
自然对数函数的展开式为
Figure BDA0003218104240000073
泰勒展开式收敛于|x|<1.由式(3)可得：
Figure BDA0003218104240000074
从计算结果可明显看到在泰勒展开后，对数补偿在3阶项上都能产生的显著影响。值得注意的是|x|<1是必要的条件。
对于本发明整体结构，如图5本发明带隙基准电压电路框图所示，由图可知，包括：
非线性电流产生单元11：用于产生非线性电流；
基准电压产生单元12：将非线性电流产生单元生成非线性电流转化为基准电压；
零温度系数电流产生单元13：将基准电压转化为零温度系数的电流后输出给非线性电流产生单元，进行电流补偿。
对于非线性电流产生单元，如图6本发明非线性电流产生单元框图所示，由图可知；非线性电流产生单元包括：
核心单元111：这里的核心单元即为传统PTAT电流产生电路典型的结构，用于产生PTAT电流；
电流补偿单元112：对核心单元中电流支路的电流进行补偿，使非线性电流产生单元最终产生非线性电流。
本发明的核心电流补偿单元对电流支路进行补偿，如图7本发明非线性电流产生单元中电流补偿框图所示，由图可知电流补偿单元112包括：
零温度电流补偿单元1121：将零温度系数电流产生单元的零温度系数电流进行镜像复制后，对核心单元的电流支路进行电流补偿；
高阶电流补偿单元1122：产生补偿电流，对核心单元的电流支路进行高阶电流补偿。
需要说明的是：为了便于介绍，这里的电流支路可以为图4中第一电流支路或第二电流支路的任意一个；电路补偿单元112也仅是显示为一个电流支路提供补偿的结构，实际中有两个电流支路(第一电流支路、第二电流支路)和两个电流补偿单元(第一电流补偿单元、第二电流补偿单元)。
对于零温度系数电流产生单元，如图8本发明零温度系数电流产生单元框图所示，由图可知，零温度电流补偿单元包括：
零温度系数电流源131：将零温度系数电流通过电流镜镜像给所述非线性电流产生单元11；
零温度系数电流产生核心单元132：将基准电压转化为零温度系数的电流。
零温度系数电流产生核心单元132将基准电压与电压缓冲器结构连接，通过负反馈使基准电压作用于可调电阻上产生零温度系数电流。
对于零温度系数电流产生单元的具体连接关系，如图9本发明零温度系数电流产生单元原理图所示；
零温度系数电流产生核心单元132包括放大器A2、可调电阻Rt、NMOS管 M9；可调电阻Rt有分为第一可调电阻Rta和第二可调电阻Rtb，第一可调电阻 Rta和第二可调电阻Rtb串联连接。
放大器A2为电压缓冲器结构；即：基准电压Vref与放大器A2的正向端连接，放大器A2的反向端连接第一可调电阻Rta和第二可调电阻Rtb共同端；第一可调电阻Rta和第二可调电阻Rtb串联连接在NMOS管M9的源极和地之间； NMOS管M9的栅极接放大器A2的输出端；通过这样的电压缓冲器结构使基准电压作用于可调电阻上产生零温度系数电流，进而在NMOS管M9的漏极输出零温度系数电流I0。
零温度系数电流源131为二极管连接结构的PMOS管M6，M6的栅极产生电压Vm1，通过电压Vm1连接非线性电流产生单元11，进而将零温度系数电流 I0通过PMOS管M6镜像给非线性电流产生单元11。
如图10为本发明可调电阻Rt原理图所示，由图可知可调电阻Rt为n+1个子电阻依次串联，n个开关K1至Kn的一端依次连接每两个子电阻的公共端，另一端连接放大器A2的反向端(即图中的Vfb信号)；n个开关K1至Kn由n个控制逻辑电路(图中控制1至控制n)分别控制，工作时每次只有一个开关闭合。例如当开关K1闭合时，放大器A2的反向端连接至Rt1和Rt2个子电阻的公共端，相当于第一可调电阻Rta为电阻Rt1；第二可调电阻Rtb为Rt2至Rtn的串联值。n个控制逻辑电路由外部逻辑代码或者可调节的熔丝控制。依据带隙基准电压的测试结果进行调节，以便决定n个开关K1至Kn哪个导通，从而使第一可调电阻Rta和第二可调电阻Rtb的阻值不同，进而使基准电压作用于可调电阻上产生零温度系数电流更准确，更便于非线性电流产生单元11调节支路电路，使本发明产生的带隙基准电压温度性能更好，温漂更低。
如图11为本发明基准电压产生单元原理图，由图可知基准电压产生单元包括电阻R2和PNP三极管Q5，电阻R2的一端连接三极管Q5的发射级，三极管 Q5的基级和集电极接地(即：这里的三极管Q5为二极管连接方式)，电阻R2 的另一端接非线性电流产生单元输出的非线性电流I1。基准电压产生单元可以理解为非线性电流产生单元输出的非线性电流I1依次流过电阻R2和二极管连接方式的三极管Q5，进而在电阻R2的一端产生基准电压Vref。
如图12为本发明非线性电流产生单元原理图之一所示，由图可知针对两个电流支路，图中各有两个零温度电流补偿单元和高阶电流补偿单元。分别为零温度电流补偿单元1121-1和零温度电流补偿单元1121-2；高阶电流补偿单元，分别为高阶电流补偿单元1122-1和高阶电流补偿单元1122-2。
核心单元包括放大器A1、PMOS管M1、M3、M5、电阻R1和电流支路；电流支路包括第一电流支路(PNP三极管Q1)和第二电流支路(PNP三极管Q32)；
放大器A1的输出端连接PMOS管M1、M3、M5的栅极；PMOS管M1、 M3、M5的源极接电源电压；PMOS管M1、M3的漏极分别接所述放大器A1 的正向端和反向端；PMOS管M5输出非线性电流I1；
放大器A1的正向端通过电阻R1连接第一电流支路；即连接PNP三极管Q1 的发射级；PNP三极管Q1的集电极接地；
放大器A1的反向端连接第二电流支路；即连接PNP三极管Q3的发射级； PNP三极管Q3的集电极接地；
零温度电流补偿单元包括镜像MOS管和三极管；镜像MOS管用于镜像用于零温度系数的电流；三极管为二极管连接结构，与镜像MOS管连接后给所述核心单元的电流支路提供补偿电流。
具体的：如图零温度电流补偿单元1121-1包括镜像MOS管M2和三极管 Q2；镜像MOS管M2的栅极接电压Vm1(电压Vm1由零温度系数电流产生单元中M6的栅极产生)、M2的源极接电源电压，M2的漏极接三极管Q2的发射级(Q2为二极管连接结构)；M2的漏极接入核心单元第一电流支路三极管Q1 的基级，以提供零温度电流补偿。
相应的零温度电流补偿单元1121-2包括镜像MOS管M4和三极管Q4；镜像MOS管M4的栅极接电压Vm1(电压Vm1由零温度系数电流产生单元中M6 的栅极产生)、M4的源极接电压，M4的漏极接三极管Q4的发射级(Q4为二极管连接结构)；M4的漏极接入核心单元第二电流支路三极管Q3的基级，以提供零温度电流补偿。
高阶电流补偿单元为多个MOS管并联的电流镜结构；多个MOS管并联电流镜结构中，MOS管个数通过控制信号决定并联接入的个数。
如图中高阶电流补偿单元1122-1和高阶电流补偿单元1122-2。分别为并联的NMOS管M10和PMOS管M8；它们的漏极分别接核心单元第一电流支路三极管Q1的基级和第二电流支路三极管Q3的基级，即图中的A点和B点。它们的源极分别接地和电源。同时为了能够给他们提供合适的栅极电压，PMOS管 M8的栅极接放大器A1的输出；NMOS管M10的栅极电压由二极管连接的NMOS 管M9提供(M9的源极接地端、M9的栅极和漏极与M10的栅极连接)，PMOS 管M7给M9提供漏电流，即：PMOS管M7的漏极和M9的漏极相连；PMOS 管M7的栅极接放大器A1的输出端；PMOS管M7的源极接电源。
对于高阶电流补偿单元可以为其它的形式，如图13本发明非线性电流产生单元原理图之二所示，由图可知：高阶电流补偿单元1122-2中的多个MOS管并联的电流镜结构可以为NMOS管，即图中的M11，M11的漏极接核心单元第二电流支路三极管Q3的基级。同时，为了能够使补偿的电流流入方向相反，M11 的漏极还连接PMOS管M8的漏极；M8的源极接电源、M8的栅极接放大器A1 的输出端。
对于图13和图14中的高阶电流补偿单元中的两组多个MOS管可以为不同的类型的MOS管，即一组为NMOS管，另一组为PMOS管；或者两组多个MOS 管可以为相同的类型的MOS管，即都为NMOS管。或者都为PMOS管(这里并没有在图13和图14中示意)。这样的好处是可以灵活的设置高阶电流补偿单元。进一步的如果都设置为NMOS管，因为NMOS管的电子迁移率高，所以可以节省芯片的面积。
对于高阶电流补偿单元中多个MOS管并联电流镜结构中，MOS管个数通过控制信号决定并联接入的个数。实现方式如图14本发明高阶电流补偿单元原理图之一所示，由图可知：这里MOS管个数为n个，分别通过逻辑控制电路(这里为反相器)I0至In分别控制开关管SW01、SW00至SWn1、SWn0的状态从而决定MOS管接入的状态。进而决定了高阶电流补偿单元中接入补偿的MOS 管的个数。与零温度系数电流产生单元中可调电阻Rt的控制逻辑电路类似，这里逻辑控制电路由外部逻辑代码或者可调节的熔丝控制。修调的好处是可以减少由于工艺变化所带来的误差对提出的高阶曲率补偿方法的效果带来影响。
高阶电流补偿单元中多个MOS管也可以为共源共栅(casecode)的结构，如图15本发明高阶电流补偿单元原理图之二所示，这里就不做详细介绍了。这里共源共栅结构的好处是能够提高电流镜的精度，从而提高补偿电流的精度。
对于如上的描述，本发明带隙基准电压电路整体连接结构原理图的优选实施例介绍如下：
如图16本发明优选实施例原理图之一所示，结合图16说明如下：
传统的ΔVBE产生方法是利用相同温度特性的电流来驱动一对BJTs，利用 BJT之间VBE的差值，从而获得线性补偿系数。而图16中的非线性ΔVBE产生单元中，由两组不同温度特性的偏置电流来分别对两组三极管对(Q1和Q3、Q2 和Q4)进行驱动。这样的结构可以通过电路设计方法，控制曲率补偿中与线性项和非线性项有关的各系数，从而更好地实现补偿。
非线性ΔVBE产生单元得到VBE差值为
Figure BDA0003218104240000131
其中Q3和Q1,Q4和Q2的发射极面积之比皆为N(图中各个三极管标记了它们的面积比例个数1、N等)。对各个三极管的集电极电流进行分析，Q1 和Q3的集电极电流可视为传统设计中常用的PTAT电流(IR1＝ΔVEB/R1)，而Q2和 Q4主要由M6镜像而来的零温度系数电流I0进行偏置，并通过补偿电流Ico1、 Ico2来改变其集电极电流，从而使得ΔVBE的高阶温度特性发生改变。
其中零温度系数电流I0由放大器A2、NMOS管M9、可调节电阻Rt共同组成的零温度系数电流产生单元作用产生。
其中基准电压Vref与缓冲器结构相连接，并通过负反馈使Vref作用于有效电阻Rtb上，从而产生温度不敏感电流。电阻的温度特性按一阶方程如下：
R(T)＝R(Tr)·[1+α(T-Tr)] (6)
零温度系数电流I0可被表示为：
Figure BDA0003218104240000141
该电流通过M6镜像至非线性电流产生单元中，用以产生曲率补偿。同时Ico1 和Ico2作为引入的补偿电流，通过PMOS管M7，M8，NMOS管M9，M10，镜像PTAT电流IR1(电阻R1上的电流)的方式来得到，其可以表示为
Figure BDA0003218104240000142
其中y1为M10和M9与M7和M1的宽长比之积，y2为M8和M1的宽长比之比。因此，以IR1和I0为基础，通过电流镜结构，得到Q1、Q2、Q3、Q4的集电极电流IC1、IC2、IC3、IC4和其相应的控制参数分别表示如下：
Figure BDA0003218104240000143
其中M3、M8、M10的漏电流分别通过镜像M1来得到，对应系数a为M3与 M1的宽长比之比；y1为M10与M1的宽长比之比；y2为M8与M1的宽长比之比。M2、M4的漏电流分别通过镜像M6来得到，对应系数x1为M2与M6的宽长比之比；x2为M4与M6的宽长比之比。将式(9)代入式(5)中可得
Figure BDA0003218104240000151
这里令x2＝kx1和y2＝ky1,，其中k为一个常量系数，则式(10)可被写为
Figure BDA0003218104240000152
式(10)中最后一项可视为一个关于温度T的高阶非线性项。在得到期望的ΔVEB之后，通过电流镜M5镜像M1，电流IR1并经R2和Q5产生最终的Vref为
Figure BDA0003218104240000153
其中b为M5与M1的宽长比之比。在电路设计中采用发射极面积比N为24来最小化电路噪声特性。通过调节电流镜选择合适的a和b，同时调节电阻R1，R2，最后来得到合适的一阶温度补偿。通过调节电流镜选择合适的x1、y1和k，同时调节电阻Rt来得到合适的高阶曲率补偿，从而实现高精度低温漂带隙基准源。需要说明的是图中电路中包含许多电流镜结构。为了最大化减小电流镜失配，这些电流镜在电路设计中可以采用共源共栅(casecode)电流镜结构，提高电流镜像精度。不仅类似图15所示的高阶电流补偿单元，而且M6和M2、M4组成的电流镜；M1、M3、M5和M7组成的电流镜都可以采用这样的结构。
对应于高阶电流补偿单元的图13中的形式的优选实施例二，如图17本发明优选实施例原理图之二所示。
需要说明的是，因为图中M11的连接方式，所以Ico1和Ico2作为引入的补偿电流的值会与实施例一有所不同，如下：
Figure BDA0003218104240000161
其它这里就不做详细的说明了。
本发明的好处是：在传统结构基础上的改进，结构简单容易实现，成本低可靠性高。经过补偿后得到的带隙基准电压的温度系数很小，能够满足更多的应用场合，可被广泛用于对精度有极高要求的电路模块或系统中，如高精度ADC，高精度传感器，电池监测管理芯片等。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

Claims (7)

1.一种带隙基准电压电路，其特征在于，包括：
非线性电流产生单元：产生非线性电流；
基准电压产生单元：将非线性电流产生单元生成非线性电流转化为基准电压；
零温度系数电流产生单元：将基准电压转化为零温度系数电流后输出给非线性电流产生单元，进行电流补偿；所述非线性电流产生单元包括：
核心单元：产生PTAT电流；
电流补偿单元：对核心单元中电流支路的电流进行补偿，使非线性电流产生单元产生非线性电流；
所述核心单元包括第一电流支路和第二电流支路；
所述电流补偿单元包括第一电流补偿单元和第二电流补偿单元；
所述电流补偿单元包括：
零温度电流补偿单元：将零温度系数电流产生单元的零温度系数电流进行镜像复制后，对核心单元的电流支路进行电流补偿；
高阶电流补偿单元：产生补偿电流，对核心单元的电流支路进行高阶电流补偿；
所述第一电流补偿单元和第二电流补偿单元分别含有一组高阶电流补偿单元。
2.如权利要求1所述的带隙基准电压电路，其特征在于，
所述零温度电流补偿单元包括：镜像MOS管和三极管；
所述镜像MOS管用于镜像零温度系数的电流；
所述三极管为二极管连接结构，与镜像MOS管连接后给所述核心单元的电流支路提供补偿电流。
3.如权利要求2所述的带隙基准电压电路，其特征在于，
所述高阶电流补偿单元为两组多个MOS并联的电流镜结构。
4.如权利要求3所述的带隙基准电压电路，其特征在于，
所述多个MOS并联电流镜结构中， MOS个数通过控制信号决定并联接入的个数。
5.如权利要求4所述的带隙基准电压电路，其特征在于，
所述高阶电流补偿单元中的两组多个MOS管为不同的类型的MOS管或相同的类型的MOS管。
6.如权利要求1所述的带隙基准电压电路，其特征在于，
所述零温度系数电流产生单元包括：零温度系数电流源和零温度系数电流产生核心单元；
零温度系数电流源：将零温度系数电流通过电流镜镜像给所述非线性电流产生单元；
零温度系数电流产生核心单元：将基准电压转化为零温度系数电流。
7.如权利要求6所述的带隙基准电压电路，其特征在于，
所述零温度系数电流产生单元为将基准电压与电压缓冲器结构连接，通过负反馈使基准电压作用于可调电阻上产生零温度系数电流。
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